《電力電子技術(shù)》

電子教案第2章整流電路2023/7/221目錄2.3變壓器漏感對整流電路的影響2.4電容濾波的不可控整流電路 2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路 2.4.2電容濾波的三相不可控整流電路2.5整流電路的諧波和功率因數(shù) 2.5.1諧波和無功功率分析基礎 2.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)

分析 2.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)

分析

2.5.4

整流輸出電壓和電流的諧波分析2.6大功率可控整流電路

2.6.1

帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路 2.6.2多重化整流電路2023/7/222目錄2.7整流電路的有源逆變工作狀態(tài) 2.7.1逆變的概念 2.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài) 2.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制2.8晶閘管直流電動機系統(tǒng)

2.8.1工作于整流狀態(tài)時 2.8.2工作于有源逆變狀態(tài)時 2.8.3直流可逆電力拖動系統(tǒng)2.9相控電路的驅(qū)動控制 2.9.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路 2.9.2集成觸發(fā)器 2.9.3觸發(fā)電路的定相本章小結(jié)

2023/7/2232.3變壓器漏感對整流電路的影響

考慮包括變壓器漏感在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，該漏感可用一個集中的電感LB表示以三相半波為例，然后將結(jié)論推廣VT1換相至VT2的過程：因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時導通，相當于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當ik增大到等于Id時，ia=0，VT1關(guān)斷,換流過程結(jié)束。圖2-25考慮變壓器漏感時的三相半波可控整流電路及波形■2023/7/224

2.3變壓器漏感對整流電路的影響

換相重疊角——換相過程持續(xù)的時間，用電角度g表示換相過程中，整流電壓ud為同時導通的兩個晶閘管所對應的兩個相電壓的平均值

（2-30）

換相壓降——與不考慮變壓器漏感時相比，ud平均值降低的多少

（2-31）

■2023/7/225

2.3變壓器漏感對整流電路的影響

換相重疊角g的計算

（2-32）由上式得：

（2-33）進而得出：

（2-34）

■2023/7/226

2.3變壓器漏感對整流電路的影響

當時，，于是

（2-35）

（2-36）

g隨其它參數(shù)變化的規(guī)律：（1）

Id越大則g越大；（2）

XB越大g越大；（3）

當a≤90時，越小g越大。■2023/7/227

2.3變壓器漏感對整流電路的影響

變壓器漏抗對各種整流電路的影響表2-2各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算

注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路①②■2023/7/228

2.3變壓器漏感對整流電路的影響

變壓器漏感對整流電路影響的一些結(jié)論（1）出現(xiàn)換相重疊角g

，整流輸出電壓平均值Ud降低。（2）

整流電路的工作狀態(tài)增多（3）

晶閘管的di/dt

減小，有利于晶閘管的安全開通。有時人為串入進線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。（4）

換相時晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導通，為此必須加吸收電路。（5）

換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源?！?023/7/229

2.4電容濾波的不可控整流電路

在交—直—交變頻器、不間斷電源、開關(guān)電源等應用場合中，大量應用2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

常用于小功率單相交流輸入的場合，如目前大量普及的微機、電視機等家電產(chǎn)品中1.工作原理及波形分析圖2-26電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a)電路

b)波形■2023/7/22102.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

基本工作過程：在u2正半周過零點至wt=0期間，因u2<ud，故二極管均不導通，電容C向R放電，提供負載所需電流至wt=0之后，u2將要超過ud，使得VD1和VD4開通，ud=u2，交流電源向電容充電，同時向負載R供電

詳細分析（簡要講解得出的結(jié)論，關(guān)鍵在于求出d和q）

（2-37）

（2-38）

式中，ud(0)為VD1、VD4開始導通時刻直流側(cè)電壓值?！?023/7/2211

2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

將u2代入并求解得：（2-39）而負載電流為：（2-40）于是 （2-41）設VD1和VD4的導通角為q，則當wt=q

時，VD1和VD4關(guān)斷。將id

(q)=0代入式（2-41），得：

（2-42）二極管導通后u2開始向C充電時的ud與二極管關(guān)斷后C放電結(jié)束時的ud相等

（2-43）

■2023/7/2212

2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

注意到d+q為第2象限的角，由式（2-42）和（2-43）得：

（2-44）

（2-45）在wRC已知時，即可由式（2-45）求出d

，進而由式（2-44）求出q

。顯然d

和q僅由乘積wRC決定。圖2-27給出了根據(jù)以上兩式求得的d和q角隨wRC變化的曲線。

圖2-27

d、q

與wRC的關(guān)系曲線

■2023/7/2213

2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

二極管VD1和VD4關(guān)斷的時刻，即wt達到q的時刻，還可用另一種方法確定：VD1和VD4的關(guān)斷時刻，從物理意義上講，就是兩個電壓下降速度相等的時刻，一個是電源電壓的下降速度|du2/d(wt)|，另一個是假設二極管VD1和VD4關(guān)斷而電容開始單獨向電阻放電時電壓的下降速度|dud/d(wt)|p（下標表示假設）。■2023/7/2214

