第六章反饋環(huán)路的穩(wěn)!線必須以!"斜率穿!"’第六章反饋環(huán)路的穩(wěn)!線必須以!"斜率穿!"’這時在新的截止頻"#處$%&對應新的截止的增益應等于誤差放大器在斜率上*點增益*,處的頻率是否精確不是關(guān)鍵，但它必須低于(點的頻率，以確保對于最大值(!"斜率在點(益所補償或抵消1%））可以任意選擇足樣網(wǎng)絡(luò)負載過重。!"1"6"!.）供超前的相位。在*3點，零"的頻率不是精確的，它大約為"-4"8。選擇#"!71第十八節(jié)反激變換器的穩(wěn)定9:/如圖0!1%）所示。設(shè)定數(shù)據(jù)如型%#%#）$’）$’）$’"30?D##為88E并指出在功率器件關(guān)斷的瞬間，00=的二次尖.88E9:/（88,#）00F88,5.;的窄尖峰電壓。同時也提出了可以采用(電路除去窄尖峰或者增大##9:/。在這兩種方法都被采用。電增大388E以使!88".（因為!成反比。H"00F88".58IB的(電路將其減小到可接受的水平。#）"$%&’#(!!%! %&’+%&,+-%+.%/$!’,0&0+.%/"$%&’#(!!%! %&’+%&,+-%+.%/$!’,0&0+.%/&)!.1-#(%!$#(0,!-那么，對應于%&"的輸出電路增益曲線，繪制0*中的5;<3低頻段直到&$34分的增益值為&>"?&處曲線轉(zhuǎn)斜率下到頻率為-,%%34的567零點。接下來就可以繪制誤差放大器%3增益損耗是/.*"?%4處的增益為=.*"?。從%4增益為=.*"?（A-點向高頻段繪制一條斜率為/ /-%?1.%倍頻程的直線，((.、=$*"?處的$%%34A6（一個零點位置零點的位置不是精確的。在第十七節(jié)中已經(jīng)提到，A,點的零點頻率應當小于A$點頻率的.B。一些設(shè)計者實際上忽略了A,點的零點。但是在這里設(shè)置零點會增加一些超前的相位。因此A,點，朝低頻方向繪制曲線，增益斜率為/.。("/.&#("0&’34，567零點頻率仍是-,%%34。因此，在#(!"輸出電路傳遞函數(shù)的曲線是F?GH在新的截止頻率&#(（A0IAIA$IA2）增益等于輸出電路（曲線F?GH）的倒數(shù)?？梢钥闯鯝（$-%%34），輸出濾波器/-*"?，而誤大器的增益是=-*"?。由此可以得出，誤差放大器的增益曲線和曲線之和以穿&#(#(斜率為的頻段#第六章反饋環(huán)路的穩(wěn)!系統(tǒng)開環(huán)增益曲線將以!"斜率穿越新的截止頻率!$（"$最大）情況下的穩(wěn)定性。（%&’%(’%)’%*）圖&,-中，任+///第六章反饋環(huán)路的穩(wěn)!系統(tǒng)開環(huán)增益曲線將以!"斜率穿越新的截止頻率!$（"$最大）情況下的穩(wěn)定性。（%&’%(’%)’%*）圖&,-中，任+///。從&+0可以看出，%)點的增1),23。因此，"4*0*05+678點放置極點，9"!;"。)//78處放置誤差放大器的零點，9"!8&*//:<。因為輸出電路的單極點下降特性，它最大的相位滯后是0/>。但由于;零點的存"A!的情&B78處的極點和/8@;零點引起的輸出#$!!.C–C,0A&!*&.)A)//78+678+/678!!"*/!C1C."*/!,,1,B.+/678)A1"&>。從而得到!處的相位裕)&>第十九節(jié)跨導誤差放大器很多普遍%EF（+("B+("(系列(&系列具有跨導型誤差放$5是指每單位輸入電壓的變化引起的輸出電流的2$5.2器?？?2&$.2%$’.$52&GD2+("B系列系列&系列放大器空載的開環(huán)增益特性具有標稱值的123)//78+/34/!#在輸出端到地之間并聯(lián)一個純電阻!"得到!#在輸出端到地之間并聯(lián)一個純電阻!"得到增的增益曲線。該曲線從直流開始直到與曲+,0.!2!(–+中的曲線343*3243/343所示圖*+（,）開環(huán)不帶356-.*-.*系列的增益曲線。當帶電阻負載時，增益<"-<"*在大多數(shù)情況下若需要用到*型誤差放大器的增益特性則可采用圖() "第六章反饋環(huán)路的穩(wěn)!第六章反饋環(huán)路的穩(wěn)!點并聯(lián)接地。這使原本為$)的極點移到更低的頻率點，且在這個更低的頻率點之*"的斜率下降。在頻率#)（",""$"!"+"%","增益斜率極點使增益斜率變?yōu)?.*$.*$"1#2.$/"$67"的大小都會有所限制。若345比較器的一’8""小于’$9#，’8電壓快速變化，則形成的電流可能"$6由于輸出電流有"$6員不使用芯片內(nèi)部誤差放大器。但芯片#0:處的增益損耗很小，為了與誤差放大器的增益匹配，’$$$$#。如果出現(xiàn)#0:處人為增大輸出濾波器的增益損耗，""就能增大到’$$$$#。增#0:處第七章諧振變換器第一節(jié)概述體積很小的新型多功能集成電路的出現(xiàn)，對開關(guān)電源的小型化具有重要意義。開關(guān)電源小型化主要依靠提高開關(guān)頻率來減小變壓器和輸出濾波器的體積。另外，開關(guān)電源也通過提高效率減小散熱器體積來減小自身體積。目前開關(guān)電源技術(shù)的主要目標是使電源工作頻第七章諧振變換器第一節(jié)概述體積很小的新型多功能集成電路的出現(xiàn)，對開關(guān)電源的小型化具有重要意義。開關(guān)電源小型化主要依靠提高開關(guān)頻率來減小變壓器和輸出濾波器的體積。另外，開關(guān)電源也通過提高效率減小散熱器體積來減小自身體積。目前開關(guān)電源技術(shù)的主要目標是使電源工作頻率比現(xiàn)在通用的!""#$""%&’進一步損耗都會增加。()*+,-管輸出電容的充放電造成的導通損耗只有在開關(guān)頻率時才比較明顯熱阻，造成的1殼溫升可能會使晶體管的結(jié)溫過高。（或集射極間加緩沖器可以降低開關(guān)管的開關(guān)損耗。但使用耗能型4’時還是會出現(xiàn)問題。使用諧振變換器來實現(xiàn)。諧振變換器是由開關(guān)管加上諧振53電路構(gòu)成的，它使流過開關(guān)管的電流變?yōu)檎也ǘ皇欠讲?。然后設(shè)法使開關(guān)管在正弦電流過零處導"第七章諧振變換!使開關(guān)管在電流為零的時刻導通或關(guān)斷的電路稱為零第七章諧振變換!使開關(guān)管在電流為零的時刻導通或關(guān)斷的電路稱為零電流開（ (+’.!%)正如第五章第一節(jié)指出能量012o3"4,3儲存于56)789管的較大的輸出電容中。當56)789（內(nèi)導通一次時，就在56)789管上消耗了012o3"43#瓦的能量。（"+’.!;)是通過讓開關(guān)管輸出電容成為電路中某>%諧振電路的電容來實現(xiàn)零電使開關(guān)管關(guān)斷時存儲在電容上的電壓或能量改變?yōu)榇鎯υ谥C振電路電感上的電流或能（0@A3@（某些拓撲的功率密度據(jù)說已達到了0C:D。如此高的功率密度可用于%:%都必須有的大的輸入濾波電容。因此它們要通過外加散熱器來散熱，但此散熱器的體積和冷卻方式在計算功率密度時很少被考慮在內(nèi)。FC5方波變換器相比，它們要承受很大的開關(guān)第二節(jié)諧振正激變換器電流關(guān)斷及精確開關(guān)管關(guān)斷時間GH/味著!"#$$諧振正激變換器。"折味著!"#$$諧振正激變換器。"