PAGEPAGE27摘要：TOPSwitch系列芯片是PowerIntegration公司生產(chǎn)的開關電源專用集成電路,它將脈寬調(diào)制電路(PWM)與高壓MOSFET開關管及驅動電路等集成在一起。采用PWM控制器和MOSFET功率開關一體化的集成控制芯片是新一代開關電源設計的重要特點和趨勢。使用該芯片設計的小功率開關電源,可大大減少外圍電路,降低成本,提高可靠性。本文介紹了一種采用TOP244Y集成芯片實現(xiàn)的開關電源。根據(jù)TOP244Y的特性給出了單端反激式開關電源的工程設計方法，對外圍電路的設計進行了分析和討論，并給出設計中的注意事項。關鍵詞：開關電源,單端反激,TOPSwitch-GXABSTRACT:Topswitchseriesintegratedcircuitsareproducedespeciallyforpowersupplybypowerintegrationcompany,whichintegratethepulsewidthcontroller(PWM)andahighvoltageMOSFETtogether.Theintegrationcontrollingchip,whichintegratedPWMcontrollerandMOSFETpower,istheimportantfeaturesandtrendsofthenewgenerationSwitchModePowerSupply(SMPS).Designinglowpowerswitchingpowersupplywithsuchintegratedcircuitscandecreasepartscount,decreasecostandincreasereliability.ThispaperintroducedakindofmethodtoimplementtheSMPSusingTOP244Y.AccordingtotheTOP244Ycharacteristics,thepaperprovidesaengineeringmethodtodesignofsingle-flybackswitchmodepowersupplycircuit.Itanalyzesanddiscussestheexternalcircuit,andgivesattentiontothedesignmatters.Keywords:switchmodepowersupply,singleflyback,TOPSwitch-GX目錄前言 41.基于TOPSwitch的反激變換器工作原理 51.1開關電源的組成 51.2開關電源的設計要求 51.3開關電源的概略結構圖和設計結構圖 61.4基于topswitch的反激變換器工作過程 72.控制電路的原理及設計 82.1電壓前饋電路的原理及其設計 82.1.1控制器的選擇 82.1.2TOPSwitch的特點及原理 92.1.3內(nèi)部工作原理 102.1.4外圍控制電路設計 172.2光耦反饋的原理及其設計 172.2.1光耦合器原理及選型 182.2.2可調(diào)基準電壓源原理及選型 193.濾波和保護電路的原理及設計 213.1EMI濾波 213.2鉗位保護電路 213.2.1瞬態(tài)電壓抑制器原理及選型 223.2.2超快恢復二極管原理及選型 234.電路板的設計及注意事項 254.1開關電源印制電路板的設計 254.2制版時的注意事項 255.結論 275.1實驗結果 275.1.1空載運行并進行寬輸入實驗 275.1.2負載運行并進行寬輸入實驗 275.1.3實驗結果圖 285.2分析 305.3感受 315.4對設計電路的改進 32致謝 33參考文獻 34附件 35開關電源SMPS(SwitchModePowerSupply)被譽為高效節(jié)能電源，是現(xiàn)代提倡綠色環(huán)保下的較理想產(chǎn)品，它代表著穩(wěn)壓電源的發(fā)展方向，現(xiàn)已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。