高頻電子線路實驗指導書大慶石油學院電子科學學院PAGEPAGE18高頻電子線路實驗指導主編于波大慶石油學院電子科學學院JH5007高頻電子線路實驗系統(tǒng)概述《高頻電子線路》課程主要介紹無線廣播發(fā)射、接收系統(tǒng)的關鍵技術及電路。一個完整的無線廣播發(fā)射與接收設備如圖1所示：圖1無線廣播發(fā)送設備與接收設備框圖發(fā)送設備；(b)接收設備JH5007高頻電子線路實驗系統(tǒng)即圍繞以上系統(tǒng)設計實驗，電路典型、實用，模塊設計合理，實驗內容涵蓋了《高頻電子線路》課程的關鍵知識點，完全可滿足《高頻電子線路》理論和實踐的教學要求。JH5007高頻電子線路實驗系統(tǒng)設計的功能模塊有：(1)高頻小信號單調諧放大器實驗(2)混頻器實驗電路包括二極管開關混頻器、三極管混頻器和集成乘法混頻器；(3)幅度調制和解調實驗包括集電極AM調制、乘法器AM調制和乘法器DSB調制；二極管包絡檢波、乘法器同步檢波；(4)頻率調制和解調實驗包括變容二極管調頻；乘積型相位鑒頻器和模擬鎖相環(huán)鑒頻電路(5)丙類功率放大器實驗。(6)振蕩器實驗包括三點式振蕩器，變壓器反饋LC振蕩器和石英晶體振蕩器。(7)模擬鎖相環(huán)倍頻、分頻實驗。系統(tǒng)試驗有：(1)頻發(fā)射機的設計和調試實驗。(2)調頻接收機的設計和調試實驗。(3)中頻調幅接收機的調試實驗。JH5007實驗系統(tǒng)布局示意圖見圖2。實驗系統(tǒng)使用應注意：每個功能模塊都裝有開關單獨控制電源。按下開關，指示燈亮，表示模塊電源接通；在調幅收音機調試模塊，打開音量開關接通電源。(2)實驗系統(tǒng)中所有跳線開關，跳線帽插入左邊為連接，插入右邊為斷開。(3)為配合實驗，實驗箱上設計有高、低頻信號源和頻率計，使用方法如下：高頻信號源模塊提供10.7MHz正弦波和載波為10.7MHz的調頻信號。連接JF1，斷開JF2、JF4，信號輸出端TPF1輸出10.7MHz正弦波；連接JF2、JF4，斷開JF1，并在TPF2輸入1kHz低頻信號，TPF1載波為10.7MHz的調頻信號。WF1調節(jié)輸出信號的大小,調節(jié)范圍0～2V。 低頻信號源模塊輸出低頻正弦波和方波，TPD1、TPD2分別為輸出端口，WD1調節(jié)方波輸出大小，調節(jié)范圍：0～5V。WD2調節(jié)正弦波輸出大小，調節(jié)范圍：0～5V；WD6調節(jié)輸出信號頻率。連接JD1、JD3、JD4，斷開JD2，輸出信號頻率范圍300Hz～2kHz。連接JD2、JD3、JD4，斷開JD1，輸出信號頻率范圍20kHz～550kHz。 頻率計模塊測試信號頻率。將被測試信號接入頻率計信號輸入端口，數碼管顯示頻率讀數。(4)實驗需外置儀器：40MHz以上雙蹤示波器；萬用表；條件允許可選配BT3掃頻儀和頻譜儀(5)中周變壓器磁芯非常脆弱，易碎。調試中周時應小心，不能太用力。鎖相環(huán)頻率合成鎖相環(huán)頻率合成PLL解調高頻信號源中頻放大鑒頻解調高頻小信號調諧放大器調幅收音機整機調試電源模塊集電極調幅、檢波二極管開關混頻器正弦波振蕩器頻率計變容二極管調頻丙類功率放大器低頻信號源乘法器檢波、鑒頻乘法器混頻、調幅圖2JH5007實驗系統(tǒng)布局示意圖實驗一高頻小信號調諧放大器、9實驗目的掌握高頻小信號調諧放大器的工作原理；掌握高頻小信號調諧放大器的調試方法；掌握高頻小信號調諧放大器各項技術參數的測試(電壓放大倍數，通頻帶，矩形系數)的測試方法。二、實驗儀器1、頻譜分析儀(選項)一臺2、20MHz雙蹤模擬示波器一臺3、萬用表一塊4、調試工具一套實驗原理高頻小信號調諧放大器各項技術參數高頻小信號放大器通常是指接收機中混頻前的射頻放大器和混頻后的中頻放大器。要求高頻放大器應具有一定增益和頻率選擇特性。技術參數如下：1.1增益:表示高頻小信號調諧放大器放大微弱信號的能力1.2通頻帶和選擇性圖1.1高頻小信號調諧放大器的頻率選擇特性曲線單調諧放大器的頻率特性如圖1.1所示。通常規(guī)定放大器的電壓增益下降到最大值的0.707倍時，所對應的頻率范圍為高頻放大器的通頻帶，用B0.7表示。衡量放大器的頻率選擇性，通常引入參數——矩形系數K0.1，它定義為式中，B0.1為相對放大倍數下降到0.1處的帶寬，如圖1.1所示。顯然，矩形系數越小，選擇性越好，其抑制鄰近無用信號的能力就越強。1.3穩(wěn)定性電路穩(wěn)定是放大器正常工作的首要條件。不穩(wěn)定的高頻放大器，當電路參數隨溫度等因素發(fā)生變化時，會出現明顯的增益變化、中心頻率偏移和頻率特性曲線畸變，甚至發(fā)生自激振蕩。由于高頻工作時，晶體管內反饋和寄生反饋較強，因此高頻放大器很容易自激。因此，必須采取多種措施來保證電路的穩(wěn)定，如合理地設計電路、限制每級的增益和采取必要的工藝措施等。1.4噪聲系數為了提高接收機的靈敏度，必須設法降低放大器的噪聲系數。高頻放大器由多級組成，降低噪聲系數的關鍵在于減小前級電路的內部噪聲。