2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

2.主要的數(shù)量關(guān)系（圖2-28）1）輸出電壓平均值整流電壓平均值Ud可根據(jù)前述波形及有關(guān)計算公式推導得出，但推導繁瑣?？蛰d時，。重載時，Ud逐漸趨近于0.9U2，即趨近于接近電阻負載時的特性。通常在設計時根據(jù)負載的情況選擇電容C值，使

，

T為交流電源的周期，此時輸出電壓為：3）二極管承受的電壓

Ud≈1.2U2（2-46）2）電流平均值

輸出電流平均值IR為：IR=

Ud/R

（2-47）

Id=IR

（2-48）

二極管電流iD平均值為ID=Id/2=IR/2

（2-49）■2023/7/2215

2.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

感容濾波的二極管整流電路實際應為此情況，但分析復雜ud波形更平直，電流i2的上升段平緩了許多，這對于電路的工作是有利的圖2-29感容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a）電路圖b）波形■2023/7/2216

2.4.2電容濾波的三相不可控整流電路

1.基本原理（圖2-30）某一對二極管導通時，輸出電壓等于交流側(cè)線電壓中最大的一個，該線電壓既向電容供電，也向負載供電

當沒有二極管導通時，由電容向負載放電，ud按指數(shù)規(guī)律下降。

由“電壓下降速度相等”的原則，可以確定臨界條件。假設在wt+d=2p/3的時刻“速度相等”恰好發(fā)生，則有

（2-50）■2023/7/2217

2.4.2電容濾波的三相不可控整流電路

電流id

斷續(xù)和連續(xù)的臨界條件wRC=

在輕載時直流側(cè)獲得的充電電流是斷續(xù)的，重載時是連續(xù)的，分界點就是R=/wC。圖2-31

電容濾波的三相橋式整流電路當wRC等于和小于時的電流波形

a）wRC=

b）wRC<■2023/7/2218

2.4.2電容濾波的三相不可控整流電路

考慮實際電路中存在的交流側(cè)電感以及為抑制沖擊電流而串聯(lián)的電感時的工作情況：電流波形的前沿平緩了許多，有利于電路的正常工作。隨著負載的加重，電流波形與電阻負載時的交流側(cè)電流波形逐漸接近。圖2-32考慮電感時電容濾波的三相橋式整流電路及其波形

a）電路原理圖

b）輕載時的交流側(cè)電流波形

c）重載時的交流側(cè)電流波形■2023/7/2219

2.4.2電容濾波的三相不可控整流電路

2.主要數(shù)量關(guān)系1）輸出電壓平均值

Ud在（2.34U2~2.45U2）之間變化2）電流平均值輸出電流平均值IR為：IR=

Ud/R

（2-51）

與單相電路情況一樣，電容電流iC平均值為零，因此：Id=IR

（2-52）

二極管電流平均值為Id的1/3，即：ID=Id/3=IR/3

（2-53）3）二極管承受的電壓

二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為。

■2023/7/2220

2.5整流電路的諧波和功率因數(shù)

許多電力電子裝置要消耗無功功率，會對公用電網(wǎng)帶來不利影響：電力電子裝置還會產(chǎn)生諧波，對公用電網(wǎng)產(chǎn)生危害，包括：許多國家都發(fā)布了限制電網(wǎng)諧波的國家標準，或由權(quán)威機構(gòu)制定限制諧波的規(guī)定。國家標準（GB/T14549-93）《電能質(zhì)量

公用電網(wǎng)諧波》從1994年3月1日起開始實施?！?023/7/2221

2.5.1諧波和無功功率分析基礎

1.諧波滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數(shù)基波（fundamental）——在傅里葉級數(shù)中，頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量諧波次數(shù)——諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示

（2-57）電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為

（2-58）

■2023/7/22222.5.1諧波和無功功率分析基礎2.功率因數(shù)正弦電路中的情況

電路的有功功率就是其平均功率：

（2-59）

視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI

（2-60）

無功功率定義為：

Q=UI

sinj

（2-61）

功率因數(shù)l定義為有功功率P和視在功率S的比值：

（2-62）此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系：

（2-63）功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差j決定的：l=cos

j

（2-64）

■2023/7/22232.5.1諧波和無功功率分析基礎

非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)仍由式（2-62）定義。公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。設正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和j1。這時有功功率為：P=UI1

cosj1

功率因數(shù)為：

（2-66）

（2-65）■2023/7/22242.5.1諧波和無功功率分析基礎基波因數(shù)——n=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosj

1非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學而權(quán)威的定義一種簡單的定義是仿照式（2-63）給出的：

（2-67）

這樣定義的無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受，但該定義對無功功率的描述很粗糙。

■2023/7/22252.5.1諧波和無功功率分析基礎也可仿照式（2-61）定義無功功率，為和式（2-67）區(qū)別，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1

sinj

1

在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：

（2-69）比較式（2-67）和（2-69），可得：

（2-70）忽略電壓諧波時

（2-71）這種情況下，Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。（2-68）■2023/7/2226