折算到初級的電容與#’諧振。()*+,-管在其極電流第一個正半周過零之后不久就關(guān)斷。./流過其第一個負半周電流后截止()*+,-管漏極電壓上升，在"折算到初級的電容與變壓器勵磁電感#0所構(gòu)成的諧振環(huán)的半個周期內(nèi)，使變壓器-%/$3’（"’（&&2&4）/（#$#’"’#第七章諧振變換!第七章諧振變換!感就是為了使總的!!相對固定#以頻"&#$導通。電路工作原理如下。首先，!!（$!（%$&(+1./2,!0,!-件相串為串聯(lián)諧振變換（$-$/01./2,!0,!4-。因為電路工作于不連故在開關(guān)管#導通之前，諧振電路中無電流流通。例兩個正弦半波之間有一個很長的時間67#所示，因此&8#導通&8時刻的電&#時刻電流又過零并且反向，試圖繼續(xù)第一個負半用電流流過9的陽極電源’形成一個閉合回路。在電流流9(的半"#&#有電流流過此時可以關(guān)斷#因此"#導通時間只要介于諧振正弦電流的半個周期與一個周期之間即可。時9(>#激磁電感中的電流使開關(guān)管#的漏極電壓上升到’:;心復位。勵磁電感和從變壓器次級折算過來的電容構(gòu)成另外一個諧振回路。當漏極電壓在&的反向恢復時間很短，故其反復損耗可忽略不計（尤其是當開關(guān)管漏極電壓上升為(’時，二極管中的電流早已降到或接近為零#="%#&#$來調(diào)整直流輸出電壓。若’（降低開關(guān)頻率"’""調(diào)壓的方法是諧振變換器的一個主要缺點。在傳統(tǒng)的@變換改變開關(guān)振31電路的半個周期而頻率是變化的。許多場合不能采用變頻調(diào)節(jié)方法。當有計算機時，計算機操作員常常要求電源的開關(guān)頻率與計算機時鐘頻率的某個倍數(shù)同步，以降低電源噪聲尖峰在計算機邏輯電路里產(chǎn)生錯8的可能性1 而當開關(guān)頻率恒定且與#上為了更好地理解以上所討論的諧振正激變換器而當開關(guān)頻率恒定且與#上為了更好地理解以上所討論的諧振正激變換器的工作原理，下面分析一組實測波形圖$&所示的是一個(&（*&,-&.）的正激變換器。此電路的!01*2,3*-456，變壓器匝1271&9*<56=221=&:&*<56#:;1?@（":）$;1?（&+*（2+221*12 ;&+$5 &%從圖$&1<AB=C#@的從波&還可以看出，次級電容電壓（從初級勵磁電感上的電壓感應而來極性變負，"9間隔的確定是要使波&的負半周能夠返回到零，以使鐵心完全復位。55#:所占百分比不易隨變壓器的制造誤差、導線長度或其走線的變化#:并減小$:以保持諧振半周期不變，則#:?$:就要E1的#:$%&$&所示，F(xiàn)G1&,，輸出功（!(&.（有關(guān)式給出了傳統(tǒng)I)<方波正激變換器的初級峰值電流的計算公式為%J;(+(&#第七章諧振變換!!!$%第七章諧振變換!!!$%&$&&*+$,-。從&.*/可以看出，比**&$號鐵心小一號的鐵心0.號鐵心，正激變換器就可以在頻率為&(+345的條件下輸出,67的功率0*0&所示電路的實測波形第三節(jié)諧振變換器的工作模式#若!$下降或負載電流上升而必須第三節(jié)諧振變換器的工作模式#若!$下降或負載電流上升而必須升高輸出電壓，則開關(guān)頻率（離散脈沖的重復使變換器工作于連續(xù)模式下。連續(xù)模式下，電路中連續(xù)正弦電流或開關(guān)管連續(xù)方波電壓-.特性曲（阻抗頻率如所示。特性曲線上的欠諧振側(cè)或過諧振側(cè)可以確定平均開關(guān)頻圖!" 通過改變諧振元件的/特性曲線的頻率調(diào)整輸出電/特性曲線移動改變開關(guān)頻率可以改變諧振電容的電壓幅值（若輸出為諧（0123492$4，059）/（<"第七章諧振變換"可以特性曲線非（!值頻率稍有變化，輸出就會發(fā)生大的變化第七章諧振變換"可以特性曲線非（!值頻率稍有變化，輸出就會發(fā)生大的變化’模式漂移到$特性曲$)和*模式下的都會使諧振峰值發(fā)生偏移。若諧振峰值偏移過就可能使原來工作路變?yōu)楣ぷ髟凇Ｊ较麓藭r一旦反饋環(huán)采樣發(fā)現(xiàn)輸出電壓下降，就會降低開關(guān)第四節(jié)連續(xù)模式下的諧振半橋變換器面的討論是&+,-./.345的著作輸出功率可以通過下面兩種方式中的任意一種從*諧振回路中獲得。當折算后的輸（折算到變壓器初級和諧振電容并聯(lián)，此電路稱為并聯(lián)諧振變換器（4-*（.1,&*;<?或并聯(lián)在變壓器的初級，同外接電感!#)*電路的值。#8工作在連續(xù)模式下。1（不含1D>（!"#$&’）!（!"#$&’）!*的等效電（等于諧振。#,為(#圖$%&（’）串聯(lián)負載諧振半橋變換器。電感()#)諧振。負載經(jīng)變壓器-.折算到初級與諧振電路串聯(lián)。開關(guān)管在諧振電流第一個半周期結(jié)束后直接關(guān)斷，以實現(xiàn)零電流開關(guān)（/0)1!56478639/#!高壓輸出所需的輸出電感往往要承受很大的電壓，這導致電感體積很大。由于不需（#電路下面將討論工作在連續(xù)模式下的串*并聯(lián)諧振半橋變換器。因為可通過改變頻率節(jié)輸出直流電壓，所以有必要了解當頻率隨著工作點在特性曲線上移動而變化時"第七章諧振變換"折算到初級負載上的交流電壓如何變化。整流直流輸出電壓第七章諧振變換"折算到初級負載上的交流電壓如何變化。整流直流輸出電壓與折算到初級電阻兩端的流電壓成正比連續(xù)模式下串!并聯(lián)負載諧振半橋變換器的交流等效電路$%$分別給出了’%’所示并聯(lián)負載諧振半橋變換器的交流等效電路。這些電路的輸入是由開關(guān)管產(chǎn)生的幅值(!)*的方波。按益是頻率的函數(shù)$（%）串聯(lián)負載諧振半橋變換器的交流等（’%））（&）并聯(lián)負載諧振半橋變換器（’（*）455電路。（6/01%3提供$所示的等效電路可以看出，串: （"#! =3#%*］: （"#! ;#（3!"*）#=3! 4!4+!4從這些關(guān)系式中，,-./.%3繪制出了!*!@7$!的比例圖，其中，$是變壓器的匝"8&’""!$&""!$&續(xù)模（**+下串聯(lián)負載諧振半橋變換器的調(diào)（67+圖’()給出了連續(xù)模式下串聯(lián)負載諧振半橋變換器電路是如何進行調(diào)節(jié)的。若電路;9?，F(xiàn)在若負載阻抗""下降，使!此時歸一化的開關(guān)頻率將不得不下降9%<產(chǎn)生相同的輸出電壓。對于相同的上升 !%，則電路的工作點不得不轉(zhuǎn)移到*該點對應的歸一化頻率約為%9)8 負!>’(<3）所示的交流等效電路的串聯(lián)諧振變換器的增圖’()所示的增益曲線上的實際工作點取?*輸入電源電壓和輸出電壓。線上的歸一化頻率%%處下降到%8處。而易見>曲線上實際工作點的選擇是非常需要技巧的反饋環(huán)可>>#第七章諧振變換!#$%&’(第七章諧振變換!#$%&’(&)*+,-.（/51278!69）所示的交流等效電路的并聯(lián)諧振變換器的增益曲 ;初級會短路<所示，而諧振電感限制了開關(guān)管的電流。使開關(guān)頻率進一步下降，最后越8曲線的峰值進入正反饋區(qū)。但反饋環(huán)并不鉗位技術(shù)限制最小開關(guān)頻率的方法并不可行，因為諧振元3微小的制造偏差都會致諧振峰值頻率發(fā)生很大變化!"