因此，在設計前級放大器時，要求采用低噪聲器件，合理地設置工作電流等，使放大器在盡可能高的功率增益下噪聲系數最小。高頻小信號放大器的原理和設計方法(1)工作原理圖1.2高頻小信號放大器電原理圖實驗電路如圖1.2所示。該電路是一晶體管共發(fā)射極單調諧回路諧振放大器，放大管選用3DG12C，RA5、RA3、RA4、RA6、WA1組成偏置電路，調節(jié)WA1改變電路的靜態(tài)工作點。電容CCA3、CA3和變壓器TA1組成單調諧回路與集電極直接相連，并通過變壓器耦合將信號輸出給下級負載。由于放大器負載為LC并聯諧振電路因此具有選頻特性。(2)主要技術指標：諧振頻率f0＝10.7MHz,諧振電壓放大倍數AV0≥10-15dB，通頻帶B0.7=1MHz，矩形系數K0.1＜10。因fT比工作頻率f0大5-10倍，所以選用3DG12C，選β＝50，工作電壓為12V，查手冊得rb’b=70,Cb’c=3PF,當IE=1.5mA時Cb’e為25PF,取L≈1.8μH,變壓器初級N2=23匝，次級為10匝。由于放大器是工作在小信號放大狀態(tài)，放大器工作電流ICQ一般選取0.8－2mA為宜，電路中取IE=1.5mA，uEQ=3V。耦合電容取值CA2=0.1μF,旁路電容CA4=0.1μF。實驗內容電路調試應先靜態(tài)后動態(tài)，即先調靜態(tài)工作點，然后再調諧振回路。按下開關KA1，接通12V電源，LEDA1亮，斷開JA1和JB1。調整晶體管的靜態(tài)工作點：在不加輸入信號(即ui=0),將測試點TPA1接地，用萬用表直流電壓檔(20V檔)測量放大管射極的電壓(在實驗箱上為晶體管QA1下焊盤)，調整可調電阻WA1，使uEQ=2.25V(即使IE＝1.5mA)，根據電路計算此時的uBQ、uCEQ、uEQ及IEQ值。調諧放大器的諧振回路使它諧振在10.7MHz方法一：用BT-3頻率特性測試儀的掃頻電壓輸出端和檢波探頭，分別接電路的信號輸入端TPA1及測試端TPA2，通過調節(jié)y軸，放大器的“增益”旋鈕和“輸出衰減”旋鈕于合適位置，調節(jié)中心頻率度盤，使熒光屏上顯示出放大器的“幅頻諧振特性曲線”，根據頻標指示用無感起子慢慢旋動變壓器的磁芯(變壓器的磁芯易碎，當心！)，使中心頻率f0=10.7MHz所對應的幅值最大。方法二：如果沒有頻率特性測試儀，也可用示波器來觀察調諧過程。在TPA1處由高頻信號源提供頻率為10.7MHz的載波，大小為Vp-p=20~100mV的信號，用示波器探頭在TPA2處測試(在示波器上看到的是正弦波)，調節(jié)變壓器TA1磁芯和可變電容CCA1使示波器波形最大(即調好后，磁芯不論往上或往下旋轉，波形幅度都減小)。測量電壓增益AV0在有BT-3頻率特性測試儀的情況下用頻率特性測試儀測AV0測量方法如下在測量前，先要對測試儀的y軸放大器進行校正，即零分貝校正，調節(jié)“輸出衰減”和“y軸增益”旋鈕，使屏幕上顯示的方框占有一定的高度，記下此時的高度和此時“輸出衰減”的讀數N1dB,然后接入被測放大器，改變掃頻儀的“輸出衰減”，使諧振曲線清晰可見，記下此刻“輸出衰減”值N2dB，則電壓增益為Av0＝(N2－N1)dB在無BT-3頻率特性測試儀的情況下，可以由示波器直接測量。用示波器測輸入信號的峰峰值，記為Ui。測輸出信號的峰峰值記為Uo。則小信號放大的電壓放大倍數為Uo/Ui。測量通頻帶Bw用掃頻儀測量Bw：先調節(jié)“頻率偏移”(掃頻寬度)旋鈕，使相鄰兩個頻標在橫軸上占有適當的格數，然后接入被測放大器，調節(jié)“輸出衰減”和y軸增益，使諧振特性曲線在縱軸占有一定高度，測出其曲線下降3dB處兩對稱點在橫軸上占有的寬度，根據內頻標就可以近似算出放大器的通頻帶測量放大器的選擇性放大器選擇性的優(yōu)劣可用放大器諧振曲線的矩形系數K0.1表示用5)中同樣的方法測出B0.1即可得：由于處于高頻區(qū)，分布參數的影響存在，放大器的各項技術指標滿足設計要求后的元件參數值與設計計算值有一定的偏差，所以在調試時要反復仔細調整才能使諧振回路處于諧振狀態(tài)。在測試要保證接地良好。四、實驗報告要求整理好實驗數據，用方格紙畫出幅特性曲線。思考：引起小信號諧振放大器不穩(wěn)的原因是什么？如果實驗中出現自激現象，應該怎樣消除？實驗二高頻諧振功率放大器一、實驗目的理解諧振功率放大器的工作原理，掌握負載和信號變化對其工作狀態(tài)的影響。掌握諧振功率放大器的調諧特性和負載特性。二、實驗儀器1、BT-3頻率特性測試儀(選項)一臺2、20MHz雙蹤模擬示波器一臺萬用表一臺調試工具一套三、電路的基本原理在無線廣播和通信的發(fā)射機中，末級功放須采用高頻功率放大器。高頻功率放大器研究的主要問題是如何獲得高效率、大功率的輸出。放大器電流導通角θ愈小，放大器的效率η愈高。如甲類功放的θ＝180，效率η最高為50％，而丙類功放的θ＜90°，效率η可達到80％。高頻功率放大器采用丙類功率放大器，采用選頻網絡作為負載回路的丙類功率放大器稱為諧振功率放大器。