開關電源內(nèi)部關鍵元器件工作在高頻開關狀態(tài)，本身消耗能量很低，電源效率可達70%～90%，比普通線性穩(wěn)壓電源提高近一倍。開關電源亦稱無工頻變壓器的電源，它是利用體積很小的高頻變壓器來實現(xiàn)電壓變換及電網(wǎng)隔離的，不僅能去掉重的工頻變壓器，還可采用體積較小的濾波元件和散熱器，這就為研究與開發(fā)高效率，高密度，高可靠性，體積小，重量輕的開關電源奠定了基礎。TOPSwitch-GX系列是美國PI公司繼TOPSwitch-FX之后新推出的第四代單片開關電源集成電路。最大輸出功率從75W擴展到290W。新增加了線性檢測端（L）和從外部設定極限電流端（X）這兩個引腳，用來代替TOPSwitch-FX的多功能端（M）的全部控制功能，使用更加靈活，方便。將開關頻率提高到132kHz降低到30kHz，可降低開關損耗，進一步提高電源效率。本設計在參閱了大量前人設計開關電源的基礎上，利用TOPSwitch-GX系列中的TOP244Y為作為控制器，應用反饋控制方法進行設計的單端反激式開關電源。用TOPSwitch-GX系列的TOP244Y做單端反激式開關電源有電路簡單，穩(wěn)壓性能好，外圍元件少，成本低的特點，且電源效率高，功耗低，過載能力強，抗干擾能力強。在現(xiàn)在的電源領域有較好的發(fā)展前景。1.基于TOPSwitch的反激變換器工作原理1.1開關電源的組成開關電源的典型結構如下圖1-1所示：圖1-1開關電源的典型結構圖開關電源由以下4部分構成:(1)主電路:從交流電網(wǎng)輸入,到直流輸出的主要電路。主要包括輸入電磁干擾濾波器、輸入整流濾波器、高頻變壓器、功率開關管和輸出整流濾波器。(2)控制電路:包括輸出端取樣電路、反饋電路和脈寬調(diào)制器(或通∕斷控制電路)，電壓前饋電路。(3)檢測及保護電路:檢測電路有過電流檢測、過電壓檢測、欠電壓檢測、過熱檢測等;保護電路可分為過電流保護、過電壓保護、欠電壓保護、箝位保護、過熱保護、自動重啟動、軟啟動、緩啟動等多種類型。(4)其他電路:偏置電路、光耦合器等。1.2開關電源的設計要求（1）輸入電壓為：交流85～265V；（2）輸出要求為：穩(wěn)定的12V直流電壓，電流為2.5A，輸出功率為30W；（2）電路結構：單端反激式；（4）控制芯片：TOPSwitch-GX系列芯片。1.3開關電源的概略結構圖和設計結構圖設計時的概略結構圖如圖1-2開關電源的概略結構圖所示，開關電源的設計結構圖如圖1-3設計結圖所示。圖1-2開關電源的概略結構圖圖1-3開關電源的設計結構圖由圖1-3開關電源的設計結構圖可以看到，結構圖由以下部分組成：簡易式單極EMI濾波電路，由安全電容C9和共模扼流圈L1組成，火線上串了一個保險絲；整流電路，由整流橋BR和輸入濾波電容組成；變壓器；輸出濾波電路；電壓前饋控制電路；光耦反饋控制電路。1.4基于topswitch的反激變換器工作過程市電進入電源首先經(jīng)整流和濾波轉為高壓直流電,然后通過開關電路和高頻開關變壓器轉為高頻率低壓脈沖,再經(jīng)過整流和濾波電路,最終輸出低電壓的直流電源。同時在輸出部分有一個電路通過光耦反饋電路反饋給控制電路,通過控制PWM占空比以達到輸出電壓穩(wěn)定。2.控制電路的原理及設計2.1電壓前饋電路的原理及其設計電壓前饋電路是在整流電源到變壓器初級前，控制器TOP244Y通過分析整流的質(zhì)量，對系統(tǒng)進行初步的控制。如圖2-1是電壓前饋電路結構圖。圖2-1電壓前饋電路結構圖2.1.1控制器的選擇TOPSwitch-GX屬于高性價比的開關電源。下圖2-2為寬范圍輸入，12V輸出時PD與,P0的關系曲線。