2.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析

1.單相橋式全控整流電路忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大（電流i2的波形見圖2-6）

（2-72）

變壓器二次側(cè)電流諧波分析：

n=1,3,5,…

（2-73）電流中僅含奇次諧波各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)■2023/7/22272.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析

功率因數(shù)計算基波電流有效值為

（2-74）

i2的有效值I=Id，結(jié)合式（2-74）可得基波因數(shù)為

（2-75）電流基波與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為

（2-76）所以，功率因數(shù)為

■（2-77）2023/7/22282.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析2.三相橋式全控整流電路阻感負載，忽略換相過程和電流脈動，直流電感L為足夠大以

=30為例，交流側(cè)電壓和電流波形如圖2-20中的ua和ia波形所示。此時，電流為正負半周各120的方波，其有效值與直流電流的關(guān)系為

（2-78）

變壓器二次側(cè)電流諧波分析：

（2-79）

■2023/7/22292.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析

電流基波和各次諧波有效值分別為

（2-80）

電流中僅含6k1（k為正整數(shù)）次諧波各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)■2023/7/22302.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析

功率因數(shù)計算由式（2-78）和（2-80）可得基波因數(shù)為

（2-81）電流基波與電壓的相位差仍為，故位移因數(shù)仍為

（2-82）功率因數(shù)為

（2-83）

■2023/7/2231

2.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析

1.單相橋式不可控整流電路實用的單相不可控整流電路采用感容濾波，典型的交流側(cè)電流波形如圖2-29所示。

電容濾波的單相不可控整流電路交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律：（1）諧波次數(shù)為奇次；（2）諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小；（3）與帶阻感負載的單相全控橋整流電路相比，諧波與基波的關(guān)系是不固定的，wRC越大，則諧波越大，而基波越小。這是因為，wRC越大，意味著負載越輕，二極管的導通角越小，則交流側(cè)電流波形的底部就越窄，波形畸變也越嚴重。（4）越大，則諧波越小，這是因為串聯(lián)電感L抑制沖擊電流從而抑制了交流電流的畸變。■2023/7/2232

2.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析

關(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下：（1）通常位移因數(shù)是滯后的，并且隨負載加重（wRC

減?。蟮慕嵌仍龃?，隨濾波電感加大滯后的角度也增大。（2）由于諧波的大小受負載大?。╳RC）的影響，隨

wRC增大，諧波增大，而基波減小，也就使基波因數(shù)減小，使得總的功率因數(shù)降低。同時，諧波受濾波電感的影響，濾波電感越大，諧波越小，基波因數(shù)越大，總功率因數(shù)越大?！?023/7/22332.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析2.三相橋式不可控整流電路實際應用的電容濾波三相不可控整流電路中通常有濾波電感。交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律：（1）諧波次數(shù)為6k±1次，k=1，2，3…；

（2）諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小；（3）諧波與基波的關(guān)系是不固定的，負載越輕（wRC越大），則諧波越大，基波越小；濾波電感越大（越大），則諧波越小，而基波越大。關(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下：（1）位移因數(shù)通常是滯后的,但與單相時相比,位移因數(shù)更接近1；（2）隨負載加重（wRC的減?。偟墓β室驍?shù)提高；同時，隨濾波電感加大，總功率因數(shù)也提高。■2023/7/2234

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

整流電路的輸出電壓中主要成分為直流，同時包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負載的工作是不利的。圖2-33a=0時，m脈波整流電路的整流電壓波形■2023/7/2235

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

=0時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析將縱坐標選在整流電壓的峰值處，則在-p/m~p/m區(qū)間，整流電壓的表達式為：（2-84）對該整流輸出電壓進行傅里葉級數(shù)分解，得出：

（2-85）式中，k=1，2，3…；且：（2-86）

（2-87）■2023/7/2236

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

為了描述整流電壓ud0中所含諧波的總體情況，定義電壓紋波因數(shù)為ud0中諧波分量有效值UR與整流電壓平均值Ud0之比：（2-88）其中：（2-89）

而：

（2-90）■2023/7/2237

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

將上述式（2-89）、（2-90）和（2-86）代入（2-88）得

（2-91）表2-3給出了不同脈波數(shù)m時的電壓紋波因數(shù)值。

m23612∞gu（%）48.218.274.180.9940■2023/7/2238

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

負載電流的傅里葉級數(shù)可由整流電壓的傅里葉級數(shù)求得：

（2-92）當負載為R、L和反電動勢E串聯(lián)時，上式中：

（2-93）n次諧波電流的幅值dn為：

（2-94）n次諧波電流的滯后角為：

（2-95）■2023/7/2239

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

=0時整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律：（1）m脈波整流電壓ud0的諧波次數(shù)為mk（k=1，2，3...）