諧振功率放大器原理電路如圖2.1。圖2.1諧振功率放大器的工作原理圖中ub為輸入交流信號，EB是基極偏置電壓，調整EB，改變放大器的導通角，以改變放大器工作的類型。EC是集電極電源電壓。集電極外接LC并聯振蕩回路的功用是作放大器負載。放大器工作時，晶體管的電流、電壓波形及其對應關系如圖2.2所示。晶體管轉移特性如圖2.2中虛線所示。由于輸入信號較大，可用折線近似轉移特性，如圖中實線所示。圖中為管子導通電壓，gm為特征斜率。設輸入電壓為一余弦電壓，即ub=Ubmcosωt則管子基極、發(fā)射極間電壓uBE為uBE=EB+ub=EB+Ubmcosωt在丙類工作時，EB<，在這種偏置條件下，集電極電流iC為余弦脈沖，其最大值為iCmax，電流流通的相角為2θ，通常稱θ為集電極電流的通角，丙類工作時，θ<π/2。把集電極電流脈沖用傅氏級數展開，可分解為直流、基波和各次諧波iC=IC0+ic1+ic2+=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…式中，IC0為直流電流，Ic1m、Ic2m分別為基波、二次諧波電流幅度。圖2.2諧振功率放大器電壓和電流關系諧振功率放大器的集電極負載是一高Q的LC并聯振蕩回路，如果選取諧振角頻率ω0等于輸入信號ub的角頻率ω，那么，盡管在集電極電流脈沖中含有豐富的高次諧波分量，但由于并聯諧振回路的選頻濾波作用，振蕩回路兩端的電壓可近似認為只有基波電壓，即uc=Ucmcosωt=Ic1mRecosωt式中，Ucm為uc的振幅；Re為LC回路的諧振電阻。在集電極電路中，LC振蕩回路得到的高頻功率為集電極電源EC供給的直流輸入功率為集電極效率ηC為輸出高頻功率Po與直流輸入功率PE之比，即 圖2.3諧振功率放大器的工作狀態(tài)靜態(tài)工作點、輸入信號、負載發(fā)生變化，諧振功率放大器的工作狀態(tài)將發(fā)生變化。如圖2.3所示。當C點落在輸出特性(對應uBEmax的那條)的放大區(qū)時，為欠壓狀態(tài)；當C點正好落在臨界點上時，為臨界狀態(tài)；當C點落在飽和區(qū)時，為過壓狀態(tài)。諧振功率放大器的工作狀態(tài)必須由EC、EB、Ubm、Ucm四個參量決定，缺一不可，其中任何一個量的變化都會改變C點所處的位置，工作狀態(tài)就會相應地發(fā)生變化。負載特性是指當保持EC、EB、Ubm不變而改變Re時，諧振功率放大器的電流IC0、Ic1m，電壓Ucm，輸出功率Po，集電極損耗功率PC，電源功率PE及集電極效率ηC隨之變化的曲線。從上面動特性曲線隨Re變化的分析可以看出，Re由小到大，工作狀態(tài)由欠壓變到臨界再進入過壓。相應的集電極電流由余弦脈沖變成凹陷脈沖，如圖2.4(a)所示。圖2.4諧振功率放大器的負載特性集電極調制特性是指當保持EB、Ubm、Re不變而改變EC時，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率隨之變化的曲線。當EC由小增大時，uCEmin=EC-Ucm也將由小增大，因而由uCEmin、uBEmax決定的瞬時工作點將沿uBEmax這條輸出特性由特性的飽和區(qū)向放大區(qū)移動，工作狀態(tài)由過壓變到臨界再進入欠壓，iC波形由iCmax較小的凹陷脈沖變?yōu)閕Cmax較大的尖頂脈沖，如圖2.5所示。由集電極調制特性可知，在過壓區(qū)域，輸出電壓幅度Ucm與EC成正比。利用這一特點，可以通過控制EC的變化，實現電壓、電流、功率的相應變化，這種功能稱為集電極調幅，所以稱這組特性曲線為集電極調制特性曲線。圖2.5諧振功率放大器的集電極調制特性基極調制特性是指當EC、Ubm、Re保持不變而改變EB時，功放電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。當EB增大時，會引起θ、iCmax增大，從而引起IC0、Ic1m、Ucm增大。由于EC不變，uCEmin=EC-Ucm則會減小，這樣勢必導致工作狀態(tài)會由欠壓變到臨界再進入過壓。進入過壓狀態(tài)后，集電極電流脈沖高度雖仍有增加，但凹陷也不斷加深，iC波形如圖2.6所示。利用這一特點，可通過控制EB實現對電流、電壓、功率的控制，稱這種工作方式為基極調制，所以稱這組特性曲線為基極調制特性曲線。圖2.6諧振功率放大器的基極調制特性放大特性是指當保持EC、EB、Re不變，而改變Ubm時，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。Ubm變化對諧振功率放大器性能的影響與基極調制特性相似。iC波形及IC0、Ic1m、Ucm、Po、PE、ηC隨Ubm的變化曲線如圖2.7所示。由圖可見，在欠壓區(qū)域，輸出電壓振幅與輸入電壓振幅基本成正比，即電壓增益近似為常數。利用這一特點可將諧振功率放大器用作電壓放大器，所以稱這組曲線為放大特性曲線。