基于TL494的DC-DC開關電源設計摘要隨著電子技術的高速開展,電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛,電子設備的種類也越來越多,電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切。近年來,隨著功率電子器件(如IGBT、MOSFET)、PWM技術及開關電源理論的開展,新一代的電源開始逐步取代傳統(tǒng)的電源電路。該電路具有體積小，控制方便靈活，輸出特性好、紋波小、負載調整率高等特點。開關電源中的功率調整管工作在開關狀態(tài)，具有功耗小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬、溫升低、體積小等突出優(yōu)點，在通信設備、數控裝置、儀器儀表、視頻音響、家用電器等電子電路中得到廣泛應用。開關電源的高頻變換電路形式很多,常用的變換電路有推挽、全橋、半橋、單端正激和單端反激等形式。本論文采用雙端驅動集成電路——TL494輸的PWM脈沖控制器設計小汽車中的音響供電電源，利用MOSFET管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。關鍵詞：IGBT，PWM，推挽電路，半橋電路，單端正激BASEDONTHEDC-DCTL494SWITCHINGPOWERSUPPLYABSTRACTWiththerapiddevelopmentofelectronictechnology,electronicsystems,moreandmoreextensiveapplications,thetypesofelectronicequipment,moreandmoreelectronicequipmentandpeopleworkandlivecloserandcloser.Inrecentyears,withthepowerelectronicdevices(suchasIGBT,MOSFET),PWMswitchingpowersupplytechnologyanddevelopmentofthetheory,anewgenerationofpowerbegantograduallyreplacethetraditionalpowersupplycircuits.Thecircuitissmall,flexibletocontroltheoutputcharacteristicsofagood,ripple,loadadjustmentrateandsoon.Switchingpowersupplyinthepoweradjustmentcontrolworkintheoffstate,withlowpowerconsumption,highefficiency,widevoltagerange,lowtemperaturerise,andotheroutstandingadvantagesofsmallsize,thecommunicationequipment,CNCequipment,Instrumentation,videoaudio,homeappliancessowidelyusedinelectroniccircuits.Highfrequencyconverterswitchingpowersupplysomanyformsofcommonlyusedwithpush-pullconverter,fullbridge,halfbridge,single-endedforwardandtheformofsingle-endedflyback.Inthisthesis,two-sidedriverIC-TL494PWMpulseoutputofthecontrollerdesigncaraudiopowersupplyinuseasaswitchMOSFET,canimprovetheefficiencyofthepowertransformer,isconducivetoimpulsenoisesuppression,butalsocanreducethesizeofthepowertransformer.KEYWORDS:IGBT，MOSFET，Push-pullcircuit，Halfbridgecircuit,Single-endedforward目錄前言1第1章開關電源根底技術21.1開關電源概述21.1.1開關電源的工作原理21.1.2開關電源的組成31.1.3開關電源的特點31.2開關電源的分類41.3電源電路組成41.4開關電源典型結構6串聯開關電源結構6并聯開關電源結構61.5電力場效應晶體管MOSFET71.6開關電源的技術指標9第2章開關變換電路122.1推挽開關變換電路122.1.1推挽開關變換根本電路122.1.2自激推挽式變換器132.2半橋變換電路162.3正激變換電路172.4DC/DC升壓模塊設計18第3章雙端驅動集成電路TL494213.1TL494簡介213.2TL494的工作原理223.3TL494內部電路223.31TL494管腳功能及參數243.4TL494構成的PWM控制器電路25第4章TL494在汽車音響供電電源中的應用274.1汽車音響電源簡述274.2汽車音響供電電源的組成294.2.1TL494的輔助電路設計294.2.2主電路的設計31結論32參考文獻33致謝34附錄35外文資料翻譯36前言電源是實現電能變換和功率傳遞的主要設備、在信息時代，農業(yè)、能源、交通運輸、信息、國防教育等領域的迅猛開展，對電源產業(yè)提出了更多、更高的要求，如：節(jié)能、節(jié)電、節(jié)材、縮體、減重、環(huán)保、可靠、平安等。這就迫使電源工作者在電源研發(fā)過程中不斷探索，尋求各種相關技術，做出最好的電源產品，以滿足各行各業(yè)的要求。開關電源是一種新型電源設備，較之于傳統(tǒng)的線性電源，其技術含量高，耗能低，使用方便，并取得了較好的經濟效益。隨著電力電子技術的高速開展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速開展。開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制〔PWM〕控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的本錢都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源本錢在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一本錢反轉點。隨著電力電子技術的開展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一本錢反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的開展空間。由于小汽車音響受到12V供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。在此情況下，從上世紀末，歐洲生產的汽車音響中開始采用DC-DC變換器，將12V蓄電池供電變換為±24V-±50V，向汽車音響提供電源。目前，DC-DC變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ以上，效率接近90%。第1章開關電源根底技術1.1開關電源概述開關電源的工作原理開關電源的工作原理可以用圖1-1進行說明。圖中輸入的直流不穩(wěn)定電壓Ui經開關S加至輸出端，S為受控開關，是一個受開關脈沖控制的開關調整管。使開關S按要求改變導通或斷開時間，就能把輸入的直流電壓Ui變成矩形脈沖電壓。這個脈沖電壓經濾波電路進行平滑濾波就可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓U0。圖1-1開關電源的工作原理(a)為原理性電路圖，(b)為波形圖為方便分析開關電路，定義脈沖占空比方下：(1-1)式中T表示開關S的開關重復周期；TON表示開關S在一個開關周期中的導通時間[1]。