次，即m的倍數(shù)次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次；（2）當m一定時，隨諧波次數(shù)增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數(shù)的諧波相對較少；當負載中有電感時，負載電流諧波幅值dn的減小更為迅速；（3）m增加時，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降?！?023/7/2240

2.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析

不為0時的情況：波整流電壓諧波的一般表達式十分復雜，給出三相橋式整流電路的結(jié)果，說明諧波電壓與

角的關(guān)系以n為參變量，n次諧波幅值（取標幺值）對

的關(guān)系如圖2-34所當

從0~90變化時，ud的諧波幅值隨

增大而增大，

=90時諧波幅值最大

從90~180之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài)，ud的諧波幅值隨

增大而減小圖2-34三相全控橋電流連續(xù)時，以n為參變量的與

的關(guān)系■2023/7/22412.6大功率可控整流電路

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電解電鍍等工業(yè)中應用低電壓大電流（例如幾十伏，幾千至幾萬安）可調(diào)直流電源圖2-35帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路■2023/7/2242

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

電路結(jié)構(gòu)變壓器二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路

變壓器二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化

設置電感量為Lp的平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時導電與三相橋式電路相比，在采用相同晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可大一倍圖2-36雙反星形電路，=0時兩組整流電壓、電流波形■2023/7/2243

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

平衡電抗器的作用：兩個直流電源并聯(lián)時，只有當電壓平均值和瞬時值均相等時，才能使負載均流雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時值不等兩個星形的中點n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形自成回路，不流到負載中去，稱為環(huán)流或平衡電流考慮到ip后，每組三相半波承擔的電流分別為Id/2ip。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負載額定電流的1%～2%以內(nèi)圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形利用繞組的極性相反來消除變壓器中的直流磁通勢■2023/7/2244

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個晶閘管導電，其余五管均阻斷，每管最大導通角為60o，平均電流為Id/6當時，Ud為1.35U2，比三相半波時的1.17U2略大些六相半波整流電路因晶閘管導電時間短，變壓器利用率低，極少采用雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別就在于有無平衡電抗器，對平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵■2023/7/2245

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

由于平衡電抗器的作用使得兩組三相半波整流電路同時導電的原理分析：平衡電抗器Lp承擔了n1、n2間的電位差，它補償了和的電動勢差，使得u’b和ua兩相的晶閘管能同時導電時

比

電壓高，VT6導通，此電流在流經(jīng)LP時，LP上要感應一電動勢up，其方向是要阻止電流增大。可導出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學表達式如下：

（2-97）

（2-98）■2023/7/2246

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

雖然，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時導通

時間推遲至與的交點時，=，之后<，則流經(jīng)相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導電

直到>，電流才從VT6換至VT2。此時變成VT1、VT2同時導電每一組中的每一個晶閘管仍按三相半波的導電規(guī)律而各輪流導電■2023/7/2247

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

以平衡電抗器中點作為整流電壓輸出的負端，其輸出的整流電壓瞬時值為兩組三相半波整流電壓瞬時值的平均值

圖2-38平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導電的情況將圖2-36中ud1和ud2的波形用傅氏級數(shù)展開，可得當

=0時的ud1、ud2，即

■（2-99）2023/7/2248

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

（2-100）

由式（2-97）和（2-98）可得

（2-101）

（2-102）

ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波■2023/7/2249

2.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

=30、

=60和

=90時輸出電壓的波形分析需要分析各種控制角時的輸出波形時，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（2-98）做出波形(ud1+ud2)/2雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動程度減小了，脈動頻率加大一倍，f=300Hz電感負載情況下，

=90時,輸出電壓波形正負面積相等，Ud=0，移相范圍是90如果是電阻負載，則ud波形不應出現(xiàn)負值，僅保留波形中正的部分。同樣可以得出，當

=120時，Ud=0，因而電阻負載要求的移相范圍為120?！?023/7/22502.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為:

Ud=1.17U2cos

將雙反星形電路與三相橋式電路進行比較可得出以下結(jié)論：（1）三相橋為兩組三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器（2）當U2相等時，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍（3）兩種電路中，晶閘管的導通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣圖2-39當

=30、60、90時，雙反星形電路的輸出電壓波形

■2023/7/2251

2.6.2多重化整流電路

整流裝置功率進一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路1.移相多重聯(lián)結(jié)有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)，對于交流輸入電流來說，二者效果相同2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路使用了平衡電抗器來平衡2組整流器的電流，其原理與雙反星形電路中是一樣的圖2-40并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路不僅可減少輸入電流諧波，也可減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器■2023/7/2252

2.6.2多重化整流電路

移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路利用變壓器二次繞組接法的不同，使兩組三相交流電源間相位錯開30，從而使輸出整流電壓ud在每個交流電源周期中脈動12次，故該電路為12脈波整流電路整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的2組整流橋圖2-41移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路