圖2.7諧振功率放大器的放大特性四、電路的確定實驗電原理圖如圖2.8所示。本實驗主要技術指標：輸出功率P0≥125mw,工作中心頻率f0=10.7MHz，負載RL=50Ω。電源供電為12V激勵級QE1采用甲類放大，采用固定偏壓形式，靜態(tài)工作點ICQ＝7mA。直流負反饋電阻為300Ω，交直流負反饋電阻為10Ω，集電極輸出由變壓器耦合輸出到下一級。諧振電容取120P，根據前面的理論推導，變壓器TE1的參數為N初級：N次級＝2.56，初級取18匝，次級取7匝。圖2.8實驗電原理圖功放級QE2采用丙類放大使用3DG12C。導通角為70°，基極偏壓采用發(fā)射極電流的直流分量IEO在發(fā)射極偏置電阻Re上產生所需要的VBB,其中直流反饋電阻為30Ω，交直流反饋電阻為10Ω，集電極諧振回路電容為120P，負載為50Ω輸出由變壓器耦合輸出，采用中間抽頭，以利于阻抗匹配。它們的匝數分別為N3＝6匝N1＝9匝N2＝23匝五、實驗內容1、按下開關KE1，調節(jié)WE1，使QE1的發(fā)射極電壓VE＝2.2V(即使ICQ=7mA，通過測量RE3處焊盤與地的電壓)2、連接JE2、JE3、JE4、JE5。3、使用BT-3型頻率特性測試儀，調整TE1、TE2，TE1初級與CCE1,TE2初級與CCE2諧振在10.7MHz，同時測試整個功放單元的幅頻特性曲線，使峰值在10.7MHz處(如果沒有BT-3型頻率特性測試儀，則這一步不作要求)4、從TPIE1處輸入10.7MHz的載波信號(此信號由高頻信號源提供，參考高頻信號源的使用)，信號大小為Vp-p＝250mV左右。用示波器探頭在TPE1處觀察輸出波形，調節(jié)TE1、TE2和CCE1、CCE2，使輸出波形不失真且最大。5、從TPIE1處輸入10.7MHz的載波信號，信號大小從Vp-p＝0mV開始增加，用示波器探頭在TPE2上觀察電流波形，直至觀察到有下凹的電流波形為止(此時如果下凹的電流波形左右不對稱，則微調TE1即可)。如果再繼續(xù)增加輸入信號，則可以觀測到下凹的電流波形的下凹深度增加。(20Mhz示波器探頭，如果用×1檔看下凹不明顯，則用×10檔看。)6、觀察放大器的三種工作狀態(tài)輸入信號為Vp-p＝250mV左右(由高頻信號源提供10.7MHz的載波)。調中周TE1、TE2(此時負載應為51Ω，JE3、JE4、JE5均連上)，使電路諧振在10.7MHz上(此時從TPE1處用示波器觀察，波形應不失真，且最大)。微調輸入信號大小，在TPE2處觀察，使放大器處于臨界工作狀態(tài)。改變負載(組合JE3、JE4、JE5的連接)使負載電阻依次變?yōu)?1Ω→75Ω→168Ω→240Ω→560Ω。用示波器在TPE2處能觀察到不同負載時的電流波形(由臨界至過壓)。在改變負載時，應保證輸入信號大小不變(即在最小負載51Ω時處于臨界狀態(tài))。同時在不同負載下，電路應處于最佳諧振(即在TPE1處觀察到的波形應最大且不失真。20Mhz示波器探頭，如果用×1檔看下凹不明顯，則用×10檔看。)7、改變激勵電壓的幅度，觀察對放大器工作狀態(tài)的影響。使RL＝51Ω(連JE3、JE4、JE5)，用示波器觀察QE2發(fā)射極上的電流波形(測試點為TPE2)，改變輸入信號大小，觀察放大器三種狀態(tài)的電流波形。六、實驗報告內容畫出放大器三種工作狀態(tài)的電流波形。繪出負載特性曲線。實驗三正弦波振蕩器一、實驗目的掌握晶體管(振蕩管)工作狀態(tài)、反饋系數對振蕩幅度與波形的影響。掌握改進型電容三點式正弦波振蕩器的工作原理及振蕩性能的測量方法。研究外界條件變化對振蕩頻率穩(wěn)定度的影響。比較LC振蕩器和晶體振蕩器頻率穩(wěn)定度，加深對晶體振蕩器頻率穩(wěn)定高的原因理解。二、實驗儀器20MHz雙蹤示波器一臺萬用表一臺調試工具一套三、實驗原理與線路振蕩器原理反饋式正弦波振蕩器有RC、LC和晶體振蕩器三種形式，本實驗中，我們研究的主要是LC三點式振蕩器。LC三點式振蕩器的基本電路如圖3.1所示：圖3.1三點式振蕩器的基本電路根據相位平衡條件，圖3.1(a)中構成振蕩電路的三個電抗中間，X1、X2必須為同性質的電抗，X3必須為異性質的電抗，若X1和X2均為容抗，X3為感抗，則為電容三點式振蕩電路(如圖3.1(b))；若X2和X1均為感抗，X3為容抗，則為電感三點式振蕩器(如圖3.1(c))。下面以電容三點式振蕩器為例分析其原理。共基電容三點式振蕩器的基本電路如圖3.2所示。由圖可見：與發(fā)射極連接的兩個電抗元件為同性質的容抗元件C1和C2；與基極連接的為兩個異性質的電抗元件C2和L，根據前面所述的判別準則，該電路滿足相位條件。該振蕩器的工作角頻率ωg圖3.2電容三點式振蕩器反饋系數F若要它產生正弦波，還必須滿足振幅，起振條件，即：AO·F＞1式中AO為電路剛起振時，振蕩管工作狀態(tài)為小信號時的電壓增益。只要求出AO和F值，便可知道電路有關參數與它的關系。