下圖規(guī)定以下條件：開關頻率f=132kHz；交流輸入電壓u=85～265V；輸入濾波電容CIN的容量按3uf/W的比例系數(shù)選??；感應電壓UOR=135V；漏極鉗位電壓UB=200V,漏極鉗位電路中可以并上RC網(wǎng)絡，以減少瞬態(tài)電壓抑制器的損耗；輸出整流采用肖特基二極管，12V輸出時肖特基二極管的正向壓降為0.54V，反向耐壓為100V；TOPSwitch-GX在額定輸出時的最高結溫Tjmax=1100C。圖2-2寬范圍輸入時，12V輸出時PD與η,P0的關系曲線從上圖中可知，當本實驗選擇30W輸出時，TOP244Y在選擇范圍之內(nèi)，又因為TOP244Y是從橫坐標垂直上移時所遇到的第一條實曲線，就代表輸出功率最小，成本最低的TOPSwitch-GX芯片，十分符合本實驗的要求，所以就選擇TOP244Y作為本實驗的控制芯片。2.1.2TOPSwitch的特點及原理TOP244Y是本設計電路的核心器件，也是控制器，起到至關重要的作用。它通過電壓前饋對電路進行控制，也通過反饋電路對電路進行控制，這樣能使輸出更加穩(wěn)定。TOP244Y的外觀圖，如下圖2-3所示：圖2-3TOP244Y的外觀圖產(chǎn)品特色簡介：降低系統(tǒng)成本，提高設計靈活性輸出功率更大以適應更高功率的應用節(jié)約外圍元件成本完全集成的緩啟動電路降低了器件的應力及輸出電壓過沖更寬的占空比實現(xiàn)更高的輸出功率，同時可以使用更小尺寸的輸入濾波電容具有最大占空比(DCMAX)降低特點的線電壓前饋抑制了工頻紋波并在高輸入電壓時限制了最大占空比2.1.3內(nèi)部工作原理TOP244Y的功能結構框圖，如下圖2-4所示：圖2-4內(nèi)部功能結構框圖漏極(D)引腳：高壓功率MOSFET的漏極輸出。通過內(nèi)部的開關高壓電流源提供啟動偏置電流。漏極電流的內(nèi)部流限檢測點?？刂?C)引腳：誤差放大器及反饋電流的輸入腳，用于占空比控制。與內(nèi)部并聯(lián)調(diào)整器相連接，提供正常工作時的內(nèi)部偏置電流。也用作電源旁路和自動重啟動／補償電容的連接點。線電壓檢測(L)引腳：過壓(OV)、欠壓(UV)、降低DCMAX的線電壓前饋、遠程開／關和同步的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。外部流限(X)引腳：外部流限調(diào)節(jié)、遠程開／關控制和同步的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。頻率(F)引腳：選擇開關頻率的輸入引腳：如果連接到源極引腳則開關頻率為132kHz，連接到控制引腳則開關頻率為66kHz。源極(S)引腳：這個引腳是功率MOSFET的源極連接點，用于高壓功率的回路。它也是初級控制電路的公共點及參考點。TOPSwitch-GX產(chǎn)品系列功能描述[1]：（1）控制(C)引腳工作控制引腳是提供供電和反饋電流的低阻抗節(jié)點。在正常工作期間，分流穩(wěn)壓器用來將反饋信號從供電電流中分離出來。控制引腳電壓VC是控制電路（包括MOSFET柵極驅動在內(nèi)）的供電電壓。應在控制極及源極引腳間就近放置一個外部旁路電容以提供瞬時柵極驅動電流。連接到控制腳的所有電容也用于設定自動重啟動定時，同時用于環(huán)路補償。啟動時，整流后的直流高壓加在漏極引腳上，MOSFET起初處于關斷狀態(tài)，通過連接在漏極和控制引腳間的高壓電流源對控制電容充電。當控制引腳電壓VC接近5.8V時，控制電路被激活并開始軟啟動。在10ms左右時間內(nèi)，軟啟動電路使MOSFET的占空比從零逐漸上升到最大值。在軟啟動結束時，如果沒有外部反饋／供電電流流入控制引腳，則內(nèi)部高壓開關電流源關斷，控制引腳開始根據(jù)控制電路所吸收的供電電流的大小開始放電。