開關電源直流輸出電壓U0與輸入電壓Ui之間有如下關系：(1-2)由(1-2)式可以看出，假設開關周期T一定，改變開關S的導通時間TON，即可改變脈沖占空比D，到達調節(jié)輸出電壓的目的。T不變，只改變TON來實現占空比調節(jié)的方式叫做脈沖寬度調制(PWM)。由于PWM式的開關頻率固定，輸出濾波電路比擬容易設計，易實現最優(yōu)化，所以PWM式開關電源用得較多。假設保持TON不變，利用改變開關頻率f=1/T實現脈沖占空比調節(jié)，從而實現輸出直流電壓U0穩(wěn)壓的方法，稱做脈沖頻率調制(PFM)方式開關電源。由于開關頻率不固定，所以輸出濾波電路的設計不易實現最優(yōu)化。既改變TON，又改變T，實現脈沖占空比的調節(jié)的穩(wěn)壓方式稱做脈沖調頻調寬方式。在各種開關電源中，以上三種脈沖占空比調節(jié)方式均有應用。開關電源的組成開關電源由以下四個根本環(huán)節(jié)組成，見圖1-2所示。其中DC/DC變換器用以進行功率變換，是開關電源的核心局部；驅動器是開關信號的放大局部，對來自信號源的開關信號放大，整形，以適應開關管的驅動要求；信號源產生控制信號，由它激或自激電路產生，可以是PWM信號，也可以是PFM信號或其它信號；比擬放大器對給定信號和輸出反應信號進行比擬運算，控制開關信號的幅值，頻率，波形等，通過驅動器控制開關器件的占空比，到達穩(wěn)定輸出電壓值的目的。除此之外，開關電源還有輔助電路，包括啟動電路、過流過壓保護、輸入濾波、輸出采樣、功能指示等。DC/DC變換器有多種電路形式，其中控制波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準正弦波的諧振變換器應用較為普遍。開關電源與線性電源相比，輸入的瞬態(tài)變換比擬多地表現在輸出端，在提高開關頻率的同時，由于反應放大器的頻率特性得到改善，開關電源的瞬態(tài)響應指標也能得到改善。負載變換瞬態(tài)響應主要由輸出端LC濾波器的特性決定。所以可以通過提高開關頻率、降低輸出濾波器LC的方法改善瞬態(tài)響應特性[2]。圖1-2電源根本組成框圖開關電源的特點(1)效率高：開關電源的功率開關調整管工作在開關狀態(tài)，所以調整管的功耗小，效率高，一般在80%～90%，高的可達90%以上。(2)重量輕：由于開關電源省掉了笨重的電源變壓器，節(jié)省了大量的漆包線和硅鋼片，電源的重量只有同容量線性電源的1/5，體積也大大縮小。(3)穩(wěn)壓范圍寬：開關電源的交流輸入電壓在90~270V范圍變化時，輸出電壓的變化在±2%以下。合理設計電路，還可使穩(wěn)壓范圍更寬，并保證開關電源的高效率。(4)可靠平安：在開關電源中，由于可以方便的設置各種形式的保護電路，所以當電源負載出現故障時，能自動切斷電源，保護功能可靠。(5)功耗?。河捎诠β书_關管工作在開關狀態(tài)，損耗小，不需要采用大面積散熱器，電源溫升低，周圍元件不致因長期工作在高溫環(huán)境而損壞，所以采用開關電源可以提高整機的可靠性和穩(wěn)定性[3]。1.2開關電源的分類1.按電路的輸出穩(wěn)壓控制方式，開關電源可分為脈沖寬度調制(PWM)式、脈沖頻率調制(PFM)式和脈沖調頻調寬式三種。2.按開關電源的觸發(fā)方式分類

自激式開關電源，自激式開關電源利用電源電路中的開關晶體管和高頻脈沖變壓器構成正反應環(huán)路，來完成自激振蕩，使開關電源輸出直流電壓。在顯示設備的PWM式開關電源中，自激振蕩頻率同步于行頻脈沖，即使在行掃描電路發(fā)生故障時，電源電路仍能維持自激振蕩而有直流輸出電壓。

它激式開關電源，它激式開關電源必須有一個振蕩器，用以產生開關脈沖來控制開關管，使開關電源工作，輸出直流電壓。1.3電源電路組成電源電路一般由主開關電源、副電源、輔助電路等組成。1.主開關電源主開關電源的輸出功率較副電源、行輸出級二次電源的輸出功率要大。它將輸入220V交流輸入直接整流、濾波為300V左右的直流電壓，再經過開關穩(wěn)壓調整環(huán)節(jié)中的開關調整管、開關變壓器、穩(wěn)壓控制電路、鼓勵脈沖產生電路對300V左右的直流電壓進行DC-DC開關變換，產生各種所需的穩(wěn)定直流電壓輸出。主開關電源主要為主負載電路提供110～145V的直流電壓。遙控待機功能是通過對主開關電源的控制實現的，主開關電源一旦停止工作，那么相應的功率放大級也將停止工作，于是主負載失去了直流供電。2.副電源副電源的主要作用是為微處理器控制電路提供＋5V的供電電壓，副電源電路一般較簡單，既可采用簡易開關電源也可以采用傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電路，無論負載處于正常工作狀態(tài)還是待機狀態(tài)，副電源都必須正常工作。3.輔助電路將行輸出變壓器中產生的行掃描脈沖進行整流與濾波，就可以得到各種所需的直流電壓。由于它是由行輸出級經直流-交流-直流的兩次變換，所以又稱為二次電源。行輸出級產生的各種直流電壓主要給顯像管各電極供電，同時也可以為視頻輸出板尾板、場掃描，圖像和伴音通道供電。1.4開關電源典型結構串聯開關電源結構串聯開關電源工作原理的方框圖如圖1-3所示。功率開關晶體管VT串聯在輸入與輸出之間。正常工作時，功率開關晶體管VT在開關驅動控制脈沖的作用下周期性地在導通、截止之間交替轉換，使輸入與輸出之間周期性的閉合與斷開。輸入不穩(wěn)定的直流電壓通過功率開關晶體管VT后輸出為周期性脈沖電壓，再經濾波后，就可得到平滑直流輸出電壓U0。U0和功率開關晶體管VT的脈沖占空比D有關，見式(1－2)。圖1-3串聯開關電源原理圖輸入交流電壓或負載電流的變化，會引起輸出直流電壓的變化，通過輸出取樣電路將取樣電壓與基準電壓相比擬，誤差電壓通過誤差放大器放大，控制脈沖調寬電路的脈沖占空比D，到達穩(wěn)定直流輸出電壓U0的目的。并聯開關電源結構并聯開關電源工作原理方框圖如圖1-4所示，功率開關晶體管VT與輸入電壓、輸出負載并聯，輸出電壓為：(1-3)圖1-4為一種輸出升壓型開關電源，電路中有一個儲能電感，適當利用這個儲能電感，可將并聯開關電源轉變?yōu)閺V泛使用的變壓器耦合并聯開關電源。圖1-4并聯開關電源原理圖變壓器耦合并聯開關電源工作框圖如圖1-5所示。功率開關晶體管VT與開關變壓器初級線圈相串聯接在電源供電輸入端，功率開關晶體管VT在開關脈沖信號的控制下，周期性地導通與截止，集電極輸出的脈沖電壓通過變壓器耦合在次級得到脈沖電壓，這個脈沖電壓經整流濾波后得到直流輸出電壓U0。同樣經過取樣電路將取樣電壓與基準電壓UE進行比擬被誤差放大器放大，由誤差放大器輸出至功率開關晶體管VT，通過控制功率開關晶體管VT的導通、截止到達控制脈沖占空比的目的，從而穩(wěn)定直流輸出電壓。由于采用變壓器耦合，所以變壓器的初、次級側可以相互隔離，從而使初級側電路地與次級側電路地分開，做到次級側電路地不帶電，使用平安。同時由于變壓器耦合，可以使用多組次級線圈，在次級得到多組直流輸出電壓。圖1-5變壓器耦合并聯開關電源原理圖1.5電力場效應晶體管MOSFET隨著信息電子技術與電力電子技術在開展的根底上相結合，形成了高頻化、全控型、采用集成電路制造工藝的電力電子器件，其典型代表就是。1.電力場效應晶體管特點電力場效應晶體管簡稱電力PowerMOSFET。特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關速度快，工作頻率高，熱穩(wěn)定性好。但是電流容量小，耐壓低，一般適用于功率不超過10kW的電源電子裝置。2.MOSFET的結構和工作原理電力MOSFET的種類按導電溝道可分為P溝道和N溝道，圖1-6所示為N溝道結構。電力MOSFET的工作原理是：在截止狀態(tài)，漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結反偏，漏源極之間無電流流過。在導電狀態(tài)，即當UGS大于開啟電壓或閾值電壓UT時，柵極下P區(qū)外表的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結消失，漏極和源極導電。(a)內部結構斷面示意圖(b)電氣圖形符號圖1-6電力MOSFET的結構和電氣圖形符號MOSFET開關時間在10～100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是電力電子器件中最高的。