通過對起振條件分析可知晶體管的靜態(tài)工作點電流IEQ越大，gm、AO越大(re越小)，振蕩器越容易起振；RL越大、Reo越大、RE越大越容易起振；而F應有一個適當的數值，太小不容易起振，太大也不容易起振。一個實際的振蕩電路，在F確定之后，其振幅的增加主要是靠提高振蕩管的靜態(tài)電流值。但是如靜態(tài)電流取得太大，振蕩管工作范圍容易進入飽和區(qū)，輸出阻抗降低使振蕩波形失真，嚴重時，甚至使振蕩器停振。所以在實用中，靜態(tài)電流值一般ICO=0.5mA-5mA。頻率穩(wěn)定度是振蕩器的一項十分重要技術指標，這表示在一定的時間范圍內或一定的溫度、濕度、電壓、電源等變化范圍內振蕩頻率的相對變化程度，振蕩頻率的相對變化量越小，則表明振蕩器的頻率穩(wěn)定度越高。改善振蕩頻率穩(wěn)定度，從根本上來說就是力求減小振蕩頻率受溫度、負載、電源等外界因素影響的程度，振蕩回路是決定振蕩頻率的主要部件。因此改善振蕩頻率穩(wěn)定度的最重要措施是提高振蕩回路在外界因素變化時保持頻率不變的能力，這就是所謂的提高振蕩回路的標準性。提高振蕩回路標準性除了采用穩(wěn)定性好和高Q的回路電容和電感外，還可以采用與正溫度系數電感作相反變化的具有負溫度系數的電容，以實現溫度補償作用，或采用部分接入的方法以減小不穩(wěn)定的晶體管極間電容和分布電容對振蕩頻率的影響。石英晶體具有十分穩(wěn)定的物理和化學特性，在諧振頻率附近，晶體的等效參量Lq很大，Cq很小，Rq也不大，因此晶體Q值可達到百萬數量級，所以晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度比LC振蕩器高很多。實驗線路及設計圖3.3振蕩器電原理圖實驗電原理圖如圖3.3所示。電源供電為12V振蕩管Q52為3DG12C。隔離級晶體管Q51也為3DG12C，LC振工作頻率為10.7MHz，晶體振為10.245MHz。1)靜態(tài)工作電流的確定選ICQ=2mAVCEQ=6Vβ=60則有為提高電路的穩(wěn)定性RE值適當增大，取R55=1kΩ則R54＝2kΩ則UEQ=ICQ·RE=2×1=2VIBQ=ICQ/β=1/30mA取流過R56的電流為10IBQ則R57=8.2k則R57+W51＝28kR57?。?.1k，W51為50k的可調電阻2)確定主振回路元器件當為LC振蕩時，f0=10.7MHz設L＝L51＝2.2μH則C=C53+CC51+C512+C55‖C56‖C57由C56、C57遠大于C55［C53、CC51、C512］所以C≈CC53+CC51+C55+C512取C55為24PC53+C512為55P(而實際上對高頻電路由于分布電容的影響，往往取值要小于此值)C51為3-30P的可調電容。而C56/C57(C58、C59)＝1/2-1/8則取C56＝100P而對于晶體振蕩，只并聯一可調電容進行微調即可。三、實驗內容按下開關K51，調整靜態(tài)工作點：調W51使VR55=2V(即測C56處焊盤的電壓，見圖3.3所示)(1)連接好J54、J52，調節(jié)可調電容CC51,通過示波器和頻率計在TPO51處觀察振蕩波形，并使振蕩頻率為10.7MHz(在本實驗中可調范圍不窄于10MHz-12MHz)。(2)斷開J52，接通J53，微調CC52，使振蕩頻率為10.245MHz。觀察振蕩狀態(tài)與晶體管工作狀態(tài)的關系。斷開J53,連好J52，用示波器在TPO51觀察振蕩波形，調節(jié)W51，觀察TPO51處波形的變化情況，并測量波形變化過程中的C56處焊盤電壓且計算對應的IE。觀察反饋系數對振蕩器性能的影響(只作LC振蕩)用示波器在TPO51處觀察波形。分別連接J54、J55、J56或組合連接使C56/C57‖C58‖C59等于1/3、1/5、1/6、1/8時，幅度的變化并實測，反饋系數是否與計算值相符，同時，分析反饋大小對振蕩幅度的影響。比較LC振蕩器和晶體振蕩器頻率穩(wěn)定度。分別接通J53、J52，在TPO51處用頻率計觀察頻率變化情況。觀察溫度變化對振蕩頻率的影響。分別接通J53、J52，用電吹風在距電路15cm處對著電路吹熱風，用頻率計在TPO51處觀察頻率變化情況。四、實驗報告內容整理實驗所測得的數據，并用所學理論加以分析。比較LC振蕩器與晶體振蕩器的優(yōu)缺點。分析為什么靜態(tài)電流Ieo增大，輸出振幅增加，而Ieo過大反而會使振蕩器輸出幅度下降？實驗四集電極調幅與二極管包絡檢波一、實驗目的進一步加深對集電極調幅和二極管大信號檢波工作原理的理解；掌握動態(tài)調幅特性的測試方法；掌握利用示波器測量調幅系數ma的方法；觀察檢波器電路參數對輸出信號失真的影響。二、實驗儀器20MHz雙蹤模擬示波器一臺BT-3頻率特性測試儀(選項)一臺三、實驗原理與線路1、原理1.1集電極調幅的工作原理集電極調幅是利用低頻調制電壓去控制晶體管的集電極電壓，通過集電極電壓的變化，使集電極高頻電流的基波分量隨調制電壓的規(guī)律變化，從而實現調幅。