如果電源設計正確，而且不存在開環(huán)或輸出短路等故障時，在控制引腳放電到接近下限閾值電壓4.8V之前時（內(nèi)部電源欠壓鎖存閾值），反饋環(huán)路將閉合，向控制引腳提供外部電流。當外部流入的電流將控制引腳充電到5.8V并聯(lián)穩(wěn)壓器電壓時，超過芯片所消耗的電流將通過電阻RE分流到源極引腳，如圖2-4所示。流經(jīng)RE的電流控制MOSFET的占空比，實現(xiàn)閉合環(huán)路調(diào)節(jié)。在采用初級反饋結構中，并聯(lián)穩(wěn)壓器很低的輸出阻抗ZC決定了誤差放大器的增益?？刂颇_的動態(tài)阻抗ZC和外接控制腳的電容一起共同決定控制環(huán)路的主極點。當出現(xiàn)開環(huán)或短路等故障而使外部電流無法流入控制引腳時，控制引腳上的電容開始放電，達到4.8V時激活自動重啟動電路而關斷MOSFET輸出，使控制電路進入低電流的待機模式。高壓電流源再次接通并對外接電容充電。內(nèi)部帶遲滯的電源欠壓比較器通過使高壓電流源通斷來保持VC值處在4.8V到5.8V的區(qū)域內(nèi)，如圖2-5所示。自動重啟動電路中有一個除8的計數(shù)器，僅在計滿(S7)時才接通輸出MOSFET，用以防止輸出MOSFET在八個放電—充電周期過去前重新導通。通過將自動重啟動的占空比減到典型值4%，可有效地限制TOPSwitch-GX的功耗。自動重啟動模式將不斷循環(huán)工作直到輸出電壓穩(wěn)壓通過閉合反饋環(huán)路重新進入受控狀態(tài)為止。圖2-5①上電②正常工作③自動重啟動④電源關斷時的典型波形（2）振蕩器和開關頻率：內(nèi)部振蕩器使內(nèi)部電容在兩個設定的電壓值間線性充放電，以產(chǎn)生脈寬調(diào)制解調(diào)器所需的鋸齒波電壓。在每個周期的起點，振蕩器將脈寬調(diào)制解調(diào)器／電流限制的觸發(fā)器電路置位。開關頻率一般選擇為132kHz，這使變壓器尺寸最小且EMI頻率低于150kHz。頻率引腳與控制腳短接時，開關頻率降至66kHz（頻率減半），這種特性在對噪聲敏感的視頻應用或高效率待機模式中非常有用。如果頻率引腳與源極引腳相連，則開關頻率為缺省值132kHz。為使EMI電平更低，開關頻率以250kHz速率（典型值）大約±4kHz的范圍內(nèi)抖動，如圖2-6所示。圖2-6開關頻率調(diào)制（理想化的VDRAIN波形）（3）脈寬調(diào)制器及最大占空比脈寬調(diào)制器通過驅動輸出MOSFET來實現(xiàn)電壓模式控制，其占空比與流入控制腳超過芯片內(nèi)部消耗所需要的電流成反比。此部分電流在RE兩端產(chǎn)生反饋誤差信號，并由一個轉折頻率為7kHz的RC濾波電路進行濾波，以降低芯片電源電流中由MOSFET柵極驅動產(chǎn)生的開關噪音。經(jīng)濾波的誤差信號與內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號進行比較，產(chǎn)生占空比的波形。控制電流增大時，占空比減少。由振蕩器產(chǎn)生的時鐘信號置位觸發(fā)器電路，從而導通輸出MOSFET。脈寬調(diào)制器使此觸發(fā)器電路復位而關斷輸出MOSFET。最大占空比DCMAX按缺省值78%（典型值）設定。（4）輕載頻率降低電源輸出負載減少時，脈寬調(diào)制器根據(jù)流入控制引腳的電流按比例降低占空比。當控制引腳的電流增加時，占空比線性降低到10%。為保持輕載時的高效率，占空比低于10%時，頻率開始線性下降，直到占空比為0時達到最低頻率。132kHz和66kHz工作時，最低頻率一般為30kHz和15kHz。此特性使電源在輕載時可以較低頻率工作，降低了開關損耗，同時也能保持良好的交叉調(diào)節(jié)和低輸出紋波。