由于是場控器件，靜態(tài)時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關頻率越高，所需要的驅動功率越大。1.6開關電源的技術指標1.輸出電壓調整率當設計制作開關電源時，第一個測試步驟為將輸出電壓調整至規(guī)格范圍內。此步驟完成后才能確保后續(xù)的規(guī)格能夠符合要求。通常當調整輸出電壓時，將輸入交流電壓設定為正常值，并且將輸出電流設定為正常值或滿載電流，然后以數字電壓表測量電源供給器的輸出電壓值并調整其電位器直到電壓讀值位于要求的范圍內。2.電源調整率電源調整率的定義為電源供給器于輸入電壓變化時提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。此項測試系用來驗證電源供給器在最惡劣之電源電壓環(huán)境下，如高溫條件下，當用電需求量最大時，其電源電壓最低；又如低溫條件下，用電需求量最小，其電源電壓最高。在前述之兩個極端下驗證電源供給器之輸出電源的穩(wěn)定度是否符合需求的規(guī)格。3.測量電壓調整率能提供可變電壓能力的電源，至少能提供待測電源供給器的最低到最高之輸入電壓范圍。均方根值交流電壓表來測量輸入電源電壓，眾多的數字功率計能精確計量V、A、W、PF。測試步驟如下：將待測電源設備以正常輸入電壓及負載狀況下熱機穩(wěn)定后，分別在低輸入電壓Vomin，正常輸入電壓Vonormal，及高輸入電壓Vomax下測量并記錄其輸出電壓值。電源調整率ξ通常以一額定負載下，由輸入電壓變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比，如以下公式所示：(1-4)電壓調整率也可用表示為，在輸入電壓變化下，其輸出電壓偏差量須在規(guī)定之上下限范圍內，即輸出電壓上下限絕對值以內。4.負載調整率負載調整率的定義為開關電源的輸出負載電流變化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。此項測試系用來驗證電源在最惡劣負載環(huán)境下，如在負載斷開，用電需求量最小，其負載電流最低的條件下，以及在負載最多，用電需求量最大，其負載電流最高的兩個極端下驗證電源的輸出電源穩(wěn)定度是否符合需求的規(guī)格。所需的設備和連接與電源調整率相似，唯一不同的是需要精密的電流表與待測電源供給器的輸出串聯。測試步驟如下：將待測電源供給器以正常輸入電壓及負載狀況下熱機穩(wěn)定后，測量正常負載下之輸出電壓值，再分別在輕載、重載負載下，測量并記錄其輸出電壓值，負載調整率通常以正常之固定輸入電壓下，由負載電流變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比表示。當輸出負載電流變化時，其輸出電壓之偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內，即輸出電壓之上下限絕對值以內。5.綜合調整率綜合調整率的定義為電源供給器在輸入電壓與輸出負載電流變化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。這是電源調整率與負載調整率的綜合，此項測試是上述電源調整率與負載調整率的綜合，可提供對電源供給器於改變輸入電壓與負載狀況下更正確的性能驗證。綜合調整率用以下方式表示：當輸入電壓與輸出負載電流變化時，其輸出電壓的偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內(即輸出電壓之上下限絕對值以內)或某一百分比界限內。6.輸出噪聲輸出噪聲(PARD)是指在輸入電壓與輸出負載電流均不變的情況下，其平均直流輸出電壓上的周期性與隨機性偏差量的電壓值。輸出噪聲是表示在經過穩(wěn)壓及濾波后的直流輸出電壓含有不需要的交流和噪聲部份，包含低頻50/60Hz電源倍頻信號、高于20KHz高頻切換信號及其諧波，再與其他隨機性信號所組成等，通常以mVp-p峰對峰值電壓為單位來表示。一般的開關電源的指標以輸出直流電壓的1%以內為輸出噪聲規(guī)格，其頻寬為20Hz到20MHz，或其它更高的頻率如100MHz等。開關電源實際工作時最惡劣的狀況如輸出負載電流最大、輸入電源電壓最低等，要求電源設備在惡劣環(huán)境狀況下，其輸出直流電壓加上干擾信號后的輸出瞬時電壓，仍能夠維持穩(wěn)定的輸出電壓不超過輸出上下電壓界限。否那么將可能會導致電源電壓超過或低于邏輯電路如TTL電路所承受電源電壓而誤動作，進一步造成死機現象。例如5V輸出電源，其輸出噪聲要求為50mV以內。此時包含電源調整率、負載調整率、動態(tài)負載等其他所有變動，其輸出瞬時電壓應介于4.75V至5.25V之間，才不致引起TTL邏輯電路之誤動作。在測量輸出噪聲時，電子負載的PARD必須比待測的電源供給器的PARD值為低，才不會影響輸出噪聲測量。同時測量電路必須有良好的隔離處理及阻抗匹配，為防止導線上產生不必要的干擾、振鈴和駐波，一般都采用在雙同軸電纜的端點并以50Ω電阻，并使用差動式量測方法以防止地回路噪聲電流第2章開關變換電路由開關電源結構可知，開關穩(wěn)壓器無論何種形式，自激或它激實際上都是由開關電路和穩(wěn)壓控制電路兩大系統(tǒng)組成。常見的電源變換電路可以分為單端和雙端電路兩大類。單端電路包括正激和反激兩類；雙端電路包括全橋、半橋和推挽三類。每一類電路都可能有多種不同的拓撲形式或控制方法。單端開關電路受開關器件最大動作電流的限制以及變換效率的影響，其輸出功率一般在200W左右。假設需要大功率電源，必須采用新的電路結構。推挽式、半橋式、橋式開關電路可以輸出較大功率，成為開關電源的主要電路形式。2.1推挽開關變換電路推挽開關變換根本電路圖2-1為推挽式開關電路的示意圖。脈沖變壓器TC初、次級都有兩組對稱的繞組，其相位關系如下圖，開關管用開關S代替。如果使S1、S2交替導通，通過變壓器將能量傳到次級電路，使V1、V2輪流導通，向負載提供能量。由于S1、S2導通時脈沖變壓器TC電流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽電路與前述電路相比，提高了磁心的利用率。磁心在四個象限內的磁化曲線都被利用，在一定輸出功率時，磁心的有效截面積可以小于同功率的單端開關電路。此外當驅動脈沖頻率恒定時，紋波率也相對較小。圖2-1推挽式開關電路推挽式開關電路中，能量轉換由兩管交替控制，當輸出相同功率時，電流僅是單端開關電源管的一半，因此開關損耗隨之減小，效率提高。如果用同規(guī)格的開關管組成單端變換電路，輸出最大功率為150W。假設使用2只同規(guī)格開關管組成推挽電路，輸出功率可以到達400～500W。所以輸出功率200W以上的開關電源均宜采用推挽電路。當濾波電感L電流連續(xù)時，輸出電壓表達式為：〔2-1〕圖2-1所示的對稱推挽電路有其缺憾之處。一是開關管承受反壓較高。當開關管截止時，電源電壓和脈沖變壓器初級二分之一的感應電壓相串聯，加到開關管集電極和發(fā)射極，因而要求開關管VECO＞2VCC。二是推挽電路相當于單端開關電路的對稱組合，只有當開關管特性、脈沖變壓器初、次級繞組均完全對稱，脈沖變壓器磁心的磁化曲線在直角坐標第Ⅰ、Ⅱ象限內所包括的面積，才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲線內面積相等，正負磁通相抵消。否那么磁感應強度+B和-B的差值形成剩余磁通量，使一個開關管磁化電流增大，同時次級V1、V2加到負載上的輸出電壓也不相等，從而增大紋波，推挽電路的優(yōu)勢盡失。因此，這種推挽電路目前僅用于自激或它激式低壓輸入的穩(wěn)壓變換器中。因為低壓供電，N1、N2匝數少，且兩繞組間電壓差也小，一般采用雙線并繞的方式來保證其對稱性[5]。自激推挽式變換器1.飽和式推挽變換器自激推挽式直流脈沖變換器分有兩類，即飽和式推挽變換器和非飽和式變換器。圖2-2為飽和式推挽自激變換器的根本電路。所謂飽和式，是指脈沖變壓器工作在磁化曲線的飽和狀態(tài)。電路通電以后，電流經電阻R1到正反應繞組N3～N4的中點，同時向VT1、VT2基極提供啟動偏置。由于VT2的基極電路附加了R2，因此IB2、IC2小于IC1、IB1。