#$’!"#$’算后&’并聯(lián)的有效阻抗必須很大，才不會降低電路!值。若重載時情況如此，則輕載時的情況更是如此。簡單地說，輕載時流過&’并聯(lián)的折算電阻的電流是流&’的電流的在串聯(lián)諧振變換器電路中，情況則有所不同。當串聯(lián)在&諧振回路中的負載電阻兩端圖")*給出了一個既具有串聯(lián)諧振變換器電路輕載時的高效率又具有并聯(lián)諧振變換器電路在輕載或空載時調(diào)節(jié)能力的連續(xù)模式下的串!并聯(lián)諧振變換器。這種電路也稱為&電路。*+）&&-。選擇合適的和"-可以使電路兼?zhèn)洳⒙?lián)諧振變換器和串聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點了"-為零電路就是串聯(lián)諧振變換器型。隨著"-的增當它的值超過",電路就呈現(xiàn)出并聯(lián)諧振變換器電路的性質(zhì)。若"-比",大，輕載時電路就會顯示出并聯(lián)諧振變換器電路的低效率性。(&&9 （;<!9$%9%!>"，:是根據(jù)匝比平方折算到初級的直!!9:,57#+=>?#*# （,)>;<!,!!,,!!］==%==%路")@所示的串聯(lián)諧振變圖A!#!%!%（&）所示的并聯(lián)諧振半橋變換（())）在!*+.!時的增益曲反饋環(huán)試圖校正這種情況，通過使工作點沿同一條/曲線向上移動來使輸出變大。為低于!"#中的0點所對應的頻率。連續(xù)模式（))1下實際問題的一個較好的評估方法就是嘗試讓電路元件誤差引起的諧振峰值頻率和幅值變化范圍內(nèi)工作。23454$9認為，!,+電路工作狀況最佳正弦電流正半周結(jié)束過零時關(guān)斷開關(guān)管（或者在電流剛剛反向正弦電流正半周結(jié)束過零時關(guān)斷開關(guān)管（或者在電流剛剛反向并流入反并聯(lián)二極管后不久!"’()$%&的能量損失。設(shè)計者為了減小電源的體積必須提高開關(guān)頻率。$./-.!"4所示是一個零電壓開關(guān)半橋電路。它的基本工作原理是利用056789管的輸出電容作為諧振:;電路的電容。此電容在每個周期的一段時間內(nèi)儲存電壓（能量接"9#續(xù)流，使"上升，";*";*下降至$&"極性此時，;*:和底部濾波電容;*;*負極放電。因為回路過程不會產(chǎn)生損耗。;*諧振，;*電壓下<*即可實現(xiàn)零電壓導通。;#<#<#關(guān)斷時不會同時產(chǎn)生大的電壓電路工作在由:;#和;*并聯(lián)組成的諧振電路<曲線的斜坡上@BAC（&、圖D、圖"!#!&!#!&’曲線的斜坡移動改變頻率的方法來調(diào)節(jié)。等人認為這種方案不可靠。對于成批生產(chǎn)的開關(guān)電源，當諧振元件參數(shù)漂移或當圖#!#!#!#和圖#!"及圖#!%中的!."$第五節(jié)諧振電源小結(jié)可否讓諧振電源每立方英寸都和傳$""%&’可否讓諧振電源每立方英寸都和傳$""%&’()*電源一樣#,+從同一生產(chǎn)線上生產(chǎn)出的元件是否都具有同樣的特性？或者說，因為制造誤差和元件（方波的-!.-"很大（1？考慮到相同功率下諧振電源的正弦波電流幅值是傳統(tǒng)()*電源方波電流幅值的$#2/0問題是否會因為正弦波過零時!."與電流幅值成正比而同樣嚴重？當大部分諧振源采用變頻調(diào)節(jié)時產(chǎn)生的問題有多嚴重？用戶會不會認同這一點？或者堅持要求開關(guān)電源3特性曲線的斜坡上，這會不會續(xù)模式所需要的較大頻率范圍是不是一個重大缺陷？""#$%"#$%第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!功率因數(shù)校正第一章第一節(jié)功率因數(shù)第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!功率因數(shù)校正第一章第一節(jié)功率因數(shù)圖。如果電流滯后或超前于輸入電網(wǎng)電流是上升&%功率因數(shù)一詞源自基本的交流電路原理。當正功率因數(shù)一詞源自基本的交流電路原理。當正弦交流電源給感性或容性負載供電時，負載電流也是正弦的，但是比輸入電壓滯后或超前一定!。若輸入電壓有效值為"，輸入電流有效值#，則電網(wǎng)的視在功率"#。但實際傳遞到負載的功率只有"#!"#$!。與負載電阻的電壓同相位的輸入電流分（#!"#$!向負載提供功率。與負載電阻的電壓垂直的輸入電流分量（#!"#$!不向負載提供功率。在交流輸入開始的一段時間內(nèi)，這表現(xiàn)為從輸入電源抽取功率并暫時存儲在負載的輸入電網(wǎng)電流的無功分量和有功分量如圖%&%在交流電源電路理論中，"#$于果的方法稱為功率因數(shù)校正第二節(jié)開關(guān)電源的功率因數(shù)校正%&’"’(’)#"#將是正弦半波*+,-./01。從整流器整流出來的電流也有相同的正弦半波，且從輸%。如果輸入電壓吸收的電網(wǎng)電流也是正弦波并且和正弦輸入電壓同相位，功率因數(shù)""./0（’來產(chǎn)生波形*+-.01。這樣可以產(chǎn)生較高的直流分量（0的中間）和較低+—-—的峰&峰值紋波。現(xiàn)在0之間，所有整流器都被反偏，沒有電網(wǎng)電流流過，負載電流由電-提供*0時刻，上升的輸入電壓給整流器 !圖!"#（$）（%）’(功率因!圖!"#（$）（%）’(功率因數(shù)校正的目的就是要消除這些窄而陡的電網(wǎng)電流脈沖。這些陡的電流會（)*+功率因數(shù)校正可以去掉橋式整流器后接的大濾博電調(diào)制的%((,-變換器來實現(xiàn)。在整個正弦半波時間里，%((,-變換器的導通時間由./0控制第三節(jié)校正功率因數(shù)的基本電路（$（&圖功率因數(shù)校正電路的首要任務(wù)是利用’變換器將沿正弦半波曲線上升和下降的圖功率因數(shù)校正電路的首要任務(wù)是利用’變換器將沿正弦半波曲線上升和下降的用下面將提到的連續(xù)導電工作模式下的’變換器來實現(xiàn)。$%%&’內(nèi)開關(guān)管 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!!"導通一段時間!#$，電感%"儲能。當!"第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!!"導通一段時間!#$，電感%"儲能。當!"關(guān)斷時，%"的極性顛倒，%"同名端的電壓上升到高于輸入電壓"&$。!"!#$期間存儲在%"’"傳送給負載和電容("##*+變換器的,輸出電壓關(guān)系式為" （","#-",!."生一個比輸入正弦電壓幅值稍高的穩(wěn)定直流電"#。在整個正弦電壓的半個周期里，導時間由/0（/#123045+#3(#3325+&#$控制芯片控制，它檢"并利用誤差放大器將檢測值與內(nèi)部基準電壓比較，通過負反饋未設(shè)!#$"#保持設(shè)定值不變。"上升達到幅值，/0(通時間如圖7所示76##+變換器在正弦半波輸入電壓各點對應的電流波功率因數(shù)校正電路的第二個任務(wù)是檢測輸入電網(wǎng)的電流并使它變?yōu)榕c輸入電網(wǎng)同相位的正弦波。