（5）誤差放大器并聯(lián)調(diào)整器也可在初級反饋應用中用作誤差放大器。并聯(lián)調(diào)整器的電壓由一個具有溫度補償?shù)膸痘鶞侍峁??？刂颇_的動態(tài)阻抗設置誤差放大器的增益?？刂颇_將外部電路信號箝位在VC電壓的水平?？刂颇_超出供電電流的部分將被誤差放大器隔離，并流經(jīng)RE作為電壓誤差的信號。（6）可外部編程的片內(nèi)限流逐周期的峰值漏電流限制電路以MOSFET的導通電阻作為電流采樣電阻。流限比較器將輸出MOSFET導通狀態(tài)下的漏-源極電壓VDS(ON)與一個閾值電壓相比較。漏電流太大將使VDS(ON)超過閾值電壓并在下一個時鐘周期開始前關斷輸出MOSFET。流限比較器的閾值電壓采用溫度補償，使輸出MOSFET的VDS(ON)隨溫度所產(chǎn)生的變化對流限的影響最小。TOPSwitch-GX的缺省流限值已在內(nèi)部預先設定，但可通過連接在外部流限(X)引腳和源極引腳間的電阻，從外部將流限控制在30%到100%缺省流限值之間。由于較大的TOPSwitch-GX的RDS(ON)值較小，設定較低的流限值時可選擇超出所需功率的TOPSwitch-GX來獲得更高效率／減少散熱片面積。通過連接在外部流限(X)引腳和經(jīng)整流的直流高壓總線間的電阻，流限隨線電壓的增高而降低，可實現(xiàn)真正的不受電壓變化影響的功率限定工作。使用RCD箝位電路時，這種功率限制技術能降低高壓輸入時的最大箝位電壓，能實現(xiàn)更高反射電壓的設計并降低箝位損耗。輸出MOSFET剛導通時，前沿消隱電路將流限比較器抑制片刻。在設置前沿消隱時間后，如果電源設計正確，電源初級側電容產(chǎn)生的電流尖峰及次級端整流器的反向恢復時間不會引起開關脈沖的提前誤關斷。如下圖2-7所示，由于MOSFET的動態(tài)特性，前沿消隱后的一段時間內(nèi)，流限會相對更低些。為避免在正常工作時誤觸發(fā)電流限制功能，漏極電流的波形應在圖示的封閉區(qū)內(nèi)。圖2-7漏極電流工作包絡（7）線電壓欠壓保護(UV)在上電時，UV令TOPSwitch-GX在輸入電壓達到欠壓閾值前保持關斷；在斷電時，UV防止它在輸出失調(diào)后自動重啟動。在待機電源等應用中，它能防止關斷時由輸入大容量電容緩慢放電而產(chǎn)生的干擾。上電時，UV閾值由連接在線電壓檢測或多功能引腳和經(jīng)整流的高壓總線間單電阻設定。電源接通后，UV閾值降到初始閾值的40%，使輸入電壓的工作范圍更寬（UV下限閾值）。工作時，如果在電源未失調(diào)的情況下達到UV下限，則此器件將保持關斷，直到UV達到上限為止。如果電源在達到UV下限前電源失調(diào)，則器件將自動重啟動。在每個自動重啟動周期末(S7)，UV比較器會被啟動。此時若沒有超過UV上限值，則MOSFET在下一個周期內(nèi)關斷（見圖2-5）。（8）線電壓過壓關斷(OV)過壓閾值和UV的設置采用同一電阻。超過此閾值時即強制TOPSwitch-GX輸出關斷。從圖2-8可見OV和UV的比率設為4.5。當MOSFET關斷時，由于漏極沒有反饋電壓和漏電感尖峰，經(jīng)整流的直流高壓的抗浪涌沖擊的能力增大到MOSFET的額定電壓(700V)。當MOSFET關斷時，由于漏極沒有反饋電壓和漏電感尖峰，經(jīng)整流的直流高壓的抗浪涌沖擊的能力增大到MOSFET的額定電壓(700V)。OV閾值有少量遲滯以防止噪聲引發(fā)關斷。圖2-8線電壓檢測及外部流限引腳的特性曲線（9）降低DCMAX的線電壓前饋設置UV和OV的電阻同時也用于產(chǎn)生線電壓前饋，使輸出紋波最小并減小了輸入電壓瞬態(tài)變化時對輸出的影響。這種前饋的工作方式在圖2-9中以不同的值IL或IM表示。值得注意的是，對于相同的控制腳電流，更高的線電壓會使占空比更小。