啟動狀態(tài)，IC1>IC2的結果，使脈沖變壓器中形成的磁通φN1>φN2，合成總磁通量為φN1-φN2，使VT1的導通電流起主導作用。因此，φN1在各繞組中產生感應電勢，正反應繞組N3的感應電勢形成對VT1的正反應，使VT1集電極電流迅速增大。IC1的增大使N1激磁電流增大，磁場強度(H)的增加，使磁感應強度(B)磁化曲線增大，當到達磁心飽和點時，即使磁化電流再增大，也無法再使磁感應強度增大，即磁通量的變化為零。磁通量飽和的結果，使其無變量，各繞組感應電壓為零，VT1的正反應消失，集電極電流IC1＞IB1*β，并迅速減小。此過程中，正反應繞組感應電壓反向，使VT2導通，且IC2迅速增大，VT1截止。此過程中，由于磁心的飽和周而復始地進行，VT1、VT2輪流導通，初始電流方向隨之不斷改變，因而在次級感應出雙向矩形脈沖。因此推挽變換器次級可以通過全波或橋式整流向負載供電。圖2-2飽和式推挽變換器根本電路飽和型推挽變換器中，開關管VT1、VT2必須選擇較大的ICM。因為當磁通量開始飽和時，脈沖變壓器等效電感也開始減小，磁通量完全飽和時等效電感為零，開關管集電極電流劇增。在Ic劇增至Ic>IB*β時，Ic才開始減小。一般飽和型變換器只用在低壓變換器中，即使如此也必須嚴格設計脈沖變壓器飽和點的激磁電流，不能大于開關管最大允許電流。這種變換器的優(yōu)點是頻率比擬穩(wěn)定，其翻轉過程只取決于脈沖變壓器和負載電流。2.非飽和式變換器從電路結構上看，非飽和型推挽變換器與飽和型推挽變換器沒有根本區(qū)別，只是正反應量的選擇量不同而已。同樣是圖2-2的電路，如果合理選擇N1或N2與N3、N4的匝數比，使正反應過程中開關管在Ic增大到接近自身的飽和區(qū)時，出現IC＞IB*β的關系，使兩管的導通/截止關系翻轉，那么成為非飽和型推挽變換器。非飽和指的是，在VT1、VT2的翻轉過程中，脈沖變壓器的磁通量始終處于與磁化電流的線性關系范圍內，通過正反應量的選擇，使IB最大值時開關管進入飽和區(qū)。此類推挽變換器常被用于高壓變換器中。為了限制正反應量使IB增大的比例，在VT2的基極電路中參加限流電阻R2(見圖2-2所示)，以盡量使IC＞IB*β的關系在開關管允許條件內使電路翻轉。上述推挽式自激變換器有不少優(yōu)點，但是也有缺陷。首先是自激推挽式開關電路的驅動脈沖是雙向的。在圖2-2中，當VT1導通期，N3的感應脈沖是以正脈沖形式加到VT1基極，此時VT2處于截止狀態(tài)，N4的感應脈沖以負脈沖形式加到VT2基極。當開關管或脈沖變壓器進入飽和狀態(tài)時，首先是正反應脈沖減小，隨IB*β<Ic而使正反應脈沖反向。由于雙極型開關管有少數載流子的存儲效應，IB的減小，甚至IB=0時，其IC不會立即截止，而正反應脈沖的反向卻可以使另一只開關管立即導通，因此，在VT1、VT2交替過程中必然出現兩管同時瞬間導通。因兩管集電極電流通過脈沖變壓器形成反向磁場，而使脈沖變壓器等效電感量減小，開關管電流增大。正因為如此，這種變換器的工作頻率一般只在2000Hz左右，以減小兩管交替導通過程中造成的共態(tài)導通損耗。這是推挽變換器應用于高壓開關電源所必須解決的第一個問題[6]。3.驅動脈沖的波形所有用于高壓開關電路的開關管絕對都只采用NPN型，這點是由半導體器件工藝所決定的?，F有PNP型管的VCEO最大也極少超過300V，因此高壓變換器也只能采用全NPN型開關管。其中關系可以由圖5-2看出。當VT1導通時，VT2為截止狀態(tài)，其集電極電壓為N2的感應脈沖和電源電壓之和，即2Vcc。如果用于輸入整流供電的高壓變換器，VT1、VT2最高集電極和發(fā)射極之間電壓將是600V以上，到達此要求的只有NPN型開關管。兩管均為NPN管的結果是，其導通時驅動脈沖均為正向脈沖，如像自激式變換器相同的雙向脈沖。為了防止截止狀態(tài)反相驅動脈沖擊穿開關管的BE結，必須在驅動電路增加必要的保護措施，否那么即使不擊穿BE結，也會使開關管處于深度截止狀態(tài)，要想使其進入導通狀態(tài)，勢必增加正向驅動電流，因而使驅動功率增大，變換器效率降低。以上兩個問題不僅使自激式推挽電路效率降低，同時也不適宜作高壓輸入的變換器。很明顯，自激推挽式開關電源只能組成無穩(wěn)壓功能的變換器，而不能用于開關電源，因為要同步控制兩管的通斷占空比，電路必然較復雜，且難以到達完全對稱地控制。此類變換器一般采用在輸出端設置耗能式穩(wěn)壓的方式。截止到目前為止，推挽式、橋式變換器都采用它激電路，以便于在驅動脈沖輸出之前進行PWM控制[7]。飽和式變換器是利用輸出脈沖變壓器的磁飽和現象使開關管由導通變?yōu)榻刂?，使推挽電路的兩只開關管輪流通／斷。脈沖變壓器為了轉換輸出功率，鐵心的截面積必然較大，而要到達磁通量的飽和所需磁化電流也較大，使開關管損耗增大。因此在飽和式變換器的設計中，都盡量選擇開關管的工作狀態(tài)在脈沖變壓器的磁化曲線開始進入飽和狀態(tài)之初，首先讓開關管進入飽和區(qū)，使開關電路翻轉，以減小開關管在變壓器磁通飽和以后的大電流增長，降低開關管損耗。但是無論是設計還是調試，要保持這兩者的嚴密關系是十分困難的。所以此類變換器常采用雙變壓器的電路形式。上述飽和式變換器中，脈沖變壓器TC有雙重功能，一是通過正反應繞組使開關管以自激振蕩的形式完成開關動作，進行DC-AC的變換。為了使開關動作持續(xù)地、兩管交替地進行，脈沖變壓器工作在磁飽和狀態(tài)；二是將DC-AC轉換后的雙向矩形波通過設計的圈數比耦合到次級，通過整流、濾波成為直流電。雙變壓器飽和式變換器中，那么將上述兩種功能分別采用驅動變壓器和輸出變壓器來完成。輸出變壓器只轉換輸出功率，驅動變壓器那么工作于飽和狀態(tài)，控制開關管的通/斷。因為驅動變壓器只提供推挽開關的驅動電流，其功率極小，可以采用較小的磁心截面積，因而其飽和的磁化電流大幅度減小，只要求驅動變壓器磁性材料為矩形磁化曲線的、高磁通密度的。而輸出變壓器可以采用一般磁心，使本錢大幅降低。2.2半橋變換電路半橋式電路顧名思義就是取掉橋式電路中的兩只開關管，半橋變換器電路如圖2-3所示。圖2-3半橋電路原理圖電路的工作過程：VT1與VT2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關的占空比，就可以改變二次側整流電壓Ud的平均值，也就改變了輸出電壓U0。VT1導通時，二極管V1處于通態(tài)，VT2導通時，二極管V2處于通態(tài)，當兩個開關都關斷時，變壓器繞組N1中的電流為零，V1和V2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。VT1或VT2導通時電感L的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感L的電流逐漸下降。VT1和VT2斷態(tài)時承受的最高電壓為Ui。由于電容的隔離作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和[8]。當濾波電感L的電流連續(xù)時，輸出電壓的計算公式為：(2-2)半橋式開關電路省去兩只開關管，采用連接電容分壓方式，使開關管c-e極電壓與橋式電路相同，同時驅動電路也大為簡化，只需兩組在時間軸上不重合的驅動脈沖，兩組驅動電路的參考點為各自開關管的發(fā)射極，顯然比橋式電路的形式簡單得多。根據上述原理，當采用相同規(guī)格開關管時，半橋式負載端電壓為1/2Uin，輸出功率為橋式電路的1/4。半橋式電路具有全橋式電路的所有優(yōu)勢，因此其應用比全橋式更普遍。2.3正激變換電路正激電路原理圖如圖2-4所示。圖2-4正激電路原理圖電路的工作過程如下：開關管VT開通后，變壓器繞組N1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的N2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此V1處于通態(tài)，V2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長；VT關斷后，電感L通過V2續(xù)流，V1關斷。VT關斷后變壓器的激磁電流經N3繞組和V3流回電源，所以開關管VT關斷后承受的電壓表達式為：(2-3)此時要考慮變壓器磁心復位問題。