圖2-42移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形■2023/7/2253

2.6.2多重化整流電路

iA基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下：（2-103）

（2-104）即輸入電流諧波次數(shù)為12k±1，其幅值與次數(shù)成反比而降低。該電路的其他特性如下：直流輸出電壓

位移因數(shù)

cosj1=cosa

（單橋時相同）功率因數(shù)

l=ncosj1

=0.9886cosa■2023/7/2254

2.6.2多重化整流電路

利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯開20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)：整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法整流電壓ud在每個電源周期內(nèi)脈動18次，故此電路為18脈波整流電路交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k±1次（k=1,2,3…），ud的脈動也更小輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa=0.9949cosa■2023/7/2255

2.6.2多重化整流電路

將整流變壓器的二次繞組移相15，可構(gòu)成串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電路為24脈波整流電路其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k±1，k=1，2，3…。輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa=0.9971cosa采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)■2023/7/2256

2.6.2多重化整流電路

2.多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對多重整流橋中一個橋的角進行控制，其余各橋的工作狀態(tài)則根據(jù)需要輸出的整流電壓而定，或者不工作而使該橋輸出直流電壓為零，或者=0而使該橋輸出電壓最大根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對各橋進行控制，因而被稱為順序控制并不能降低輸入電流諧波。但是各組橋中只有一組在進行相位控制，其余各組或不工作，或位移因數(shù)為1，因此總功率因數(shù)得以提高我國電氣機車的整流器大多為這種方式■2023/7/2257

2.6.2多重化整流電路

3重晶閘管整流橋順序控制當需要的輸出電壓低于三分之一最高電壓時，只對第I組橋的角進行控制，連續(xù)觸發(fā)VT23、VT24、VT33、VT34使其導通，這樣第II、III組橋的輸出電壓就為零

圖2-43單相串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路及順序控制時的波形■2023/7/22582.6.2多重化整流電路當需要的輸出電壓達到三分之一最高電壓時，第I組橋的角為0需要輸出電壓為三分之一到三分之二最高電壓時，第I組橋的角固定為0，第III組橋的VT33和VT34維持導通，使其輸出電壓為零，僅對第II組橋的角進行控制需要輸出電壓為三分之二最高電壓以上時，第I、II組橋的角固定為0，僅對第III組橋的角進行控制為使直流輸出電壓波形不含負的部分，可采取的控制方法（時間關(guān)系，不講）I的波形半周期內(nèi)前后四分之一周期不對稱，但其基波分量比電壓的滯后少，因而位移因數(shù)高，從而提高了總的功率因數(shù)■2023/7/2259

2.7整流電路的有源逆變工作狀態(tài)

2.7.1逆變的概念1.什么是逆變？為什么要逆變？逆變（invertion）——把直流電轉(zhuǎn)變成交流電，整流的逆過程實例：電力機車下坡行駛，機車的位能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔?，反送到交流電網(wǎng)中去逆變電路——把直流電逆變成交流電的電路有源逆變電路——交流側(cè)和電網(wǎng)連結(jié)應用：直流可逆調(diào)速系統(tǒng)、交流繞線轉(zhuǎn)子異步電動機串級調(diào)速以及高壓直流輸電等對于可控整流電路，滿足一定條件就可工作于有源逆變，其電路形式未變，只是電路工作條件轉(zhuǎn)變。既工作在整流狀態(tài)又工作在逆變狀態(tài)，稱為變流電路無源逆變——變流電路的交流側(cè)不與電網(wǎng)聯(lián)接，而直接接到負載，將在第5章介紹■2023/7/2260

2.7.1逆變的概念

2.直流發(fā)電機—電動機系統(tǒng)電能的流轉(zhuǎn)

圖2-44aM電動運轉(zhuǎn)，EG>EM，電流Id從G流向M，M吸收電功率圖2-44b回饋制動狀態(tài)，M作發(fā)電運轉(zhuǎn)，此時，EM>EG，電流反向，從M流向G故M輸出電功率，G則吸收電功率，M軸上輸入的機械能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔芊此徒oG圖2-44c兩電動勢順向串聯(lián)，向電阻R供電，G和M均輸出功率，由于R一般都很小，實際上形成短路，在工作中必須嚴防這類事故發(fā)生圖2-44直流發(fā)電機—電動機之間電能的流轉(zhuǎn)

a）兩電動勢同極性EG

>EMb）兩電動勢同極性EM>EG

c）兩電動勢反極性，形成短路■2023/7/2261

2.7.1逆變的概念

3.逆變產(chǎn)生的條件單相全波電路代替上述發(fā)電機圖2-45a

M電動運行，全波電路工作在整流狀態(tài)，

在0~/2間，Ud為正值，并且Ud

>EM，才能輸出Id

交流電網(wǎng)輸出電功率，電動機則輸入電功率圖2-45b

M回饋制動，由于晶閘管的單向?qū)щ娦裕琁d方向不變，欲改變電能的輸送方向，只能改變EM極性。為了防止兩電動勢順向串聯(lián)，Ud極性也必須反過來，即Ud應為負值，且|EM

|>|Ud

|，才能把電能從直流側(cè)送到交流側(cè),實現(xiàn)逆變。電能的流向與整流時相反,M輸出電功率,電網(wǎng)吸收電功率Ud可通過改變來進行調(diào)節(jié)，逆變狀態(tài)時Ud為負值，逆變時在/2~間■2023/7/2262

