----宋停云與您分享--------宋停云與您分享----直流偏移校正功能與ADS58H40PCB布局優(yōu)化ADS58H40是一款由德州儀器（TI）推出的四通道、11/14比特、采樣250MSPS、接收90MHz帶寬的高性能高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器。它同時(shí)具有用于反饋的125MHz帶寬的BurstMode與用于接收的90MHz帶寬的SNRBoostMode，適用于基站收發(fā)信機(jī)的反饋與接收通道。

目前用于基站收發(fā)信機(jī)的高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）大多都具有直流偏移校正功能（DCoffsetcorrectionfunction）。它用于校正ADC接收到的直流，以免其降低接收機(jī)的性能。但是此功能同時(shí)也會(huì)引起ADC的碼域翻轉(zhuǎn)（codetoggle），假如PCB布局不當(dāng)，會(huì)造成ADC采集小信號(hào)功率不精確?????。本文以ADS58H40為例，分析了碼域翻轉(zhuǎn)干擾所帶來(lái)的問(wèn)題，并供應(yīng)了PCB優(yōu)化解決方案。

1、高速ADC直流偏移校正功能的作用與影響

直流偏移(DCoffset)是由外界的直流信號(hào)重量與原信號(hào)的直流疊加形成。在基站收發(fā)信機(jī)中，它主要是由本振泄露與混頻器或IQ解調(diào)器的非線性產(chǎn)生。直流偏移會(huì)對(duì)有用信號(hào)形成干擾，通常需要使用ADC的直流偏移校正功能來(lái)抑制它。

從碼域上來(lái)看對(duì)于一個(gè)抱負(fù)的11bitADC，其中間碼應(yīng)當(dāng)是2^(11-1)=1024。用二進(jìn)制補(bǔ)碼來(lái)表示就是0x000。由于二進(jìn)制補(bǔ)碼的最高位表示符號(hào)位，所以對(duì)應(yīng)的11bit數(shù)據(jù)范圍是從0x000到0x7FF。0x7FF表示-1，對(duì)應(yīng)為1023。在無(wú)有用信號(hào)輸入時(shí)，抱負(fù)狀態(tài)下，11bitADC采集出來(lái)的信號(hào)在碼域就應(yīng)當(dāng)為0x000。但是事實(shí)上外界還有熱噪聲（thermalnoise）與直流偏移會(huì)被ADC采集到。直流偏移在碼域上會(huì)使ADC空采所獲得的碼相對(duì)0x000向上偏移一些，而熱噪聲信號(hào)的自然波動(dòng)也會(huì)疊加到直流偏移所表示的碼上面。ADC的DCoffsetcorrectionfunction會(huì)修正直流偏移引起的碼域誤差，將其重新校正到0x000。

ADC的DCoffsetcorrectionfunction的工作流程如下：

圖1、DCoffsetcorrection

下面用兩張圖示來(lái)對(duì)比說(shuō)明ADC未使能與使能DCoffsetcorrectionfunction在碼域上的區(qū)分。

在未使用ADC的DCoffsetcorrectionfunction時(shí)，11bitADC空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下:

圖2、DCOffsetCorrectionDisabledforanidle11bitADCchannel

在使用ADC的DCoffsetcorrectionfunction時(shí)，11bitADC空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下：

圖3、DCOffsetCorrectionEnabledforanidle11bitADCchannel

通過(guò)對(duì)比發(fā)覺(jué)使能ADC的DCoffsetcorrectionfunction后，直流偏移引起的碼域誤差被修正，熱噪聲在碼域上也從基本在0x000碼以上圍圍著直流偏移波動(dòng)，變成了圍圍著0x000碼波動(dòng)。因此在使能DCoffsetcorrectionfunction時(shí)，熱噪聲的自然波動(dòng)會(huì)引起碼域從0x000到0x7FF的隨機(jī)翻轉(zhuǎn)。體現(xiàn)在ADC的11bit數(shù)據(jù)線上就是ADC空采時(shí)，全部數(shù)據(jù)線的電平都同時(shí)在規(guī)律0與規(guī)律1之間切換。此時(shí)數(shù)據(jù)線對(duì)外的干擾是最大的。假如在PCB布局上不夠謹(jǐn)慎，就會(huì)使這個(gè)干擾信號(hào)耦合到ADC的模擬輸入端。雖然這個(gè)耦合的干擾信號(hào)幅度并不大，但是它對(duì)ADC的輸入信號(hào)，尤其是輸入的小信號(hào)在頻域上會(huì)形成波浪型干擾，在ADC空采時(shí)，則體現(xiàn)為紋波底噪（ripplenoisefloor）。