開關管VT開通后，變壓器的激磁電流由零始，隨著時間增加而線性的增長直到VT關斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，需要設法使激磁電流在VT關斷后到下一次再開通的一段時間內降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位[9]。變壓器的磁心復位時間為：(2-4)在電感電流連續(xù)的情況下，輸出電壓表示為：(2-5)輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓U0將高于式(2-3)的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下，輸出電壓表達式為：(2-6)2.4DC/DC升壓模塊設計從低壓直流到高壓交流的轉換必定要設計升壓方案。在電源設計的過程中，從不同角度考慮了多種升壓方案。由升壓環(huán)節(jié)所處位置的不同，主要考慮了前置升壓和后置升壓兩種方法。所謂前置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變環(huán)節(jié)之前，先對輸入的12V低壓直流電進行DC-DC轉換，升至所需較高直流電壓，將此高壓直流作為后續(xù)逆變電路的輸入，對此高壓直流電進行逆變，經過濾波后直接得到所需要的高壓正弦交流電。所謂后置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變、濾波環(huán)節(jié)之后，即先對熱電發(fā)電器輸入的12V低壓直流電進行逆變、濾波，得到的是低壓正弦交流電，然后對該信號進行交流升壓得到所需的正弦交流電輸出。首先分析后置升壓，升壓環(huán)節(jié)輸入為濾波器輸出的低壓交流正弦波，交流升壓通常采用的方法為線圈升壓或壓電變壓器升壓。由于系統(tǒng)要求輸出的頻率為20Hz到5KHz的寬頻輸出，因此如果采用線圈升壓，屬于低頻升壓，升壓線圈體積將會比擬龐大，并且設計也較復雜，使得電源設計失去應用價值。而采用壓電升壓器也無法實現，因為壓電變壓器僅在諧振頻率附近能夠實現較好的升壓效果，而且對于不同的壓電升壓器，隨著其形狀、大小等不同，其諧振頻率會有較大差異，而在其他頻率的升壓效果很不理想。另外壓電升壓器的輸出電壓隨負載的變化波動較大，難以實現精確控制。因此后置升壓方案不可行。前置升壓實際上是直流DC/DC升壓，也就是將升壓環(huán)節(jié)放在整個電源系統(tǒng)的最前端，首先通過直流變換器實現直流升壓，然后再逆變、濾波。直流變換器按輸入與輸出間是否有電氣隔離分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離直流變換器；有電氣隔離的稱為隔離直流變換器。其中不隔離直流變換器主要是采用升壓式(Boost)直流變換電路。其電路原理圖如圖2-5所示：圖2-5BOOST升壓電路原理圖整個電路由功率開關管VT、儲能電感L、二極管V及濾波電容C組成。當電路不工作時，功率晶體管VT處于截止狀態(tài)，二極管V導通，前端直流電源通過電感和二極管向電容充電，并且向負載提供自身電壓的直流電。當整個電路處于工作狀態(tài)時，外界對晶體管VT的控制端(柵極)加載周期性方波，晶體管VT便處于導通與截止的不斷交替狀態(tài)。當VT導通時，前端直流電源向電感L儲能，電感電流增加，感應電動勢為左正右負，負載由電容C供電；當VT截止時，電感電流減小，感應電動勢為左負右正，電感中能量釋放，與輸入電壓順極性疊加經二極管V向負載供電，并同時向電容充電。功率管的高頻開關使得電感發(fā)生強大的電磁感應，從而產生高壓，經電容穩(wěn)壓輸出成高壓直流。其輸出電壓平均值將超過前端直流電壓。BoostDC/DC變換器的輸出電壓值與晶體開關管柵極控制方波的占空比成反比，調節(jié)方波占空比便可以實現調壓。圖2-6所示為正激型開關電源的主回路。電路由功率開關管VT、變壓器TC，二極管V1，V2，V3和電容C組成。其中，變壓器線圈繞組由N1，N2，N3組成。電路的工作原理為：當功率開關管VT導通時，變壓器兩端繞組的電壓均為上正下負，整流二極管V1導通V2截止，輸入電能通過整流二極管V1傳給負載，同時對電感L1儲能；當功率晶體管VT截止時，整流二極管V1截止V2導通，電感L1中的儲能流經負載并經過二極管V2續(xù)流。二極管V3和變壓器繞組N3組成變壓器的磁芯復位電路，以保證在功率管再次開通之前勵磁電流能夠為零。同反激型變換電路一樣，正激電路的輸出電壓和輸入電壓比值除了與線圈匝數比有關外，還與開關周期T和占空比有關。在輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下，輸出電壓與輸出電壓的關系為：(2-7)輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓Uo將高于式(2-7)的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下：(2-8)第3章雙端驅動集成電路TL4943.1TL494簡介TL494是一種固定頻率脈寬調制電路，它包含了開關電源控制所需的全部功能，廣泛應用于單端正激雙管式、半橋式、全橋式開關電源。TL494有SO-16和PDIP-16兩種封裝形式，以適應不同場合的要求[10]。TL494能產生PWM，能調整頻率和脈寬，還有一路基準電壓，這些都滿足DC-DC的條件，采用不同拓撲，得到升壓和降壓，如圖：1，采用推挽〔push-pull〕方式，升壓，可以改變反應電阻，得到其他電壓；2，采用BUCK拓撲降壓，可以改變反應電阻，得到其他電壓；其外形圖如圖3-1。圖3-1TL494外形圖TL494其他主要特點如下：(1)集成了全部的脈寬調制電路。(2)片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個(一個電阻和一個電容)。(3)內置誤差放大器。(4)內止5V參考基準電壓源。(5)可調整死區(qū)時間。(6)內置功率晶體管可提供500mA的驅動能力。(7)推或拉兩種輸出方式。3.2TL494的工作原理TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié)，輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比擬來實現。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小?？刂菩盘栍杉呻娐吠獠枯斎耄宦匪椭了绤^(qū)時間比擬器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比擬器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓〔范圍在0—3.3V之間〕即能在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。