2.7.1逆變的概念

產(chǎn)生逆變的條件有二：（1）有直流電動勢，其極性和晶閘管導通方向一致，其值大于變流器直流側(cè)平均電壓（2）晶閘管的控制角

>/2，使Ud為負值圖2-45

單相全波電路的整流和逆變半控橋或有續(xù)流二極管的電路，因其整流電壓ud不能出現(xiàn)負值，也不允許直流側(cè)出現(xiàn)負極性的電動勢，故不能實現(xiàn)有源逆變。欲實現(xiàn)有源逆變，只能采用全控電路?！?023/7/2263

2.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)

逆變和整流的區(qū)別：控制角不同

0<<時，電路工作在整流狀態(tài)p

/2<

<

p時，電路工作在逆變狀態(tài)

圖2-46

三相橋式整流電路工作于有源逆變狀態(tài)時的電壓波形

p/2

■2023/7/2264

2.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)

可沿用整流的辦法來處理逆變時有關(guān)波形與參數(shù)計算等各項問題把a>p/2時的控制角用表示，b稱為逆變角而逆變角b和控制角a的計量方向相反，其大小自b=0的起始點向左方計量三相橋式電路工作于有源逆變狀態(tài)時波形如圖2-46所示有源逆變狀態(tài)時各電量的計算：Ud=-2.34U2cosb=

-1.35U2Lcosb

（2-105）

輸出直流電流的平均值亦可用整流的公式，即Id=?-REUMd■2023/7/2265

2.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)

每個晶閘管導通2p/3，故流過晶閘管的電流有效值為（忽略直流電流id的脈動）

IVT==0.577Id

（2-106）

從交流電源送到直流側(cè)負載的有功功率為

Pd=RId2+EMId

（2-107）當逆變工作時，由于EM為負值，故Pd一般為負值，表示功率由直流電源輸送到交流電源。在三相橋式電路中，變壓器二次側(cè)線電流的有效值為

I2=IVT

=Id=0.816Id（2-108）3dI■2023/7/2266

2.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制

逆變失敗（逆變顛覆）——逆變時，一旦換相失敗，外接直流電源就會通過晶閘管電路短路，或使變流器的輸出平均電壓和直流電動勢變成順向串聯(lián)，形成很大短路電流1.逆變失敗的原因（1）觸發(fā)電路工作不可靠，不能適時、準確地給各晶閘管分配脈沖，如脈沖丟失、脈沖延時等，致使晶閘管不能正常換相（2）晶閘管發(fā)生故障，該斷時不斷，或該通時不通（3）交流電源缺相或突然消失.■2023/7/22672.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制（4）換相的裕量角不足，引起換相失敗

換相重疊角的影響：當b>g時，換相結(jié)束時，晶閘管能承受反壓而關(guān)斷。如果b<g時（從圖2-47右下角的波形中可清楚地看到），該通的晶閘管（VT2）會關(guān)斷，而應關(guān)斷的晶閘管（VT1)不能關(guān)斷，最終導致逆變失敗。

圖2-47

交流側(cè)電抗對逆變換相過程的影響■2023/7/22682.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制2.確定最小逆變角bmin的依據(jù)逆變時允許采用的最小逆變角b應等于bmin=d+g+q′

（2-109）d:晶閘管的關(guān)斷時間tq折合的電角度，tq大的可達200~300ms，折算到電角度約4~5；g

——換相重疊角，隨直流平均電流和換相電抗的增加而增大。為對重疊角的范圍有所了解，舉例如下：某裝置整流電壓為220V，整流電流800A，整流變壓器容量為240kV。A，短路電壓比Uk%為5%的三相線路，其的值約15~20?！?023/7/22692.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制或參照整流時g的計算方法：

Cos

cos（）=（2-110）

根據(jù)逆變工作時，并設，上式可改寫成cos=1（2-111）

q′——安全裕量角。主要針對脈沖不對稱程度（一般可達5）。值約取為10q′■2023/7/2270

2.8晶閘管直流電動機系統(tǒng)

晶閘管直流電動機系統(tǒng)——晶閘管可控整流裝置帶直流電動機負載組成的系統(tǒng)。是電力拖動系統(tǒng)中主要的一種，也是可控整流裝置的主要用途之一對該系統(tǒng)的研究包括兩個方面：其一是在帶電動機負載時整流電路的工作情況，其二是由整流電路供電時電動機的工作情況。本節(jié)主要從第二個方面進行分析