集電極調幅是利用了丙類放大器集電極調制特性。集電極調制特性可用圖4.1表示在過壓區(qū)域，輸出電壓幅度Ucm與EC成正比。正是利用這一特點，可以通過控制EC的變化，實現電壓、電流、功率的相應變化，實現集電極調幅。圖4.1丙類放大器集電極調制特性集電極調制電路中，晶體管應該始終工作在過壓狀態(tài)。把調制信號uΩ與直流電壓ECO串聯，使晶體管的集電極直流電壓變成為EC=ECO+uΩ。通過EC的變化，控制Ico、Ic1m變化，從而實現調制，1.2二極管包絡檢波的工作原理圖4.2二極管峰值包絡檢波器包絡檢波方法是將單極性信號通過電阻和電容組成的惰性網絡，取出單極性信號的峰值信息，這種包絡檢波器叫峰值包絡檢波器。最常用的是二極管峰值包絡檢波器，如圖4.2(a)所示。圖中輸入信號us為AM調幅波，RC并聯網絡兩端的電壓為輸出電壓uo，二極管VD兩端的電壓uD=us-uo。當uD>0時，二極管導通，信源us通過二極管對電容C充電，充電的時常數約等于RDC。由于二極管導通電阻RD很小，因此電容上的電壓迅速達到信源電壓us的幅值。當uD<0時，二極管截止，電容C通過電阻R放電。若選取RC的數值滿足即電容放電的時常數RC遠大于載波周期TC，而遠小于調制信號周期T。那么，電容C兩端的電壓變化速率將遠大于包絡變化的速率，而遠小于高頻載波變化的速率。因此，二極管截止期間，uo不會跟隨載波變化，而是緩慢地按指數規(guī)律下降。當下降到重新出現uD>0時，二極管又導通，電容又被充電到us的幅值；當再次現出uD<0時，二極管再截止，電容再通過電阻放電。如此充電、放電反復進行，在電容兩端就可得到一個接近輸入信號峰值的低頻信號，再經過濾波平滑，去掉疊加在上面的高頻紋波，得到的就是調制信號。充放電過程如圖4.2(b)所示。如電路設計不合理，峰值包絡檢波器會產生惰性失真和負峰切割失真:惰性失真：為了提高電壓傳輸系數和減少檢波特性的非線性引起的失真，必須加大電阻R。而電阻R越大，時常數RC越大，在二極管截止期間電容的放電速率越小。當電容器的放電速率低于輸入電壓包絡的變化速率時，電容器上的電壓就不再能跟隨包絡的變化，從而出現失真，如圖4.3所示。圖4.3惰性失真負峰切割失真：檢波器與下級電路級聯工作時，往往下級只取用檢波器輸出的交流電壓，因此在檢波器的輸出端串接隔直流電容CC，如圖4.4所示。當負載網絡兩端的電壓uAB≈Um0(1+macosΩt)時，相應的輸出電流IDo=I0+I1cosΩt其中其中ZL(0)和ZL(Ω)分別為下級電路的直流電阻和交流電阻。因此，ZL(Ω)<ZL(0)時就有可能出現I1>I0的情況。圖4.4二極管峰值包絡檢波這種情況一旦出現，在cosΩt的負半周就會導致IDo<0。在IDo<0的范圍內，二極管截止，負載網絡兩端的電壓不可能跟隨輸入電壓包絡的變化，從而產生失真。這種失真由于出現在輸出電壓的負半周，所以叫負峰切割失真，也叫底部失真，如圖4.5所示。要不產生負峰切割失真就應當使I1始終小于I0，即應滿足圖4.5負峰切割失真2、實驗線路本實驗的原理電路圖如4.6所示。圖4.6實驗電原理圖圖中Q62為驅動管，Q61為調幅晶體管。晶體管Q62工作于甲類，Q61工作于丙類，10.7MHz載波信號由高頻信號源從TPI61輸入，CC62、C613與T63組成的調諧電路及CC61、C63與T61組成的調諧電路調諧在10.7MHz載波頻率上。調制信號從TPI63處輸入，D61為檢波管，R63、R64、R65為檢波器的直流負載，C66、R63、C67組成低通濾波器，C610為耦合電容，R67、R66、R610為下級輸入電阻。三、實驗內容1、調整集電極調幅的工作狀態(tài)。按下K61，調W61使Q61的靜態(tài)工作點為UEQ＝1.2V(即R612旁焊盤的電壓)。用頻率特性測試儀測試電路，調節(jié)T63、T61的磁芯及可調電容CC61、CC62分別使C63與T61及C613與T63初級線圈形成的調諧回路諧振在10.7MHz處(如果沒有頻率特性測試儀，則這一步略過；磁芯易碎，調節(jié)時應小心)。2、從TPI61處注入10.7MHz的載波信號(大小為Vp-p=250mV左右，此信號由高頻信號源提供。為了更好的得到調幅波信號，在實驗過程中應微調10.7MHz信號的大小)，在TPO61處用示波器觀察輸出波形，調節(jié)T63、T61的磁芯及可調電容CC61、CC62，使TPO61處輸出信號最大且不失真。3、測試動態(tài)調制特性用示波器從Q61發(fā)射極測試輸出電流波形(測試點為TPO63),改變從TPI61處輸入信號的大小(即調WF1，信號幅度從小到大)，直到觀察到電流波形頂點有下凹現象為止，此時，Q61工作于過壓狀態(tài)，保持輸入信號不變，從TPI63處輸入1kHz的調制信號(調制信號由低頻信號源提供)，調制信號的幅度由0V開始增加(信號最大時為Vp-p=5V)。此時用示波器在TPO61處可以看到調幅信號(如圖4.7)。改變調幅信號大小，由式計算出不同VΩ的時的調幅系數ma，填入下表。