脈沖寬度調制比擬器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反應電壓從0.5V變化到3.5時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到〔Vcc-2.0〕的共模輸入范圍[11]。3.3TL494內部電路TL494是一種電壓控制模式的PWM控制和驅動集成電路芯片，由于它具有兩路相位相差180°的PWM驅動信號輸出，因此被廣泛的應用與單端式〔正極式和反極式〕和雙端式〔半橋式、全橋式和推挽式〕開關穩(wěn)壓電源電路?？傮w結構比同類集成電路SG3524更完善。TL494內部電路框圖見圖3-2。TL494內部電路如下：圖3-2TL494內部電路框圖(1)內置RC定時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率：(3-1)式中，f單位為KHz，R的單位為kΩ，C的單位為μF，其最高振蕩頻率為300KHz，能驅動雙極型開關管或MOSFET管。(2)內部設有比擬器組成的死區(qū)時間控制電路，用外加電壓控制比擬器的輸出電平，通過其輸出電平使觸發(fā)器翻轉換，控制兩路輸出之間的死區(qū)時間。當⑷腳輸出電平升高時，死區(qū)時間增大。(3)觸發(fā)器的兩路輸出設有控制電路，使內部2只開關管既可輸出雙端時序不同的驅動脈沖，驅動推挽開關電路和半橋開關電路，也可輸出同相序的單端驅動脈沖，驅動單端開關電路。(4)內部兩組完全相同的誤差放大器，其同相輸入端和反相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設定其基準電壓，以方便用于穩(wěn)壓取樣，或用其中一種作為過壓、過流的超閾值保護。(5)輸出驅動電流單端到達400mA，能直接驅動峰值開關電流達5A的開關電路。雙端輸出為2×200mA，參加驅動級即能驅動近千瓦的推挽式和半橋式電路。假設用于驅動MOSFET管，那么需另參加灌流驅動電路[12]。3.31TL494管腳功能及參數1、16腳為誤差放大器A1、A2的同相輸入端。最高輸入電壓不超過VCC+0.3V。2、15腳為誤差放大器A1、A2的反相輸入端?？山尤胝`差檢出的基準電壓。3腳為誤差放大器A1、A2輸出端。集成電路內部用于控制PWM比擬器的同相輸入，當A1、A2任一輸出電壓升高時，控制PWM比擬器的輸出脈寬減小。同時，該輸出端還引出端外，以便與2、15腳間接入RC頻率校正電路和直流負反應電路，穩(wěn)定誤差放大器的增益以及防止其高頻自激。3腳電壓反比于輸出脈寬，也可利用該端功能實現高電平保護。4腳為死區(qū)時間控制端。當外加1V以下的電壓時，死區(qū)時間與外加電壓成正比。如果電壓超過1V，內部比擬器將關斷觸發(fā)器的輸出脈沖。5腳為鋸齒波振蕩器外接定時電容端。6腳為鋸齒波振蕩器外接定時電阻端。7腳為共地端。8、11腳為兩路驅動放大器NPN管的集電極開路輸出端。當通過外接負載電阻引出輸出脈沖時，為兩路時序不同的倒相輸出，脈沖極性為負極性，適合驅動P型雙極型開關管或P溝道MOSFET管。此時兩管發(fā)射極接共地。9、10腳為兩路驅動放大器的發(fā)射極開路輸出端。當8、11腳接Vcc，在9、10腳接入發(fā)射極負載電阻到地時，輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅動N型雙極型開關管或N溝道MOSFET管。2腳為Vcc、輸入端。供電范圍適應8～40V。13腳為輸出模式控制端。外接5V高電平時為雙端圖騰柱式輸出，用以驅動各種推挽開關電路。接地時為兩路同相位驅動脈沖輸出，8、11腳和9、10腳可直接并聯。雙端輸出時最大驅動電流為2×200mA，并聯運用時最大驅動電流為400mA。14腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端。輸出5V±0.25V的基準電壓，最大負載電流為10mA。用于誤差檢出基準電壓和控制模式的控制電壓。RT取值范圍1.8～500Ω，CT取值范圍4700pF～10μF，最高振蕩頻率fOSC≤300KHz。TL494在工作時，通過5、6腳分別接定時元件CT和RT。經相應的門電路去控制TL494內部的兩個驅動三極管交替導通和截止，通過8腳和11腳向外輸出相位相差180°的脈寬調制控制脈沖。工作波形如圖3-33所示。TL494假設將13腳與14腳相連．可形成推挽式工作；假設將13腳與7腳相連．可形成單端輸出方式。為增大輸出可將2個三極管并聯。圖3-3工作波形3.4TL494構成的PWM控制器電路PWM控制器電路其核心采用專用集成芯片TL494，原理見圖3-4所示，通過適當的外接電路，不但可以產生PWM信號輸出，而且還有多種保護功能。TL494含有振蕩器，誤差放大器，PWM比擬器及輸出級電路等局部。OSC振蕩頻率由外接元件R，C決定，表達式為：(3-2)fOSC可選定1KHz～200KHz之間，本電路選用fOSC=40KHz。TL494內部的穩(wěn)壓電源將外部供給的+12V電壓變換成+5V電壓，除提供芯片內部電路作電源外，并通過14腳對外輸出+5V基準電源13腳為輸出脈沖控制端，當1、3腳接地時，輸出脈沖最大占空比為96%，當接高電位時，最大占空比為48%。TL494輸出脈沖的寬度調節(jié)由振蕩器電容CT兩端的正向鋸齒波和兩個控制信號相比擬來實現。只有鋸齒波電壓高于控制信號時，才會有脈沖輸出，內部兩個誤差放大器及外接電阻，電容構成電壓和電流反應調節(jié)器，都采用PI調節(jié)。誤差放大器的給定信號均取自+5V基準電源的分壓加于2腳和5腳。反應電壓信號UF由微機處理后引入1腳，與2腳的給定值UG比擬后，產生調制脈寬的控制信號，使輸出直流電壓保持穩(wěn)定。來自溫度傳感器AD590所檢測的電池溫度信號TF由微機處理后引入到16腳，當電池溫度超過規(guī)定值〔設為130%TN〕時，產生控制信號調制輸出脈沖的寬度，使電路處于限流輸出運行。來自霍爾電流傳感器所檢測的電流信號IF由微機處理后引入到4腳，當充電電流超過給定值時封鎖輸出脈沖，關斷IGBT[13]。圖3-3PWM控制器TL494接線圖IGBT是電壓驅動型器件，本電路選用了具有降柵壓邏輯式和軟關斷兩種保護功能的IGBT厚膜混合集成驅動模塊EXB840，這種型號的電路較好地解決了低飽和壓降IGBT的短路保護問題，能滿足IGBT對驅動電路的特殊要求，保證IGBT能可靠開通和關斷，且電路簡單，工作頻率高，輸入控制信號電流為10mA。以EXB840為核心構成的驅動電路中，驅動模塊EXB840的電源為+20V，在模塊內部將20V電壓變換為+15V和-5V兩種電壓，供IGBT柵-射極導通時所需正偏電壓和關斷時所需的負偏壓。TL494輸出的PWM脈沖從9腳或10腳送至EXB840的15腳。EXB840驅動模塊從3腳和1腳輸出正，負驅動脈沖至IGBT的柵-射極之間，開通和關斷IGBT[14]。第4章TL494在汽車音響供電電源中的應用4.1汽車音響電源簡述國內市場上，盡管汽車音響節(jié)目源有所擴展，從單一的收音，磁帶兩用機開展到參加單碟或自動換片的多碟CD機，但對小汽車音響功放來說卻根本變化不大，仍為以收音機，磁帶機和CD機組成的一體化音響。此類一體化音響，無論生產商標出2*35W還是200W+200W，其實仍為早期的雙聲道功放，其每聲道真正輸出有效功率不會大于20W，普通產品不會超過2*6W。最近，國內電子報刊紛紛刊出汽車音響升級的報道，說明有車一族對此并不滿足，于是很想了解國外最新汽車音響動向。為此，籍此文向有車一族中的音響發(fā)燒友介紹。目前國外汽車音響現狀有以下特點。DC變換器重出江湖。之所以說DC變換器“重出江湖〞，是因為上世紀40年代的電子管收音機時代，為了向汽車中的電子管收音機提供高電壓供電，曾廣泛采用一種“振動子〞變流器，這種變流器的原理是利用機械觸點組成雙向開關，將12V直流電變換為雙向方波，然后通過變壓器資脈沖波電壓升高，再整流，濾波成為高壓直流電，其電路根本原理與現有的晶體管直流變換器是相同的，區(qū)別是由機械開關換向，其脈沖頻率只是在1KHZ以下，而且頻率也較低。這種機械式振動子變換器一直延用到半導體器件相當成熟，即電子管收音機改為晶體管后，才從汽車音響中消失。由于小汽車音響受到12V供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。在此情況下，從上世紀末，歐洲生產的汽車音響中開始采用DC-DC變換器，將12V蓄電池供電變換為±24V-±50V，向汽車音響提供電源。目前DC-DC變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ以上，效率接近90%。汽車音響供電電源中采用DC-DC變換器，而不采用升壓式開關電源，是經過縝密考慮的?，F代的晶體管放大器局部仍為AB類放大，其工作電流隨信號的波動成正比變化，所以功放實際上構成變動范圍極大負載。為了防止功放輸出信號產生削頂失真，要求供電電源有足夠的能量儲藏，當信號峰值瞬間能立即提供較大的電流〔一般PMOP即為對功放瞬間峰值功率的標稱〕。顯然，也包括了電源瞬間輸出電流的能力。開關電源無論采取PWM還是PCM，其能量輸出是由脈沖變壓器電磁轉換形成的，開關管導通時，向脈沖變壓器存儲磁能，開關管截止時，磁能轉換成電能，向負載提供電壓。即使負載電流瞬間增大使輸出電壓下降,穩(wěn)壓控制系統(tǒng)也只能控制開關管在下一個導通周期延長導通時間，待開關管載止后，輸出電壓上升，以圖補償負載電流增大的影響。