■2023/7/2271

2.8.1工作于整流狀態(tài)時

不考慮電動機的電樞電感時只有晶閘管導通相的變壓器二次側(cè)電壓瞬時值大于反電動勢時才有電流輸出，此時負載電流斷續(xù)，對整流電路和電動機的工作都不利，要盡量避免在電樞回路串聯(lián)一平波電抗器，保證整流電流在較大范圍內(nèi)連續(xù)，如圖2-48

圖2-48三相半波帶電動機負載且加平波電抗器時的電壓電流波形■2023/7/22722.8.1工作于整流狀態(tài)時電動機穩(wěn)態(tài)時，雖然Ud波形脈動較大，但由于電動機有較大的機械慣量，故其轉(zhuǎn)速和反電動勢都基本無脈動。此時整流電壓的平均值由電動機的反電動勢及電路中負載平均電流Id所引起的各種電壓降所平衡。整流電壓的交流分量則全部降落在電抗器上。由Id引起的壓降有下列四部分：變壓器的電阻壓降，其中為變壓器的等效電阻，它包括變壓器二次繞組本身的電阻以及一次繞組電阻折算到二次側(cè)的等效電阻；晶閘管本身的管壓降，它基本上是一恒值；電樞電阻壓降；由重疊角引起的電壓降。此時，整流電路直流電壓的平衡方程為

（2-112）

式中，RS=。UIREUdMdD++=Sp23BMBXRR++■2023/7/22732.8.1工作于整流狀態(tài)時1.電流連續(xù)時電動機的機械特性在電機學中，已知直流電動機的反電動勢為

（2-113）式中，為由電動機結(jié)構(gòu)決定的電動勢常數(shù)；j

為電動機磁場每對磁極下的磁通量，單位為（Wb）；n為電動機的轉(zhuǎn)速，單位為（r/min）。

可根據(jù)整流電路電壓平衡方程式（2-112），作出不同控制角時EM與Id的關(guān)系

（2-114）轉(zhuǎn)速與電流的機械特性關(guān)系式為

（2-115）

nCEeMj=eCUIRUEdMD--=Sacos17.12jjaedeCUIRCUnD+-=Scos17.12■a2023/7/22742.8.1工作于整流狀態(tài)時根據(jù)式（2-115）做出不同時n與Id的關(guān)系，如圖2-49所示。圖中的值一般為1V左右，所以忽略?？梢娖錂C械特性與由直流發(fā)電機供電時的機械特性是相似的，是一組平行的直線，其斜率由于內(nèi)阻不一定相同而稍有差異。調(diào)節(jié)角，即可調(diào)節(jié)電動機的轉(zhuǎn)速。同理，可列出三相橋式全控整流電路電動機負載時的機械特性方程為

（2-116）deeICRCUnjjaS-=cos34.22圖2-49三相半波電流連續(xù)時以電流表示的電動機機械特性■2023/7/22752.8.1工作于整流狀態(tài)時2.電流斷續(xù)時電動機的機械特性(圖2-50）由于整流電壓是一個脈動的直流電壓，當電動機的負載減小時，平波電抗器中的電感儲能減小，致使電流不再連續(xù)，此時電動機的機械特性也就呈現(xiàn)出非線性。

電流連續(xù)時的理想空載反電動勢（=60,忽略）：實際當Id減小至某一定值Idmin以后，電流變?yōu)閿嗬m(xù)，這個是不存在的，真正的理想空載點遠大于此值：，電動機的實際空載反電動勢都是當以后，空載反電動勢為■2023/7/22762.8.1工作于整流狀態(tài)時電流斷續(xù)時電動機機械特性的特點：電動機的理想空載轉(zhuǎn)速抬高機械特性變軟，即負載電流變化很小也可引起很大的轉(zhuǎn)速變化隨著a

的增加，進入斷續(xù)區(qū)的電流值加大由于

愈大，變壓器加給晶閘管陽極上的負電壓時間愈長，

電流要維持導通，必須要求平波電抗器儲存較大的磁能，而電抗器的L為一定值的情況下，要有較大的電流Id才行圖2-51考慮電流斷續(xù)時不同a時反電動勢的特性曲線

1<

a2<a3<60，a5>a4>60■2023/7/22772.8.1工作于整流狀態(tài)時電流斷續(xù)時電動機機械特性可由下面三個式子準確地得出

（2-117）

（2-118）

（2-119）式中，arctan，，L為回路總電感。jqjqjapjqapjctanctanMeeUE----+--++=1)6sin()6sin(cos22jqjqjapjqapjctanctaneeMeeCUCEn----+--++×￠=￠=1)6sin()6sin(cos22]2)6cos()6[cos(cos22322nUCZUIedqqapapjp￠-++-+=RLwj=■2023/7/22782.8.1工作于整流狀態(tài)時一般只要主電路電感足夠大，可以只考慮電流連續(xù)段，完全按線性處理。當?shù)退佥p載時，斷續(xù)作用顯著，可改用另一段較陡的特性來近似處理（見圖2-50），其等效電阻比實際的電阻R要大一個數(shù)量級。整流電路為三相半波時，在最小負載電流為Idmin時，為保證電流連續(xù)所需的主回路電感量為（mH）