另外，最大占空比也從略高于UV閾值時的78%（典型值）降至OV閾值時的30%（典型值）（見圖2-8）。在較高線電壓時，選擇DCMAX為38%可確保TOPSwitch-GX的功率在正常工作時不會受到此特性的限制。圖2-9占空比和頻率與控制引腳電流的關系（10）遲滯過熱保護TOPSwitch-GX由精密的模擬電路提供溫度保護，當結溫超過熱關斷溫度（典型值140C）時，該電路就關斷輸出MOSFET，當結溫冷卻到遲滯溫度以下時，自動恢復并重新正常工作。此芯片采用70C的較大遲滯值，可以防止連續(xù)故障情況下PCB板過熱。當電源過熱關斷后，VC的調(diào)節(jié)進入遲滯模式，控制腳上的波形為4.8V到5.8V間（典型值）的鋸齒波。2.1.4外圍控制電路設計TOPSwitch芯片外部具有可編程設定極限電流和輸入電壓欠壓、過壓檢測功能?？瓷蠄D2-1（電壓前饋電路結構圖）該電路將X端與S端連接電阻R4,當R4=8.25kΩ時，ILMIT=85%ILMIT(MAX)=1.08A；而將F端與S端短接,可將TOP244Y設為全頻工作方式,開關頻率為132kHz。在線路檢測端L與直流輸入U1端連接電阻R1,可進行線路檢測,由于TOP244Y的欠壓電流IUV為50μA,過壓電流IOV為225μA,有公式:UUV=IUV·R1和UOV=IOV·R1。當R1=2MΩ時,由公式得:UUV=100V,UOV=450V,因此其欠壓保護工作電壓為100V,過壓保護工作電壓為450V,即TOP244Y在本電路中的直流電壓范圍為100～450V,一旦超出了該電壓范圍,TOP244Y將自動關閉。當輸入電壓升高時，利用電阻R2可限制電源的最大輸出功率。用減少極限電流的方法，允許將體積更小的高頻變壓器設計在連續(xù)模式下工作，從而降低了初級和次級的峰值電流，這樣能降低功耗以及初級元器件的耐壓值。使用時需在C和S之間接一個47μF旁路電容,利用該電容的充電過程來實現(xiàn)電路的軟啟動。C端外接一個47uF的旁路電容外，還要在并聯(lián)一個100nF的高頻旁路電容，可收到較好的抑制噪聲的效果[1，7]。2.2光耦反饋的原理及其設計光耦反饋是本實驗中最主要的反饋形勢，是決定本實驗穩(wěn)定精度的重要器件。精密光耦合反饋電路由PC817C和TL431組成。如上2-10為光耦反饋結構圖，TL431稱為可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器,利用兩只外部電阻可設定2.5～36V范圍內(nèi)的任何基準電壓值。其工作原理是當輸出電壓U0發(fā)生波動時,經(jīng)電阻分壓后得到的取樣電壓就與TL431中的2.5V帶隙基準電壓進行比較,在陰極上形成誤差電壓,使發(fā)光二極管的工作電流IF產(chǎn)生相應變化,再通過光耦去改變控制端電流IC的大小,調(diào)節(jié)TOPSwitch的輸出占空比,使U0不變,從而達到穩(wěn)壓目的[2]。C10和R8為頻率補償網(wǎng)絡,R6用來設定環(huán)路的直流增益。用TL431來構成外部誤差放大器，可提高輸出電壓的穩(wěn)定性。TL431的偏置電流僅為1mA，這有助于降低空載損耗。由VD4和C11組成軟啟動電路，避免在啟動電源時發(fā)生過載現(xiàn)象。當電源斷電時，C11上的電荷可通過R7泄放掉。圖2-10光耦反饋結構圖2.2.1光耦合器原理及選型光耦合器又成為光耦，是以光為媒介來傳輸電信號的器件。通常是把發(fā)光器（可見光LED或紅外線LED）與受光器(光敏半導體管)封裝在同一管殼內(nèi)。當輸入端加電信號時發(fā)光器發(fā)出光線，受光器接受光照之后就產(chǎn)生光電流并從輸出端流出，從而實現(xiàn)了“電-光-電”轉換。光耦合器的主要優(yōu)點是單向傳輸信號，輸入端與輸出端完全實現(xiàn)了電氣隔離，抗干擾能力強，使用壽命長，傳輸效率高；可廣泛用于電平轉換，信號隔離，級間耦合，開關電路，遠距離信號傳輸，脈沖放大電路中。