這也由調(diào)+變換器的導通時間來實現(xiàn)。導通時間由負反饋環(huán)決要求最終控制*+調(diào)整器導通時間的電壓是直流輸出電壓的誤差電壓和輸入電網(wǎng)電#$變換器可以工作在連續(xù)或不連續(xù)工作模式。但是在功率因數(shù)校正應用中，工$連續(xù)工作#$變換器可以工作在連續(xù)或不連續(xù)工作模式。但是在功率因數(shù)校正應用中，工$連續(xù)工作模式拓撲更適合于用來產(chǎn)生相對平滑的、沒有紋波的正弦波輸入電流這一點可以&給出的恒定直流電壓輸入的連續(xù)工作模式下#$變換器的波形看出。連續(xù)工作模式下的#$電路與不連續(xù)工作模式下的$電路有很大的差別。（*$大的輸入電流給/%。當/%(%的電流或能量通過0%傳遞給負載。因為(%的電感值較小以通過0%的電流的下［+（#"&）*$%而且在/%下一次導通之前流過0%的電流就已下降到1。輸入電流在一個周期里是不連續(xù)/%導通時流過/%的電流和/%關(guān)斷時流過0%&’(%取值應較大。/%加緩升斜坡，而 %/%（&’%)(%3434#$變換器接在輸入橋式整流器的出端，如&5所示。在正弦半波輸入電壓的任何點上，通過678/%的/%電壓成正比。在任一導通期間，電流流(%9:并返回整流橋的負端。在隨后的關(guān)期間，電流流(%0%9"及與其并聯(lián);"，再經(jīng)9:返回整流橋的負端$值，使整個開關(guān)周期里的電流紋波保持很小。的開關(guān)速度越通過選取較大:（!可能產(chǎn)生<=問題，嚴重程度與開關(guān)速度有關(guān)，但只要9:兩端并聯(lián)一個很小的電容（大約為1?<）就可以解決這個問題!""#$整流器的輸入電壓為正弦半波，這里有必要先了解連 !圖恒定直流電壓輸入的連續(xù)工作模式下的$%%&’變換器。該電路通過改變(!!圖恒定直流電壓輸入的連續(xù)工作模式下的$%%&’變換器。該電路通過改變(!間就回到原值維持（圖#)首先，考慮式（中輸出和輸入電壓的關(guān)系是如何得來的所示，在整!!首先，考慮式（中輸出和輸入電壓的關(guān)系是如何得來的所示，在整!!周降，則電感)!的電阻可忽略，所以在一個開關(guān)周期里)!的平均電壓必為零。并且因為""（,"%的面-.的面積必須相等。因為在關(guān)斷期的下端電壓為"*&!&（%""*&!%’’（%""*&（!"&） " 即"%/!"!0這就是前面（）由圖#,）"（）!"&過脈寬調(diào)制來實現(xiàn)。如果""也會改變。"（""%"5"1,%高時它為高電平。"5輸出的高電平經(jīng)圖騰柱（67(）$!""及"1的輸入端電壓也降低，"1,的輸出電平上升，三"和誤差遠放的輸""上升，但"%下降，%&減小，將降回原來的值。連續(xù)工作模式變換器對負載電流變化的連續(xù)工作模式下變換器以特殊的工作方式對負載電流變化進行調(diào)整。和!&與負載電流無關(guān)。但顯然，當直流負載電流改變時，即使導通時間晶體管和輸出二極管的電流也必須改變電路對負載電流的變化響應如下。假設(shè)負載電流增加之前，$!的電流必須為如圖!"所示的波形。若負載電流有少量增加并到達穩(wěn)態(tài)，則波形上移的過程是這完成的：$!電流波形上移為-:!;!(；當負載電流增加很大時，$!的電流波形上-:.;.(。當負載電流改變時，%&在幾個開關(guān)周期里增加，到達穩(wěn)態(tài)時!又恢復到原值!" 給出了這三種不同負載電流對應的穩(wěn)態(tài)二極管(!圖的電流波形。輸出負載電#$!#<的和，其峰"峰值紋波可以通過增加電感$!來減小!""加。!&#$!上升到較高的數(shù)值!縮短值#4 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!!&!!斜坡第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!!&!!斜坡#"()"(**（）慢恢復到原來的值工作在連續(xù)模式下的$((,-變換器負載變化時的調(diào)整過所有上面要求的功能現(xiàn)在都可以由一個集成電路芯片來完成。這種芯片的主要所有上面要求的功能現(xiàn)在都可以由一個集成電路芯片來完成。這種芯片的主要是電壓和電流的采樣和誤差信號的放大、誤差信號的合成，以及產(chǎn)#$晶體管的脈寬調(diào)’)"增加一個*+)芯片一個電感$晶體管、電流檢測電&,（所示的出電)"再大.個電阻和電容就第四節(jié)用于功率因數(shù)校正的集成電路芯片有幾個主要廠商生產(chǎn)可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能的集成電路芯片。它們都使用$工作模流變換器拓撲，并通過脈寬調(diào)制來檢測和控制直流輸出電壓和輸入電01$34里將詳細討論。其他芯片如"""9(8),7’.’將只簡單提及。芯片81-和8:75’%(2;4-=>:;%’75和;"?45,567與01$4/),567的結(jié)構(gòu)基本相功率因數(shù)校正芯片2圖&@給出了這種芯片構(gòu)成的簡單*+)電路框圖。不同單元的功能及芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)也同時在圖中示出。這里的討論以9A31"34B19C(所做的9$4公司應用論文資料為基#$D%:%E%)"組成?？捎射忼X波電壓發(fā)生器的頻率!FG6H%7$確定開關(guān)頻率由圖騰柱輸出D’和D,來控制功率開關(guān)管D%導通時間從對應時鐘脈沖將%觸發(fā)器%）（*J8KL’時導通截至。腳的電#的電壓和I的電壓瞬間差值的正向放大電壓 !&’()+$,-./0構(gòu)成的功率因數(shù)校正器電路框!&’()+$,-./0構(gòu)成的功率因數(shù)校正器電路框12,/腳的輸出電流是連續(xù)的正向正弦半波，其幅值在任何瞬時都3點直流電壓和輸入4腳的電流值成比例。12,4腳的輸入是與整流橋輸出的正弦半波電壓同相位的正弦半波電流基準。因此，12,/腳的電壓是與整流橋輸出的正弦半波電壓同相位的連續(xù)曲線，其幅值53!的輸出電壓成比例!6（!".與.一個開關(guān)周期內(nèi)導通時的電流和關(guān)斷時的電/的898986功率因數(shù)控制芯片&’()+$的主要功率因數(shù)控制芯片&’()+$的主要0123的半周期里，的壓降跟蹤4646的升壓比#+放大并保持上凹的波形9:,-9:,!/腳的峰值約.;的三角波電壓通過9<=比較器進行比較#+9:,- 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!但是%&!’()的正弦電壓決定的電流變化時，(*的階梯斜坡電流必須跟著變化。當+腳乃至當腳的誤差電壓突然發(fā)生關(guān)章節(jié)中討論的那種情況。-比較器會立即改變導通時(*的階梯斜坡電流產(chǎn)生的電壓等于的電壓。經(jīng)過幾個周期（#$#）決定的值，因此可以得到所要求的恒三、.!’/+0保持本章不詳細解釋乘法器和除法器的工作原理。易知+腳的輸出電壓是輸入點1的電和輸入2的電壓（代表輸入電流的乘積?？赏ㄟ^如下方法調(diào)!"，如圖$3所示1點的電壓是誤差放大器將正比于的電壓與固定的基準電壓進行比較后得到輸出電壓。