（2-120）對于三相橋式全控整流電路帶電動機負載的系統(tǒng)，有（mH）

（2-121）min246.1dIUL=min2693.0dIUL=■2023/7/22792.8.1工作于整流狀態(tài)時L中包括整流變壓器的漏電感、電樞電感和平波電抗器的電感。前者數(shù)值都較小，有時可忽略。Idmin一般取電動機額定電流的5%～10%。因為三相橋式全控整流電壓的脈動頻率比三相半波的高一倍，因而所需平波電抗器的電感量也可相應減小約一半，這也是三相橋式整流電路的一大優(yōu)點。■2023/7/2280

2.8.2工作于有源逆變狀態(tài)時

1.電流連續(xù)時電動機的機械特性主回路電流連續(xù)時的機械特性由電壓平衡方程式?jīng)Q定。逆變時由于，EM反接，得（2-122）因為EM=Cen，可求得電動機的機械特性方程式()dMdIEU=-bcos0ddUU-=)0cos(?+-=RIUEddMbeCn-=1?+RIUddbcos0（2-123）圖2-52

電動機在四象限中的機械特性■2023/7/22812.8.2工作于有源逆變狀態(tài)時2.電流斷續(xù)時電動機的機械特性電流斷續(xù)時電動機的機械特性方程可沿用整流時電流斷續(xù)的機械特性表達式，只要把代入式（2-117）、式（2-118）和式（2-119），便可得EM、n與Id的表達式，求出三相半波電路工作于逆變狀態(tài)且電流斷續(xù)時的機械特性，即

（2-124）

（2-125）

（2-126）()()eeUEMjqjqppjbjqbjctanctan676721sinsincos2-------+-=()()eeeeMCUCEnjqjqppjbjqbjctanctan67672sinsincos2------+-′￠=￠=ú?ùê?é￠-÷???è?+--÷???è?-=nUCZUIedqqbpbpjp22267cos67coscos223■2023/7/22822.8.2工作于有源逆變狀態(tài)時逆變電流斷續(xù)時電動機的機械特性，與整流時十分相似：理想空載轉(zhuǎn)速上翹很多，機械特性變軟，且呈現(xiàn)非線性說明逆變狀態(tài)的機械特性是整流狀態(tài)的延續(xù)縱觀控制角由小變大（如/6~5/6），電動機的機械特性則逐漸的由第1象限往下移，進而到達第4象限。逆變狀態(tài)的機械特性同樣還可表示在第2象限里，與它對應的整流狀態(tài)的機械特性則表示在第3象限里應該指出，圖2-52中第1、第4象限中的特性和第3、第2象限中的特性是分別屬于兩組變流器的，它們輸出整流電壓的極性彼此相反，故分別標以正組和反組變流器?！?023/7/2283

2.8.3直流可逆電力拖動系統(tǒng)

圖2-53

兩組變流器的反并聯(lián)可逆線路■2023/7/22842.8.3直流可逆電力拖動系統(tǒng)兩套變流裝置反并聯(lián)連接的可逆電路：圖2-53a為三相半波有環(huán)流接線，圖2-53b為三相全控橋的無環(huán)流接線。環(huán)流是指只在兩組變流器之間流動而不經(jīng)過負載的電流。電動機正向運行時由正組變流器供電的；反向運行時，則由反組變流器供電根據(jù)對環(huán)流的不同處理方法，反并聯(lián)可逆電路又可分為不同的控制方案，如配合控制有環(huán)流（）、可控環(huán)流、邏輯控制無環(huán)流和錯位控制無環(huán)流等電動機都可四象限運行可根據(jù)電動機所需運轉(zhuǎn)狀態(tài)來決定哪一組變流器工作及其工作狀態(tài)：整流或逆變■2023/7/22852.8.3直流可逆電力拖動系統(tǒng)圖2-53c繪出了電動機四象限運行時兩組變流器（簡稱正組橋、反組橋）的工作情況第1象限：正轉(zhuǎn)，電動機作電動運行，正組橋工作在整流狀態(tài)，

p<p/2，EM<Uda(下標中有表示整流，p表示正組）第2象限，正轉(zhuǎn)，電動機作發(fā)電運行，反組橋工作在逆變狀態(tài)，bN<p/2（

N>p/2），EM>Udb(下標中有b表示逆變，N表示反組）第3象限，反轉(zhuǎn)，電動機作電動運行，反組橋工作在整流狀態(tài)，

N

<p/2，EM<Uda第4象限，反轉(zhuǎn)，電動機作發(fā)電運行，正組橋工作在逆變狀態(tài)，bP<p/2（

P>p/2），EM>Udb直流可逆拖動系統(tǒng)，除能方便地實現(xiàn)正反轉(zhuǎn)外，還能實現(xiàn)電動機的回饋制動■2023/7/22862.8.3直流可逆電力拖動系統(tǒng)電動機反向過程：