2、碼域翻轉(zhuǎn)干擾所帶來(lái)的問(wèn)題

以ADS58H40為例，圖示說(shuō)明碼域翻轉(zhuǎn)干擾信號(hào)耦合到ADC模擬輸入端的后果。

圖4、Digitaloutputcouplingtoinput

在PCB布局不抱負(fù)時(shí)，如上圖所示輸出數(shù)據(jù)端直接或間接的通過(guò)時(shí)鐘或ADC的VCM耦合到了ADC的模擬輸入端。

受此干擾信號(hào)影響，將ADS58H40通道空采得到的數(shù)據(jù)做FFT變換得到的頻域圖如下：

圖5、Ripplenoisefloorcausedbycodetoggleinterferencecoupling

從圖中可以清楚的看到ADC采集到的是波浪型底噪，它略微的惡化了ADC的信噪比（SNR），并且會(huì)導(dǎo)致小信號(hào)的幅度測(cè)量不精確?????，影響接收機(jī)智敏度的測(cè)試。

為了進(jìn)一步說(shuō)明碼域翻轉(zhuǎn)干擾的影響。用不同幅度的信號(hào)輸入給ADS58H40進(jìn)行掃頻測(cè)試，將采集到的數(shù)據(jù)制圖如下：

圖6、Frequencyscanfordifferentinputsignallevelwithinterference

ADS58H40的采樣時(shí)鐘為245.76MHz，針對(duì)其其次奈奎斯特域的中心60M范圍，使用5個(gè)功率等級(jí)進(jìn)行掃頻。在功率大于-40dBFs時(shí)，由于PCB布局不當(dāng)所引入的碼域翻轉(zhuǎn)干擾對(duì)輸入信號(hào)影響很?。ㄓ捎贏DC前端有濾波器的關(guān)系，所以輸入信號(hào)不是完全平整的）。但是隨著輸入信號(hào)功率的減小此干擾對(duì)輸入信號(hào)的影響越來(lái)越大，在輸入信號(hào)幅度低于-60dBFs時(shí)，去除模擬輸入端濾波器的影響后其引起的功率誤差依舊可以達(dá)到3dB以上。

3、針對(duì)碼域翻轉(zhuǎn)干擾的ADS58H40PCB布局優(yōu)化

為了避開(kāi)碼域翻轉(zhuǎn)干擾耦合到ADC的模擬輸入端，需要針對(duì)性的避開(kāi)一些不當(dāng)?shù)腜CB布局。碼域翻轉(zhuǎn)干擾可以通過(guò)三個(gè)途徑耦合：（1）數(shù)據(jù)輸出線與模擬輸入電路布局很近且平行，直接耦合。（2）數(shù)據(jù)輸出線耦合到ADC的時(shí)鐘信號(hào)再間接耦合到模擬輸入端。（3）數(shù)據(jù)輸出線耦合到ADC的VCM，再通過(guò)VCM間接耦合到模擬輸入端。

圖7、ADS58H40PCBlayout

上圖為ADS58H40EVM評(píng)估板的PCB布局，在基站收發(fā)信機(jī)上不會(huì)有這么大的空間來(lái)給其布局，一些走線難免會(huì)離得很近，所以針對(duì)碼域翻轉(zhuǎn)干擾的三個(gè)耦合途徑，建議對(duì)ADS58H40PCB布局做出以下三個(gè)優(yōu)化：

（1）ADS58H40的數(shù)據(jù)輸出LVDS線與模擬輸入電路分開(kāi)布局，不要平行或交叉。（2）ADS58H40的采樣時(shí)鐘線與隨路時(shí)鐘線布局盡可能的遠(yuǎn)離模擬輸入端，不要與其近距離平行。（3）ADS58H40的VCM線最好通過(guò)過(guò)孔直接從模擬輸入電路的差分端中間接入，如上圖四個(gè)紅色圈的中心。在模擬輸入端VCM接入口必需加上對(duì)地的濾波電容。VCM信號(hào)不要做成VCM電源平面，而且布局時(shí)使其盡量遠(yuǎn)離數(shù)據(jù)輸出線。

經(jīng)過(guò)PCB布局優(yōu)化的ADS58H40使能DCoffsetcorrectionfunction后不再具有紋波底噪，而且ADC底噪更佳（圖8）。在-60dBFs的小信號(hào)掃頻測(cè)試中，去除模擬輸入端濾波器的影響后其波動(dòng)在0.5dB以內(nèi)。

圖8、NormalnoisefloorafterPCBlayoutoptimization

4、結(jié)論

ADC的DCoffsetcorrectionf