+腳的電壓是一個連續(xù)的非畸變的正弦半波電壓，其幅值與3腳的直3++$（更接近零’腳和地之間的電壓差值（如腳-#!"&6(/連接到整流橋是正弦電壓有較大阻值的電$7.!’/+0)+8,功率因數(shù)校正器的電路圖?？赏ㄟ^設(shè)定過!*和"分別表示電壓有效值的最小值和電流有效值的最大值#";$#<=;!*"*;!*8>383"（#$式中，$是效率，?!*（$）"以使其在低網(wǎng)壓和大負載時的損耗減A(*#A%*;（#$++!1234&5（!"89（為"!等于8*的升（!23。最大電!1:和!123的關(guān)!1:!（!""*$9+>&5*67，14!&5*64)!89（"94!54!45**，一5*!)&5+5"!)4!(! 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!當!#$&’(")!!*$+&)".$%&!（）可+&0%&$+&"’%&(為了減小2)’的偏差"3等于"’腳<=的電流，>-+同時也設(shè)定第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!當!#$&’(")!!*$+&)".$%&!（）可+&0%&$+&"’%&(為了減小2)’的偏差"3等于"’腳<=的電流，>-+同時也設(shè)定+#.$-&（-/"-+$-式中，$--是:;5-+腳的接地電容。"-+的單位為歐姆，$--的單位為法拉，#.的單%%@輸出電 的選-/B中的788.9!C-。它波電流峰值!!*最大。紋波電流為"!斜坡幅值為圖-/(所示通時間%8D最大時對應于A-上最小電壓&!的A-的電流改變量。&.和!分別表示電壓&! -&+-&.’-$（-/!!!-!-&+-而（-/).!%&’0-&+- %&’(（-/!（-/（-/$&&%E".’’-（-/-(8（-/-可 -/!（-/--$&8大于&G&%8D$%-（-/--&-+-!!&!()!$%&*+() ,0,1"#",!!&!()!$%&*+() ,0,1"#",#(0（,-4043&*（,-#,!&’()&,((68+:%.,#40（,(（*-）#’*9#!=輸出電容,(<..&=>.>@!!&最大時的幅值大,(:。那么當!&*時，./,01,01*49()。這個應。因此在這種交流輸入電壓情況下設(shè)定最小輸出電壓!. >.的選擇必須滿足規(guī)定的保持時現(xiàn)在，如果交流輸入突然斷開，!最小時，希望以保持輸出電壓為一個定值!%AB。!B是能夠保證>@>變換器所有輸出維持為規(guī)定值一段（一般規(guī)定為（4(%&的電壓當!.向!B下降時?>"?>變換器的導通時間增大以維持其所有輸出在規(guī)定值范圍內(nèi)。對于大多數(shù)變換器拓撲，!.下降越少時需要較大的電而允許!.有較大壓降則會導?>"?變換器導通時間增 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!拓撲的最大導通時間就是半個開關(guān)周期。!#一般折中選擇為比!低%&第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!拓撲的最大導通時間就是半個開關(guān)周期。!#一般折中選擇為比!低%&’到(&’，并&)。作輸入時的導通時間仍然是半個!#+, #+,$"#! （.-"$*!-式中，#+,是!從!下降到!#時輸出電流的平均值。變換器輸出功率為0效率為時 1 （.-#+,!2） #因此，當!#*!3&*43&3&*4&&$*4&!5（）可#+,6&7"$*43&-4&&*8196.&-%%0*1/&:，&0*&7（）可 16 *&7/43&24&&）*&7-必須恰當>=>變換器的變壓器，在上面規(guī)定的!#或輸入為4&&’電壓值時次級電可以確保在!#*4&&且導通時間為半個&時即可得到輸出電紋波電流值。@$$5A二極1的電流由直流分量（!流出的直流負載電流和振幅等于直流負載電流的&C諧波分量組成。顯然，電流的直流分量流入負載，&C諧波分量流入電>$。因此，>$的紋波電流額定值的有效#*&73&3#E0。對于>!/1/&?*&7時，>$紋波電流額定值的有效&73&36&73%*&7/8;G<>1H8/9）9I關(guān)斷，流過印的電流截止。當電流限制比較器的反相輸入端（1腳的直流電壓低于正相輸入端的電壓（地時，電流限制比較器的輸出為高#J.’*#H8’!%&’’!%&’,*""!（+3設(shè)#4’$5，則由前面的計算可知峰值電流!2’&*6+/。那么當峰值電流限制為(*式（3+)）"*$7(*8,**9-!。反饋電網(wǎng)電流為正弦波的高帶寬內(nèi)（</$另一個是保持輸出電壓恒定的低帶寬外環(huán)（/+$+8?"68;電壓誤差放除了可以保持直流輸出電壓恒定外，還可以通過在電網(wǎng)的三次諧波或更高諧波頻率處設(shè)置較低的帶寬和增益來減6,A>電網(wǎng)電流的諧波畸變。"B4C4D41E第五節(jié)功率因數(shù)校正芯片E++3給出了這種芯片的電路結(jié)構(gòu)。和IC變換器將橋式整流器輸出的正弦半波電周期內(nèi)都等于基準正弦半波的值，基準正弦半波是在輸入電網(wǎng)電壓的非畸變半波基礎(chǔ)上由芯片內(nèi)部產(chǎn)生的。與采用FGCI芯片的J440C變換器工作在固定的頻率和連續(xù)工作模式下不同（圖+3&B4C4D41E$關(guān)噪聲。相對來說:FGCD4HI芯片的電流斜率很任何一個開關(guān)周期里，電網(wǎng)電流 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!變量很小。采用第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!變量很小。采用"#""%&和()#+芯片的功率因數(shù)校正器在相同的理想交流,-..0"#""%&2345/功率因數(shù)校正器它可用于交流輸入為6784578"$"&2345/（/0//（5取代以往連接的大濾波電容。這個/8左右。輸出電壓必須是完全正弦的并且應與電網(wǎng)電壓同相位。/輸出電壓接乘法器，同正（由<轉(zhuǎn)換成電壓正弦半波為了防止內(nèi)部電路使正弦半波畸變，=>12腳的電壓必須保持低于28。;.的電流是4?/（@值。一個開關(guān)周期里04中的三角波電流的平均值等于同一周期里電網(wǎng)輸入電流的平均值。因此，通過使三角波電流（轉(zhuǎn)換成電壓的平均值等于乘法器輸出的基#$&’的內(nèi)部邏輯及（圖’(’’和’#$&’的內(nèi)部邏輯及（圖’(’’和’()*已閉鎖$點和+點已經(jīng)為高電平，,-".腳變?yōu)楦唠娖?，導通主開關(guān)/’/’（%’1’2324#567$（%’#正弦半波輸入一個開關(guān)周期里!>?>@>A0#$%&’功率因數(shù)校正器的主要波形，有點對應于圖中的（%，12@324（#6 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!!（圖!"#!初級同名端變（&點也變?yōu)檎弧?的兩（!!點(（*!+點都為低&第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!!（圖!"#!初級同名端變（&點也變?yōu)檎弧?的兩（!!點(（*!