但是，音樂的波動是千變萬化的，有時大幅度的沖出信號只是瞬間的事，假設信號沖擊到來時，開關電源不能及時提供大電流，輸出電壓必然形成隨大信號下降的波形，使信號上沖受限，產生波形失真，等沖擊信號過后。PWM電路才輸出信號上升，開關電源再降低其輸出電壓，以使其輸出電壓穩(wěn)定?？上?，這一切為時已晚，在此過程中輸出信號難免失真，同時也增大了電源紋波脈沖，使放大器的噪聲增大。直流變換器那么不同，變換器的開關管始終以設定的脈寬工作，只要開關管有足夠的開關電流，它能隨時提供其額定功率以內的電壓。從此點來說，直流變換器和變壓器整流電源沒有區(qū)別，而且直流變換器的內阻更低，對瞬間大電流的適應性更強。實際上變換器是不用穩(wěn)壓系統(tǒng)的開關電路，任何開關電源除去脈沖調制，取樣誤差放大局部實質即為直流變換器[15]。根據上述原理，上世紀末，歐洲開始在轎車音響上配置直流變換器，與汽車功放配套。1980年，德國生產的MonacorHPB150汽車功放，配備了12V與±25V直流變換器，輸出最大電流可達10到15A，使功放有效輸出功率可達2X40W，或BTL接法，使輸出功率為150W。另一名為“Jensen〞的汽車功放所配用的變換器，那么可將12V電壓變換成雙電源±30V/15A的輸出可以向四聲道的放大器供電，輸出4*60W的有效功率其中“MonacorHPB150為最早的產品，其功放變換器采用分立元件組裝成自激推挽式變換器，共采用13只三極管，電路較復雜，裝調也不方便。此外，由于自激式振蕩電路其工作頻率隨負載電流變化，脈沖干擾抑制也比擬困難。Jensen功率變換器，那么采用傳統(tǒng)開關電源它激式驅動器驅動四只MOSFET開關管組成的并聯推挽電路，其功放變換器電路如附圖所示。該汽車功放中利用MOSFET管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。變換器的振蕩器和控制系統(tǒng)全部集成在IC〔TL494〕內部。TL494原設計為它激式開關電源驅動控制器，內部除含有振蕩器，脈寬調制器以外，還有基準電壓穩(wěn)壓電路，死區(qū)時間控制電路和兩組比擬器組成的誤差檢測電路。TL494在該電路中構成它激式變換器，只利用了其振蕩器和驅動電路，用作驅動開關管的脈沖信號源，因而與常規(guī)用法有所不用。4.2汽車音響供電電源的組成TL494的輔助電路設計圖4-1TL494輔助電路在該電路中，TL494第5，6腳外接時間常數電路〔C3，R5〕，振蕩器產生80kHZ的脈沖信號，經TL494內部雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器控制，變成兩路時序不同的驅動脈沖，驅動兩組驅動放大器。TL494內部兩組驅動級，由第9，10腳輸出時序不同的正向脈沖。為了防止在兩路脈沖交替處推挽開關管VT1，VT3和VT2，VT4同時導通，TL494的第四腳外接R6，C2，R4設定死區(qū)時間。一組驅動脈沖使推挽電路一臂導通后，相隔一死區(qū)時間，才發(fā)出另一組驅動脈沖，使另一臂導通〔第四腳電壓越高，死區(qū)時間越長〕。TL494第1，2腳為兩組取樣放大器的同相和反相輸入端，可控制內部比擬器組成的脈寬調制器設定的占空比。在該變換器中，TL494各腳功能及應用如下：第1腳為第一組誤差放大器的反相輸入端。電路中以R2接地，使之為低電平。第2腳為第一組誤差放大器的同相輸入端。由R7接入5V基準電壓。當第2腳輸出高電平時，誤差放大器輸出端〔第3腳〕輸出恒定的低電平，該電平在TL494內部控制比擬器組成的PWM調制器，輸出最大脈寬45%，其余5%作死區(qū)時間。另外，第2腳外接C為軟起動電容，開機瞬間C4充電使第2腳瞬間為低電平，誤差放大器輸出高電平，隨著C4充電電壓升高，第2腳電壓升高，第3腳電壓降低，使PWM比擬器輸出脈寬緩增大到額定脈寬，防止開機沖擊電流損壞開關管[16]。第3腳為誤差放大器輸出端，外接R3，C1為防止誤差放大器振蕩而設。第4腳為死區(qū)時間控制端，通過R6，R4從5V基準電壓分壓得到0.05V死區(qū)時間控制電壓，使兩組驅動脈沖之間有占脈寬5%的間隙。第4腳電平到達0.3V時，驅動脈沖被關斷。第5，6腳為振蕩頻率控制端，外接R5，C3設定振蕩器產生約80KHZ的振蕩脈沖，徽調R5可使振蕩頻率為100KHZ。C3，R5與振蕩頻率的關系為：f(kHZ)=1.2/R(kΩ)C(μF)。第7腳為公共地端。第8，11腳通過外接電阻接至Vcc=12V。第9、10腳輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅動N溝道MOSFET管。第12腳接輸入信號。第13腳與第14腳并聯，13腳外接5V高電平時為雙端圖騰柱輸出脈沖，來驅動后面主電路中推挽開關電路。第14腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端，輸出5V±0.25V的基準電壓。主電路的設計圖4-2汽車音響供電電源主電路輸入端9，10為TL494輸出的兩組相位相差1800的PWM驅動脈沖，一組驅動脈沖使推挽電路一臂導通后，相隔一死區(qū)時間，才發(fā)出另一組驅動脈沖，使另一臂導通。當第10端輸入前1800驅動脈沖時VT1,VT3導通+12V輸入電壓經逆變產生矩形波，通過變壓器升壓，經整流橋整流，并經LC濾波得到30V的直流電。第9端輸入后1800驅動脈沖，VT2,VT4導通，同樣經過變壓器升壓，整流橋整流，LC濾波。得到可以供音響工作的30V直流電。因為VT3,VT4需要具有高頻的導通截止特性，為了保護VT3,VT4正常工作，分別并聯C5，R12和C6，R16；結論從3月份接到課題到現在完成畢業(yè)論文，衷心的感謝老師給予了精心的指導和熱情的幫助。通過這次畢業(yè)設計，我對開關電源技術有了進一步的認識，通過完整的開關電源設計，我擺脫了單純的理論知識學習狀態(tài)，和實際設計的結合鍛煉了我的綜合運用所學的專業(yè)根底知識，解決實際工程問題的能力，同時也提高我查閱文獻資料、設計手冊、設計標準以及電腦制圖等其他專業(yè)能力水平。在電路的設計中，要根據元器件工作原理，結合實際應用，適當的增加一些保護電路，濾波整流電路以保證電路的正常工作。參考文獻[1]辛伊波，陳文清.開關電源根底與應用.西安：西安電子科技大學出版社2023.[2]張占松,蔡薛三.開關電源的原理與設計.北京：電子工業(yè)出版社，2001.[3]李宣江.開關電源的設計與應用.西安：西安交通大學出版社，2004.[4]楊素行.模擬電子技術根底〔第三版〕.北京：高等教育出版社，2005.[5]丁道宏，陳東偉.電力電子技術應用〔第四版〕.北京：航空工業(yè)出版社，2004[6]林中.電力電子變換技術.重慶：重慶大學出版社，2007.[7]張立.現代電力電子技術.北京：科學出版社，2001.[8]周志敏.開關電源實用技術.北京：人民郵電出版社,2005.[9]李哲英.電子技術及其應用根底.北京：高等教育出版社，2003.[10]王兆安，黃俊.電力電子技術〔第四版〕.北京：機械工業(yè)出版社，2000.[11]薛永義,王淑英,何希才.新型電源電路應用實例.北京：電子工業(yè)出版社，2000.致謝經過兩個多月的學習和努力，我終于完成了本次畢業(yè)設計。從開始接到論文題目到論文的完成，每走一步對我來說都是一次新的嘗試與挑戰(zhàn)。本次畢業(yè)設計使我更進一步的掌握了所學相關專業(yè)知識，對開關電源有了深刻的認識。本次畢業(yè)設計在辛伊波老師的悉心指導下業(yè)已完成，在做畢業(yè)設計的過程中，辛老師經常關心我們的畢業(yè)設計的進程，不管繁忙還是空閑，總是很耐心的為我們解答疑惑，并為我們提供了大量的開關電源相關資料。辛老師嚴謹的治學精神和深厚的理論水平都使我收益匪淺。衷心的感謝辛老師一直以來對我的熱情幫助，感謝李強、張強以及其他同學的熱心幫助！是在你們的幫助下完成了大學的最后一次作業(yè)，真心的祝愿李強、張強等同學們在以后的學習生活中取得更大的進步！