VΩ(v)0.5123…………….ma圖4.7調幅系數測量4、觀察檢波器的輸出波形從TPO62用示波器觀察檢波器輸出波形，分別連接J62、J63、J64、J65，在TPO62處觀察輸出波形。觀察檢波器不失真波形(參考連接為J62、J65，可以相應的變動)。觀察檢波器輸出波形與調幅系數ma的關系。在檢波器輸出波形不失真的基礎上，改變直流負載，觀察“對角線切割失真”現象，若不明顯，可加大ma(參考連接為J63、J65，可以相應的變動)。在檢波器輸出不失真的基礎上，連接下一級輸入電阻，觀察“負峰切割失真”現象(參考連接為J62、J64，可以相應的變動)。四、實驗報告內容整理實驗所得數據。畫出不失真和各種失真的調幅波波形。畫出當參數不同時，各種檢波器的輸出波形。實驗五集成電路模擬乘法器的應用一、實驗目的了解模擬乘法器(MC1496)的工作原理，掌握其調整與特性參數的測量方法。掌握利用乘法器實驗混頻，平衡調幅，同步檢波，鑒頻等幾種頻率變換電路的原理及方法。二、實驗儀器雙蹤示波器一臺頻率特性掃頻儀(可選)一臺三、實驗原理及電路1、集成模擬乘法器的內部結構集成模擬乘法器是完成兩個模擬量(電壓或電流)相乘的電子器件。在高頻電子線路中，振幅調制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調制與解調的過程，均可視為兩個信號相乘或包含相乘的過程。采用集成模擬乘法器實現上述功能比采用分離器件如二極管和三極管要簡單的多。集成模擬乘法器的常見產品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。下面介紹MC1496集成模擬乘法器。1)MC1496的結構MC1496MC1496圖5.1MC1496的內部電路及引腳圖MC1496是雙平衡四象限模擬乘法器。其內部電路圖和引腳圖如圖5.1(a)(b)所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，V5、V6組成的單差分放大器用以激勵V1～V4。V7、V8及其偏置電路組成差分放大器V5、V6的恒流源。引腳8與10接輸入電壓ux，1與4接另一輸入電壓uy，輸出電壓u0從引腳6與12輸出。引腳2與3外接電阻RE，對差分放大器V5、V6產生串聯電流負反饋，以擴展輸入電壓Uy的線性動態(tài)范圍。引腳14為負電源端(雙電源供電時)或接地端(單電源供電時)，引腳5外接電阻R5。用來調節(jié)偏置電流I5及鏡像電流I0的值。MC1496可以采用單電源供電，也可以采用雙電源供電，器件的靜態(tài)工作點由外接元件確定，靜態(tài)偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集一基極間的電壓應大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。一般情況下，晶體管的基極電流很小，對于圖5.1(a)，三對差分放大器的基極電流I8、I10、I1和I4可以忽略不計，因此器件的靜態(tài)偏置電流主要由恒流源的值確定。當器件為單電源工作時，引腳14接地，5腳通過一電阻R5接正電源(+UCC的典型值為+12V)，由于I0是I5的鏡像電流，所以改變電阻R5可以調節(jié)I0的大小，即當器件為雙電源工作時，引腳14接負電源-UEE(一般接-8V)，5腳通過一電阻R5接地，因此，改變R5也可以調節(jié)I0的大小，即根據MC1496的性能參數，器件的靜態(tài)電流小于4mA，一般取I0＝I5＝1mA左右。2、基本工作原理設輸入信號ux＝Uxmcoswxt，uy＝Uymcoswyt，則MC1496乘法器的輸出u0與反饋電阻RE及輸入信號ux、uy的幅值有關:當ux為小信號(Uxm<2UT)時，輸出電壓u0可表示為ux為小信號時，MC1496近似為一理想的乘法器，輸出信號U0中只包含兩個輸入信號的和頻與差額。當ux為大信號(Uxm>2UT)時，輸出電壓可近似表示為其中是雙向開關函數。上式表明，ux為大信號時，輸出電壓U0與輸入信號ux無關。3、集成模擬乘法器的應用舉例1)振幅調制振幅調制是使載波信號的峰值正比于調制信號的瞬時值的變換過程。通常載波信號為高頻信號，調制信號為低頻信號。設載波信號的表達式為uc(t)＝ucmcoswct，調制信號的表達式為uc(t)＝uuΩmcosΩt，則普通(AM)調幅信號的表達式u0(t)＝ucm(1+macosΩt)coswct式中，ma——調幅系數，ma＝uΩm/ucm；ucmcoswct。由式可見AM調幅波包含載波分量和上下邊頻。由于載波分量不含調制信號信息量，但在AM信號中卻占有很大比重，因此信息傳輸效率較低，稱這種調制為有載波調制。為提高信息傳輸效率，廣泛采用雙邊帶的雙邊帶(DSB)或單邊帶(SSB)振幅調制。雙邊帶調幅波的表達式為u0(t)＝ucmmacosΩtcoswct與AM信號相比，不含載波分量。單邊帶調幅波(SSB)的表達式為u0(t)＝ucmmacos(wc±Ω)t與DSB相比，僅發(fā)送一個邊頻，因此帶寬將少一半。