+點都為低&,點也為高電平*點就保持低電平。*#點就保持當!"#（,點也為低電平?；蚍情T2的三個輸入端均為*點變?yōu)楦唠?1!重復前一周期。但是在&,)點之間有一個延時,)在點降到低電平的瞬*3*點的高電平和!+1!#""!1!關(guān)斷時，4!（":""它的電（即交流電網(wǎng)輸入電流7#87$9（"56）!!%:6#=1再次導通之前必須在%關(guān)斷期間低到相#示"%（":""%;;9%"（!"）即%:;;"""!"改變。因此頻［%:6>;;隨著正弦半波電"6（@的當電#A時還不會飽和。這種電感不但體積大，成本也很高。因此&:9"C#&’’電壓最小時電流最大。"C和#C!’"C"或!=E式中，#=E是電壓為"CF+@G電網(wǎng)輸入電流的峰值。但是由圖!"!#（$可知，因為（!<##%&%!#,-）$+這是電壓為$時，在輸入正弦半波峰值處的開關(guān)管電流峰值。在正弦半波的峰值%&%!#,-）$+這是電壓為$時，在輸入正弦半波峰值處的開關(guān)管電流峰值。在正弦半波的峰值$$!&!式中，$$&$&,,$+&!,.)*%&,-%現(xiàn)在假設(shè)正常情況下小和最大的輸入電壓有效值分別為$+$.%2"($’14#$1&時，1和’。（.&& %6 $51%(/,-+7!-（51161-8）$&5這個峰值電流相對來說比較合;((+輸出電壓必須大于最大線輸入電壓的峰值。當$+$’2時，正弦波峰值為,’52#（,’#時承受較高的電壓應力且二極<5的反向恢復時間問題會變得很嚴重。（.2）,&6%$.%052%>/9$/.?,%.,,&+,’$$’2時，$$,,6’$,.52當,%(/（$19%,.5$3+?%B%）$1@%2’@’2網(wǎng)壓峰值時的1@的改變是不允許的$A$.2并且0520’@$接近谷（一般在相位,C的地方時的開關(guān)頻%2交流電網(wǎng)的C%(==1&..9&,%/這種隨著交流輸入電壓變化開關(guān)頻率也隨之變化，特別是1@正弦半波從瞬到低變化時開關(guān)頻率也變化的現(xiàn)象，會引起DEF?GHF問題，因為它包含很寬的頻譜。雖如此HA30%8, 第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!%&’電流檢測（()和乘第一章功率因數(shù)及功率因數(shù)校!%&’電流檢測（()和乘法器輸入電阻（#(*%8;<可$+08;?"#34,0%<8%C;0%<;<C;<%<!)0;<!’<’""#腳#<"!!D當"6"08>!0;!建議根據(jù)這個比值選擇電阻。首先通過選擇一個很高的電阻*（一般為!!來設(shè)置"!等于#>再改!使交流電網(wǎng)電流的畸變最小。第二章電子鎮(zhèn)流器第一節(jié)采用高頻電源的原因熒光燈采用高頻電源意味著開第二章電子鎮(zhèn)流器第一節(jié)采用高頻電源的原因熒光燈采用高頻電源意味著開關(guān)電源將有巨大的市場。!"世紀#"年代中期以來%&$#!"’"(")*連電感或(")*的升壓變壓器+電感的組合來驅(qū)動的。這個電感或者變壓器+電感的組合就是常說的電磁鎮(zhèn)流器，如%所示。圖!,%采用電磁鎮(zhèn)流器的熒光燈使用的電源是**!,%!,%所示。在預熱型燈管中， 第二章電子鎮(zhèn)流!更大。這個過程將一直持續(xù)到燈管因電流過大而損壞或是燈兩端電壓下降到低于最低維持電壓而熄滅為止。從!"#$年到%&第二章電子鎮(zhèn)流!更大。這個過程將一直持續(xù)到燈管因電流過大而損壞或是燈兩端電壓下降到低于最低維持電壓而熄滅為止。從!"#$年到%&世紀$&年代中期，熒光燈每年銷售量#&&萬只，因此也就需要同等數(shù)’鐵心磁片在(&)*交流供電下會振動并發(fā)出噪聲，這就需要把它們用柏油密封在罐子里面，/（瓦以及可以用更小更輕的限流元件&*左右將會達到%燈管在高頻下工作的這些顯著優(yōu)點必須依賴于實用而廉價的高頻電源電路的運用。以考慮為每盞燈配備一個345逆變器，在大工廠或大的辦公大樓里的燈群則可以考慮采用更大345，甚至采用高頻旋轉(zhuǎn)交流發(fā)電機。64/74但隨著功率晶體管和鐵氧體磁心價格的迅速下集中高頻電源發(fā)生器。對一盞燈或每組兩到四盞燈直接以交流整流變換后的電源來供電，高于電磁鎮(zhèn)流器（’美元。但是當考慮到它會節(jié)約電費（因為它的流明8瓦數(shù)提高了），&%’1的費用。低能耗的實現(xiàn)歸功于高頻工作消除了燈管的閃爍，提高了工作電流，使燈管一家主要的鎮(zhèn)流器生產(chǎn)廠商估算了一棟一家主要的鎮(zhèn)流器生產(chǎn)廠商估算了一棟擁!"#$英尺熒光燈的大樓在更換了電子%!"#上所節(jié)約的費用為$"#$$美元。即使考慮到電子鎮(zhèn)流器更高的價格以及人工更換費用$$()直徑’英尺%直徑($$英尺的輸單位為流 第二章電子鎮(zhèn)流!第二節(jié)熒光燈的物理特性和類型第二章電子鎮(zhèn)流!第二節(jié)熒光燈的物理特性和類型!"#增的，標準的長度$%&英尺。各廠商大多采用同樣的四個字母編碼’()*標注號，表示熒光燈，(表示輸入功率（用瓦特表示)表示管形，*則是以+#英寸的倍數(shù),$功率&英寸的燈管。熒光燈也有環(huán)形形的。采用舊式電磁鎮(zhèn)流器的各種類型的熒光燈都可以找到匹配的以相同線電壓工作的電子鎮(zhèn)流器。圖$0瞬時啟動的燈管（圖!"（$本身并不具有大量初始的自由電子來啟動以上的過（圖!"#具有載流氧化燈絲，它將提供大量的儲備電子去點燃瞬時啟動和快速啟動的燈都具有各自的優(yōu)缺點?？焖賳拥臒綦m然在啟動時相對慢會頻繁的啟動，則它低廉的價格仍然使它具有競爭力。這兩種類型的燈管市場上都可以找燈管里充有低壓的氬氣或氪氣是為了讓燈管更快地啟動。起初的碰撞電離或電弧就紫外線激發(fā)了燈管壁上的熒光物質(zhì)才發(fā)出了可見光。在原子軌道上運行的電子激發(fā)到一些更高能級的軌道。當這些電子躍遷回基態(tài)能級時，就產(chǎn)生波長較長的可見光，而那些跨越高能級差的躍遷將會產(chǎn)生能量較高波長較短的紫外線。#這低于約,***(***埃的可見光光譜。但如此短波長高能量的紫外線對激發(fā)燈管上的磷圖,*瓦白光熒光燈的光譜能量分布，單位納米（#納米)埃。光滑的曲線代表磷光粉被紫外線激發(fā)輻射產(chǎn)生了連續(xù)的光譜。寬的離散區(qū) 第二章電子鎮(zhèn)流!熒光質(zhì)產(chǎn)生可見光的效果遠不如波長為$埃的紫外線能級的躍遷。而大多數(shù)的可見光第二章電子鎮(zhèn)流!熒光質(zhì)產(chǎn)生可見光的效果遠不如波長為$埃的紫外線能級的躍遷。而大多數(shù)的可見光正是由$埃的紫外線激發(fā)磷光質(zhì)產(chǎn)生的。圖!%&()納米。光滑的曲線是白光熒光燈的磷光質(zhì)受激輻射產(chǎn)生的連續(xù),寬的光譜代表汞原子從高能級向低能級圖!%"（+實驗，測試了在密封氣室中，一對球形電極在不同間距條件下，擊穿電壓和氣壓第三節(jié)電弧特性對氣體導電特性的集中研究始于"世紀。這也導致了人們對電子的屬性和本質(zhì)的深#射線在醫(yī)用診斷上的運用。帕邢在"年研（空氣對氣體導電特性的集中研究始于"世紀。這也導致了人們對電子的屬性和本質(zhì)的深#射線在醫(yī)用診斷上的運用。帕邢在"年研（空氣%&’所示。