附錄汽車音響供電電源電路圖外文資料翻譯INTELLIGENTCONTROLIntelligenceandintelligentsystemscanbecharacterizedinanumberofwaysandalonganumberofdimensions.Therearecertainattributesofintelligentsystems,commoninmanydefinitions,whichareofparticularinteresttothecontrolcommunity.Inthefollowing,severalalternativedefinitionsandcertainessentialcharacteristicsofintelligentsystemsarefirstdiscussed.Abriefworkingdefinitionofintelligentsystemsthatcapturestheircommoncharacteristicsisthenpresented.Inmoredetail,westartwitharathergeneraldefinitionofintelligentsystems,wediscusslevelsofintelligence,andweexplaintheroleofcontrolinintelligentsystemsandoutlineseveralalternativedefinitions.Wethendiscussadaptationandlearning,autonomyandthenecessityforefficientcomputationalstructuresinintelligentsystems,todealwithcomplexity.Weconcludewithabriefworkingcharacterizationofintelligent(control)systems.Westartwithageneralcharacterizationofintelligentsystems:Anintelligentsystemhastheabilitytoactappropriatelyinanuncertainenvironment,whereanappropriateactionisthatwhichincreasestheprobabilityofsuccess,andsuccessistheachievementofbehavioralsubgoalsthatsupportthesystem’sultimategoal.Inorderforaman-madeintelligentsystemtoactappropriately,itmayemulatefunctionsoflivingcreaturesandultimatelyhumanmentalfaculties.Anintelligentsystemcanbecharacterizedalonganumberofdimensions.Therearedegreesorlevelsofintelligencethatcanbemeasuredalongthevariousdimensionsofintelligence.Ataminimum,intelligencerequirestheabilitytosensetheenvironment,tomakedecisionsandtocontrolaction.Higherlevelsofintelligencemayincludetheabilitytorecognizeobjectsandevents,torepresentknowledgeinaworldmodel,andtoreasonaboutandplanforthefuture.Inadvancedforms,intelligenceprovidesthecapacitytoperceiveandunderstand,tochoosewisely,andtoactsuccessfullyunderalargevarietyofcircumstancessoastosurviveandprosperinacomplexandoftenhostileenvironment.Intelligencecanbeobservedtogrowandevolve,boththroughgrowthincomputationalpowerandthroughaccumulationofknowledgeofhowtosense,decideandactinacomplexandchangingworld.Theabovecharacterizationofanintelligentsystemisrathergeneral.Accordingtothis,agreatnumberofsystemscanbeconsideredintelligent.Infact,accordingtothisdefinition,evenathermostatmaybeconsideredtobeanintelligentsystem,althoughoflowlevelofintelligence.Itiscommon,however,tocallasystemintelligentwheninfactithasaratherhighlevelofintelligence.Thereexistanumberofalternativebutrelateddefinitionsofintelligentsystemsandinthefollowingwementionseveral.Theyprovidealternative,butrelatedcharacterizationsofintelligentsystemswithemphasisonsystemswithhighdegreesofintelligence.Thefollowingdefinitionemphasizesthefactthatthesysteminquestionprocessesinformation,anditfocusesonman-madesystemsandintelligentmachines:A.Machineintelligenceistheprocessofanalyzing,organizingandconvertingdataintoknowledge;where(machine)knowledgeisdefinedtobethestructuredinformationacquiredandappliedtoremoveignoranceoruncertaintyaboutaspecifictaskpertainingtotheintelligentmachine.Thisdefinitionleadstotheprincipleofincreasingprecisionwithdecreasingntelligence,whichclaimsthat:applyingmachineintelligencetoadatabasegeneratesaflowofknowledge,lendingananalyticformtofacilitatemodelingoftheprocess.Next,anintelligentsystemischaracterizedbyitsabilitytodynamicallyassignsubgoalsandcontrolactionsinaninternalorautonomousfashion:B.Manyadaptiveorlearningcontrolsystemscanbethoughtofasdesigningacontrollawtomeetwell-definedcontrolobjectives.Thisactivityrepresentsthesystem’sattempttoorganizeororderits“knowledge〞ofitsowndynamicalbehavior,sotomeetacontrolobjective.Theorganizationofknowledgecanbeseenasoneimportantattributeofintelligence.Ifthisorganizationisdoneautonomouslybythesystem,thenintelligencebecomesapropertyo