在單片開關電源中，利用光耦合器可構成光耦反饋電路，通過調(diào)節(jié)控制端電流來改變占空比，達到穩(wěn)壓目的。設計中用到的是光耦合器PC817，此光耦是雙列直插式封裝（如下圖2-11所示）,圖2-12為對應的內(nèi)部結構圖。對于線性光耦合器，它的電流傳輸比（CTR）可在一定范圍內(nèi)線性調(diào)整并且在傳輸小信號時，其交流電流傳輸比（△CTR=△Ic/△If）很接近于直流電流傳輸比CTR值，因此適合傳輸模擬信號，使光耦合器的輸出與輸入之間呈線性關系，很適用于單片開關電源。光耦合器PC817的電流傳輸比CTR為80%～160%,反向擊穿電壓為35V。因為PC817價錢較低，工作性能不錯，各參數(shù)也符合要求，所以被選定為電路元件。圖2-11光耦合器的雙列直插式封裝圖2-12光耦合器的內(nèi)部結構圖2.2.2可調(diào)基準電壓源原理及選型TL431屬于一種具有電流輸出能力的可調(diào)基準電壓源，其性能優(yōu)良，價格低廉，可廣泛用于單片精密開關電源或精密線性穩(wěn)壓電源中。此外，TL431還能構成電壓比較器，電源電壓監(jiān)視器等。當前在單片精密開關電源中，普遍用它來構成外部誤差放大器，再與光耦合器組成隔離式反饋電路。TL431的封裝如下圖2-13所示，內(nèi)部結構圖如圖2-14所示\o"點擊圖片看全圖"圖2-13TL431的封裝圖2-14TL431的內(nèi)部結構圖TL431的引腳功能和工作原理：A(ANODE)為陽極，使用時需接地。C(CATHODE)為陰極，需經(jīng)限流電阻后接正電源。R是輸出電壓的設定端，外接電阻分壓器。見圖2-14主要包括4部分：①誤差放大器A，其同項輸入端接從電阻分壓器上得到的取樣電壓，反相輸入端則接內(nèi)部2.50V基準電壓Uref，并且設計的UREF=Uref，UREF端常態(tài)下應為2.50V，因此亦稱基準端；②內(nèi)部2.50V基準電壓源Uref；③NPN型晶體管VT，它在電路中起到調(diào)節(jié)負載電流的作用；④保護二極管VD，可防止因K-A間電源極性接反了而損壞芯片。TL431的電路符號（如圖2-15）與TL431的基本接線（如圖2-16）圖2-15TL431的電路符號圖2-16TL431的基本接線TL431相當于一只可調(diào)式齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻R1和R2來設定，有公式U0=UKA=(1+)·UREF(2.1)R3是IKA的限流電阻，選取R3值的原則是，當輸入電壓為U1時必須保證IKA在1～100mA范圍內(nèi)，以便TL431能正常工作。TL431的穩(wěn)壓原理可分析如下：當由于某種原因致使U0↑時，取樣電壓UREF也隨之升高，使UREF>Uref，誤差放大器輸出電壓升高，致使VT的輸出電壓降低，U0↓。反之，U0↓→UREF↓→UREF<Uref→誤差放大器輸出電壓降低→VT的輸出電壓升高→U0↑。最終使U0趨于穩(wěn)定，達到了穩(wěn)壓目的，此時UREF=Uref。3.濾波和保護電路的原理及設計3.1EMI濾波為減小體積和降低成本，單片開關電源一般采用簡易式單極EMI濾波器，典型圖如下圖3-1所示。圖3-1簡易式單極EMI濾波器這里的C9=0.22uF,EMI濾波器中的安全電容亦稱作“X電容”，實際電路板上是0.22uF的安規(guī)電容，如下圖3-2所示。L1=L2=22mH，實際電路板上用22mH的共模扼流圈，如下圖3-3所示。圖3-2安規(guī)電容封裝圖3-3共模扼流圈3.2鉗位保護電路圖3-4鉗位保護電路結構圖開關管或二極管在開通和關斷過程中，開關管中會產(chǎn)生反向尖峰電流和尖峰電壓，嚴重時可以將TOP244Y損壞。