當兩個電極之間相隔()*時，在一個大氣壓下?lián)舸╇妷航咏?(((/。隨著氣壓的下降，擊穿電壓將會持續(xù)下&壓值，在空氣中*的極間距最小燃弧電壓約為（即平均自由程很小。這樣當一個電子或正離子被電場加速到足夠大的速度過一個限流電阻加到電極的兩端。當管內(nèi)的氣壓下降到足夠低時，他們觀測到亮暗相間的區(qū)域從陰極延伸到陽極，如%&0所示。從陰極往陽極上延伸，首先可以看到一12，緊接著是一段很長的黑暗隔離區(qū)134，再接著是一段更長的發(fā)光區(qū) 第二章電子鎮(zhèn)流!!"$%，在其之后靠近陽極的則是一段亮暗交替的光帶’。（’"（’())*第二章電子鎮(zhèn)流!!"$%，在其之后靠近陽極的則是一段亮暗交替的光帶’。（’"（’())*+,（’$%（!"、（#$%（&’。以上現(xiàn)象可做如上解釋。隨著壓力降低到接近帕邢曲線上壓力的最低點時，雜散的自（它們是由宇宙射線或陰極的高電壓梯度產(chǎn)生的被加速到獲得足夠的能量使中性會在此處建立一個正的電荷區(qū)并在陰極附近形成一個高的電壓梯度。這個電壓梯度當靠近陰極的中性或電離的汞原子被足夠大能量的電子轟擊時，它們原子內(nèi)的一些電子就會吸收這些能量而躍遷到更高能級的軌道上。當這些電子再次躍遷回它們的初始軌"區(qū)域發(fā)出可見光。’"區(qū)的外部邊緣，所有的電子在向陽極運動的途中耗盡了它們的能量從而速度降下來，這樣它們就沒有足夠的能量去激發(fā)那些中性原子達到更高的能態(tài)。在通過%區(qū)的邊緣，它們又重新獲得能激發(fā)中性原子達到更態(tài)的能量區(qū)時因被激發(fā)的中性原子中的電子又重新返回初始軌道而又會在!"區(qū)發(fā)出可見光。而游離的電子通過#$%區(qū)時由于它們又耗盡了能量而無法再去在 341267*678-一些人建議采用反激變壓器的次級對熒光燈供電，因為反激變壓器的次級經(jīng)過整流二極管后的輸出電壓的幅值是不受限制的，可以很容易地達到很高的數(shù)值使熒光燈產(chǎn)生電#。一些人建議采用反激變壓器的次級對熒光燈供電，因為反激變壓器的次級經(jīng)過整流二極管后的輸出電壓的幅值是不受限制的，可以很容易地達到很高的數(shù)值使熒光燈產(chǎn)生電#。令人欣慰的是，以上各種類型的熒光燈在高頻鎮(zhèn)流器的驅(qū)動下相對(的驅(qū)動電源而言更容易發(fā)光和點亮。在(交流電源的驅(qū)動下，正弦波在過零點時，燈上并沒有電’(,-,/磁鎮(zhèn)流器來驅(qū)動燈管是一個極大的浪費。圖)+所示的是由標準(,燈的波形。使用"(的鎮(zhèn)流器時在每個電流波形的過零點電壓會迅速上" 第二章電子鎮(zhèn)流!第二章電子鎮(zhèn)流!（$）%&’(的電磁鎮(zhèn)流器，波峰因數(shù)或者電流峰值和有效值的比值都會遠遠高于電子鎮(zhèn)流器的。圖!",顯示的是+&-的熒光燈在使用%&’(的電磁鎮(zhèn)流器驅(qū)動時對耗電分布的估能量!./（大約,*通過紫外線被燈管上的磷光粉吸收后轉(zhuǎn)化為%*01流明2（最新型的燈管采用電子鎮(zhèn)流器可高達,&3)&&2瓦白熾燈的則)#2瓦壓!!燈的工作電流!"（!" &-熒光燈的能量分布!（&’"$%!（&’"$%圖& !!"##（$）各種熒光燈!!"##（$）各種熒光燈的美國國（%&’(；!#"$（%&!)*!#"$（%&!)*!)*值，再從廠商那里得到所要的就可由式（-.#）確定鎮(zhèn)流器的阻抗#/0 （-.%1的的!)*")*這樣在任意的功率水可以任意規(guī)定*并通過-.-計算*則電子鎮(zhèn)流器的阻抗（）（-.得出。圖-."-."/給出電壓和可以看出這是負阻抗特性。對于恒定的電?。ù蠹s占燈管長度的5"$!)*")*電壓下降可以看出，圖-. 第四節(jié)電子鎮(zhèn)流器電路現(xiàn)代電子鎮(zhèn)流器的基本電路模塊如-.#-所示。用來驅(qū)動熒光燈的7%7逆變器同時陡峭的上升沿會對附近的電子設(shè)備產(chǎn)生(和(干擾。非正弦電流的有效值比直 第二章電子鎮(zhèn)流!第二章電子鎮(zhèn)流!壓峰值高!"#$%的可調(diào)直流電壓。這一般通過采用(芯片控制的一的)**+,電路來實現(xiàn)，而這個芯片通常是采用廉價的摩托羅拉-/，這個芯片基本-!改進而來的。燈管鎮(zhèn)流器的制造商目前所制作的功率因數(shù)校正模塊要滿足’((規(guī)定的15限制標（(’6.7&89,!:。$圖3現(xiàn)代熒光燈電源的模塊圖?；虿⒙?lián)自諧振電路來決定的其諧振頻率范圍$">?@。鎮(zhèn)流器通常是一第五節(jié)(5逆變器的一般特性電子鎮(zhèn)流器中;(<=(逆變器所用到的拓撲大多數(shù)為!/"%交流電下采用推挽式，在//"%交流電下采用半橋式。但這些拓撲并不像開關(guān)電源那樣具有固定的頻率并使用驅(qū)動芯片和方波放大器去驅(qū)動;(<=(逆變器。電子鎮(zhèn)流器是由串聯(lián)或并聯(lián)的(自諧振蕩其中最重要的一點是因為燈管在正弦電流驅(qū)動下有很高的效率。而且考慮到在初始狀態(tài)時產(chǎn)生正弦交流電流較為容易并且高次諧波的濾波元件成本較低，正弦電流驅(qū)動相對于方波驅(qū)動而言可以節(jié)省很多成本并縮小裝置體積。雖然采用芯片會很簡單，并很容(振蕩器并沒有產(chǎn)生一個恒定的頻"B.-極電壓直接提供一個反向偏置這將允許正常的高壓晶體管保持在較高 !#額定電極電壓直接提供一個反向偏置這將允許正常的高壓晶體管保持在較高 !#額定電%’(正弦基極驅(qū)動時都可以允許承受更高的集電極關(guān)斷電壓。同時可以看出，在集電極關(guān)斷!!!$是雙極型晶體管在關(guān)斷情況下當基極處于高阻抗或開路時集電極和發(fā)射極!#額定電壓一般情況下比!$要高*+,**-但其前提是晶體管在關(guān)斷情況&%+&.-的反偏電壓。這個負的偏&’(（所示。這個反向偏置電壓也可以從圖%&()）中的備用基極驅(qū)動電路自動獲取。()%第六節(jié)01逆變拓撲%&’,表示的是電子鎮(zhèn)流器最為常用的(’%*-交流輸入下的推挽結(jié)構(gòu)和%%*-交流輸入下的半橋結(jié)構(gòu)的電流饋電式拓撲和電壓饋電式拓撲。流，它們的幅值是由電路的品質(zhì)因數(shù)"來決定的。啟動的瞬態(tài)電流可能有工作電流的((4# 第二章電子鎮(zhèn)流!!"圖#$第二章電子鎮(zhèn)流!!"圖#$交流供電的熒光燈常用的"逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。##)*交流輸入$（%）電流饋電式并聯(lián)$（%）電流饋電式并聯(lián)諧振(’逆變器。’#加上反饋回來的’$)’$*+#的勵"#$% 第二章電子鎮(zhèn)流"$%中的中心抽頭是反饋式的，并沒有直接接到&’’()圖,因此該電路實際上就是一個通第二章電子鎮(zhèn)流"$%中的中心抽頭是反饋式的，并沒有直接接到&’’()圖,因此該電路實際上就是一個通過功率變壓器上的正反饋繞組-,&去驅(qū)動晶體管基極的電容.#和初級的兩個半繞組的激磁電感*/并聯(lián)組成了一個并聯(lián)諧振電路，它的振頻率為!012!"/#在燈點亮之前電路會按照這個諧振頻率振蕩一小段時間，直到燈被點亮后鎮(zhèn)流電容.$才會影響到初級。當燈點亮后，鎮(zhèn)流電容上就會產(chǎn)生電流，有些鎮(zhèn)流電容并不容易計算，而當電容折算到初級.$并聯(lián)后就降低了諧振頻率?？梢圆捎萌?"#$所示的兩種方案來驅(qū)動基極。#3"#（%所示的方案采用了縮短晶體管的存儲時間$+56$+5’次級繞組驅(qū)動的是兩個并聯(lián)的快速啟動型燈管，燈絲電源是由第二個變壓器的次級#上的附加繞組。雖然!787#變得體積龐大、效率低下且更為貴%值導致了增益大的管子極通過9#的正反饋繞組-,&獲得持續(xù)的驅(qū)動。集電極的電壓和電流波形如圖!"$（!）（:）所示。晶體管在集電極電壓的-(上的次級電壓峰值根據(jù)不同的燈管設(shè)定為"時相應的燈管額定啟動電壓$<(。電容.$是鎮(zhèn)流電容主要功能是使燈管工作在額定電壓有效的工作電流為�’1$#(=�.$;>?$"0(1$0((（!";>（!!在圖$中的（#所示的是$%中功率變壓7的中心抽頭的波形。這種波形是因為電流反饋電感,的存在以及一個經(jīng)過全波整流后的正弦波在過零點時因為幾乎等于輸入端的電壓，即$@+A%+1B$!!（#$）%&。由于中心抽頭的電壓峰值出現(xiàn)于開關(guān)管導通時間的中點，其的電壓峰值!!（#$）%&。由于中心抽頭的電壓峰值出現(xiàn)于開關(guān)管導通時間的中點，其的電壓峰值#!&’$()并假設(shè)*+的偏差，所以峰值電現(xiàn)在假設(shè)正常的交流輸入電壓有效值為’-.’’-+(+)考慮到123電路能產(chǎn)生很好的可以調(diào)節(jié)的直流電壓，大約比輸入交流電壓高$()左右，就!"+4$("+)。這樣晶體管要保證安全工作就必須能夠承受值為!%5就是67+)（如目前有很多晶體管的額定值都可以滿足電流、電壓和和9:’<((.!’((()"9>?!$@.（$）（+）可以看出，晶體管電流在電壓的過零點處才會上升或下’（A（’，每個半周期內(nèi)的集電極電流如圖$@.（（+）#&B=它可以根據(jù)燈的$’%（$@!&$(+)，則!"$/.(D(-0/$(+".G$@’.（&32輸出端電壓以正弦半波形式圍繞!上下擺動，&&H上的瞬時電壓為!’"&&H%D’&&H上電流的變化%#可以從下式計算 之!%#（$@’’’’I&&下降 第二章電子鎮(zhèn)流"因此，一般可以通過選擇電#來使式（$%&）中的電流變化量（$第二章電子鎮(zhèn)流"因此，一般可以通過選擇電#來使式（$%&）中的電流變化量（$%(）!")*的很小一部分。這個用于驅(qū)動,.,逆變器的電感可以看作是一個恒流源2324.$’8924.58’06%$&8’’就是&&之間曲線所圍區(qū)域的面（伏秒數(shù)#062使在最大直流電流下工作也不會飽和。此外雖然在正常情況下計算出來的電流為2324.2;（2;!#兩端的電壓為5#"#’-’’。2;,!"2;’!’2;B!"’!’2;（2）C’!@’’26$（$89）。一$8表$% 各種磁心材料的價格@損耗的比磁心K"43L(0M:N#QRRJQ26$6$0O2）圖!" &&)的特性曲線圖!" &&)的特性曲線磁粉體的損耗小于鐵粉(**磁心高昂的價格使我們對其不予條件下磁心損耗的-./價的1345’磁心的損耗也不是很大。下面用計算來說明最終的磁心選擇過程-- !$&(!$&(+,-/)).%0繞組匝數(shù)!匝的毫亨數(shù)""計算而（&’!$$!磁通密度的峰值$)–%"$!"*+$,+&-’$)繞組匝數(shù)!匝的毫亨數(shù)""計算而（&’!$$!磁通密度的峰值$)–%"$!"*+$,+&-’$)"%"+&,!"*-/或’%，"$/#.-&$（&’)磁心的損耗可以通過廠家提供的在不同頻率和磁通$)下的損耗曲線來%（"通常選用以下;種類型的磁心，即==@A1*2B>和帶氣隙的磁心。初選時，可通（圖&’.（&’/來選定心在較低的直流磁場強度下就會飽和。磁場強度的最大值可以由以下公式計算得()$#C!（&’*情況下的兩倍)是最大電流%;%)3的兩倍.（&中!和$)來對磁心進行初選，使磁心損耗最小。下面將以@磁心為例進行分析見表&’&&&電流饋電電感可采用的各種==@*""G"H"*&$)()LG;，;%"&"C"C"C"C"%C%C"C#C(C7C/(CD/%#C#C7C"C7 第二章電子鎮(zhèn)流!電感可以使用前面提到!種磁心材料中的任何一種來制作?？偟拇判膿p耗顯然第二章電子鎮(zhèn)流!電感可以使用前面提到!種磁心材料中的任何一種來制作?？偟拇判膿p耗顯然對%&’+,-.的磁心進行同樣的計算，參考廠家給出的在不同 和頻率下的磁心（0/02（中的電感衰減/0#中的0電流饋電電感可采用的各種&’(+,-.磁/0#可以看價的&’+,-.磁心損耗大約是J)).%;EK得不可兩者所需要的匝數(shù)相差并不是很大。與最早的兩款%&+,-磁心相比，%&’+,-..E"—/21"E—/2具有較小的磁路和較多的匝數(shù)，并有較高的磁場強度尖峰，磁心最終的選擇將取決于其性價比。J)).%;""!#（01"（尺寸較小，損耗也!&’+,-G—/（/則單個價格僅美分帶氣隙的鐵氧體可能是最好的折中選擇。對磁心的選取可先進行初略的估算，再通過兩到小三次的反復計算來最終確定。選擇過程的參考資料僅需要在不同氣隙時產(chǎn)生直流磁偏的臨界安匝數(shù)所對應#1特性曲線，可以參見相關(guān)節(jié)中的!0/（/0"）來計算所（!*7）的匝數(shù)。然后計算在預計的最大（16）下的最（更小&’)617"=#+!*$%*@A-，E0G1E"01"E0G/I#I1I/I1I2G到一個磁心的氣隙或!!""#$不超過其臨界飽和!到一個磁心的氣隙或!!""#$不超過其臨界飽和!$"磁心損出在不/&&從該表可以看出&3!3型壺型鐵心。這是因為即使4&密耳的氣隙需要&--匝線圈!E電流下的最大安匝數(shù)幾乎正好在其臨界點上。增加氣隙有#$值小于臨界值，但是會使匝數(shù)遠遠大于!)4匝，也就是說磁心繞線在適當?shù)你~線使寸下無法滿足對匝數(shù)的要求4-!5型壺型鐵心可以在合理的氣隙寬度下工作。如果選!!密耳的氣>"+?>"#$BC8D>BC8D>4- 第二章電子鎮(zhèn)流!!")*第二章電子鎮(zhèn)流!!")*!’#匝下正常工!-#/（0）1/’2#$0!#（678+.6;>A’B磁心材料表/0(是’則C.6D*/&0/%#(&)3。如果覺得這個損耗過價格’&!$。0!GH>IJ6>K=D>ID&-/-!/-!-&-!&-!"!#$。以有效值為（等效直流電流大于計算所得的的%&&’&(*)+,圓密耳。因此具有)%")-+.&(!%.&!"!#$。以有效值為（等效直流電流大于計算所得的的%&&’&(*)+,圓密耳。因此具有)%")-+.&(!%.&+"/匝控制在"+1-%&234下交流—直流阻抗比等于+。)1!!&67那么變壓器初級輸入.!6。該變壓器最好選用鐵氧體磁心，其尺寸可從表+15形9:<磁心，但是它的設(shè)計缺少靈活性且損耗很大+1)5給出了正激變換器的磁心在給定最大=的最大功率為正激變換器的兩倍表+15給出了)!234下在許多廠家都可以買到的尺寸符合國際標準的最小磁心拓撲中的最大輸出功率為*6。如果最大磁通密度增大到)&&&，那么它就+(!初級的!可以由法拉第定律計算而得，即"*!CD$ED%’+&1D%D%（)1或!B#C)#C!&D%是半個周期的伏秒數(shù)，D$是這段時間內(nèi)總的磁通變化量（在磁通量為&0