這個安全問題可以通過緩沖和鉗位的方法予以克服。緩沖吸收電路可以減少尖峰電壓的幅度和減少電壓波形的變化率，這對于半導體器件使用的安全性非常有好處。與此同時，緩沖吸收電路還降低了射頻的頻譜成分，有益于降低射頻輻射的能量。鉗位電路主要用來防止半導體器件和電容器被擊穿的危險。如上圖3-4（鉗位保護電路結構圖）所示。初級鉗制電路由瞬態(tài)電壓抑制器VDZ(P6KE200)和超快恢復二極管VD1（UF4005）組成，能吸收泄漏電感的能量。將漏極電壓鉗制在安全值。由R3和C2構成RC吸收回路，可進一步降低電磁干擾[3]。3.2.1瞬態(tài)電壓抑制器原理及選型瞬態(tài)電壓抑制器亦稱順變電壓抑制二極管，是一種新型過壓保護器件。由于它的響應速度極快，鉗位電壓穩(wěn)定，體積小，價格低，因此可作為各種儀器儀表的過壓保護器，還用來保護單片開關電源集成電路，MOS功率器件以及其他對電壓敏感的半導體器件。瞬態(tài)電壓抑制器的工作原理：瞬態(tài)電壓抑制器是一種硅PN結器件，其外形與塑封硅整流二極管相似，如下圖3-5所示圖3-5瞬態(tài)電壓抑制器的（a）外形（b）符號（c）伏安特性目前國外研制的TVS器件，峰值脈沖功率已達60kW，鉗位電壓從0.7V到3KV。TVS的符號與穩(wěn)壓管相同，見（b）圖，伏安特性如（c）圖所示。圖中，UB和IT分別為反向擊穿電壓（即鉗位電壓），測試電流。UR為導通前加在器件上的最大額定電壓。有關系式：UR≈0.8UB。IR是最大反向漏電流。UC是在1ms時間內(nèi)器件可承受的最大峰值電壓。有關系式：UC>UB>UR。IP是瞬時脈沖峰值電流。TVS的峰值脈沖功率PP與干擾脈沖的占空比（D）以及環(huán)境溫度（TA）有關。當D↓時PP↑，反之亦然。而當TA↓時PP↑。瞬態(tài)電壓抑制器的承受瞬態(tài)高能量電壓時，能迅速反向擊穿，由高阻態(tài)變成低阻態(tài)，并把干擾脈沖鉗位于規(guī)定值，從而保證電子設備或元器件不受損壞。鉗位實踐定義為從零伏達到反向擊穿電壓最小值所需要的時間。TVS的鉗位時間極短，僅1ns，所承受的瞬態(tài)脈沖電流峰值卻高達幾十至幾百安培。其性能要優(yōu)于壓敏電阻器（VSR），且參數(shù)的一致性好。此次試驗用的瞬態(tài)電壓抑制器是P6KE系列中的P6KE200，其反向擊穿電壓UB是200V，峰值脈沖功率PP為600W，鉗位時間為1ns。值得注意的是，對于P6KE系列，靠近白色環(huán)為正極。3.2.2超快恢復二極管原理及選型超快恢復二極管是極有發(fā)展前途的電力電子半導體器件。它們具有開關特性好，反向恢復時間短，耐壓高，正向電流大，體積小，安裝簡便等優(yōu)點?？蓮V泛用于脈寬調(diào)制器，單片開關電源等領域，作高頻，大電流的阻塞二極管，續(xù)流二極管或整流二極管用。超快恢復二極管的性能特點：反向恢復時間trr反向恢復時間trr的定義是：電流通過零點由正向轉換成反向，再由反向轉換到規(guī)定低值的時間間隔。它是衡量高頻續(xù)流及整流器件性能的重要技術指標。反向恢復電流的波形如下圖3-6所示圖3-6反向恢復電流的波形圖3-5中，IF為正向電流，IRM為最大反向恢復電流，Irr為反向恢復電流，通常規(guī)定Irr=0.1IRM。當t≤t0時，正向電流I=IF。當t>t0時，由于整流管上的正向電壓突然變成反向電壓，因此正向電流迅速減小，在t=t1時刻，I=0A。然后整流管上的反向電流IR逐漸增大；在t=t2時刻達到最大反向恢復電流IRM值。此后受正向電壓的作用，反向電流逐漸減小，并且在t=t3時刻達到規(guī)定值Irr。從t2到t3的反向恢復過程與電容器放電過程有相似之處。由t1到t3的時間間隔即為反向恢復時間trr[6]。超快恢復二極管的結構特點超快恢復二極管的內(nèi)部結構與普通二極管不同，它是在P型，N型硅材料中間增