圖5.2乘法器混頻和幅度調制電原理圖MC1496構成的振幅調制器電路如圖5.2所示。斷開J12、J13、J15、J19、J110連接好J11、J14、J16、J17、J18，組成由MC1496構成的平衡調幅電路，其中載波信號UC經高頻耦合電容C14從ux端輸入，C15為高頻旁路電容，使8腳接地。調制信號UΩ經低頻耦合電容C11從uy端輸入，C16為低頻旁路電容，使4腳接地。調幅信號U0從12腳單端輸出，器件采用雙電源供電方式，所以5腳的偏置電阻R113接地，腳2與3間接入負反饋電阻R112，以擴展調制信號的UΩ的線性動態(tài)范圍，R112增大，線性范圍增大但乘法器的增益隨之減少。電阻R18、R19、R111及R114為器件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內部的各個晶體管工作在放大狀態(tài)。對于圖5.2所示電路參數，測量器件的靜態(tài)(UC＝0，UΩ＝0)偏置電壓為u8u10u1u4u6u12u2u3u56V6V0V0V8.6V8.6V-0.7V-0.7V-6.8VR14、R17與電位器W11組成平衡調節(jié)電路，改變W11可以使乘法器實現雙邊帶的振幅調制(DSB調制)或有載波的振幅調制(AM調制)，操作過程如下：(1)雙邊帶(DSB)振幅調制ux端輸入載波信號UC(t)，其頻率fC＝10.7MHz，峰峰值UCP-P＝40mV。uy端輸入調制信號UΩ(t),其頻率fΩ＝1kHz，先使峰峰值UΩP-P=0,調節(jié)W11，使輸出端TPO11電位為0(此時U4＝U1)，在逐漸增加UΩP-P，則輸出端TPO11信號的幅度逐漸增大，最后出現如圖5.3所示的雙邊帶的調幅信號。由于器件內部參數不可能完全對稱，致使輸出出現漏信號。腳1和4分別接電阻R3和R4可以較好地雙邊帶漏信號和改善溫度性能。圖5.3雙邊帶(DSB)的調幅信號(2)普通調幅波(AM)ux端輸入載波信號UC(t)，fC＝10.7MHz，UCP-P＝40mV。調節(jié)平衡電位器w11，使輸出信號U0(t)中有載波輸出(此時U4與U1不相等)。再從uy端輸入調制信號，其fΩ＝1kHz，當UCP-P由零逐漸增大時，則輸出端TPO11信號的幅度發(fā)生變化，最后出現如圖5.4所示的有載波調幅信號的波形，調幅系數ma為圖5.4普通調幅波(AM)信號的波形2)同步檢波振幅調制信號的解調過程稱為檢波。常用方法有包絡檢波和同步檢波兩種。由于普通調幅波(AM)信號的包絡直接反映了調制信號的變化規(guī)律，可以用二極管包絡檢波的方法進行解調。而雙邊帶或單邊帶振幅調制信號的包絡不那直接反映調制信號的變化規(guī)律，所以無法用包絡檢波進行解調，必須采用同步檢波方法。同步檢波又分為疊加型同步檢波和乘積型同步檢波。將振幅調制信號如雙邊帶信號同步信號(即載波信號)經乘法器相乘，再經低通濾波即可輸出解調信號信號。MC1496模擬乘法器構成的同步檢波解調器電路如圖5.5所示。連接J22、J24、J26，組成由MC1496構成的同步檢波電路。其中ux端(TPI21)輸入同步信號或載波信號UC，uy端(TPI23)輸入已調波信號US。輸出端經隔直電容C210、低通濾波直電容C211、運放LM358放大，由TPO21輸出。圖5.5乘法器同步檢波和鑒頻電路電原理圖3)鑒頻⑴乘積型相位鑒頻鑒頻是調頻的逆過程，廣泛采用的鑒頻電路是相位鑒頻器。其鑒頻原理是：先將調頻波經過一個線性移相網絡變換成調頻調相波，然后再與原調頻波一起加到一個相位檢波器進行鑒頻。因此實現鑒頻的核心部件是相位檢波器。相位檢波又分為疊加型相位檢波和乘積型相位檢波，利用模擬乘法器的相乘原理可實現乘積型相位檢波，其基本原理是：在乘法器的一個輸入端輸入調頻波US(t),另一輸入端輸入經線性移相網絡移相后的調頻調相波u’s(t)。這兩個信號相乘，并濾除其中的高頻分量，即可實現調頻解調。⑵鑒頻特性相位鑒頻器的輸出電壓U0與調頻波瞬時頻率f的關系稱為鑒頻特性，其特性曲線(或稱S曲線)如圖5.6所示。鑒頻器的主要性能指標是鑒頻靈敏度sd和線性鑒頻范圍2△fmax。sd定義為鑒頻器調頻波單位頻率變化所引起的輸出電壓的變化量，通常用鑒頻特性曲線u0－f在中心頻率f0處的斜率來表示，即sd＝U0/△f(5-22)2△fmax定義鑒頻器不失真解調調頻波時所允許的最大頻率線性變化范圍，2△fmax可在鑒頻特性曲線上求出。圖5.6相位鑒頻器鑒頻特性⑶乘積型相位鑒頻器在電原理圖5.5中，斷開J22、J24、J26，連接好J21、J23、J25，組成由MC1496構成的鑒頻電路。其中C23、CC21與L21并聯諧振回路共同組成線性移相網絡，將調頻波的瞬時頻率的變化轉換成瞬時相位的變化，從而實現線性移相。MC1496 的作用是將調頻波與調頻調相波相乘，其輸出端接集成運放構成的差分放大器，將雙端輸出變成單端輸出，再經R221與C219的濾波網絡輸出。對于圖5.5所示的鑒頻電路的鑒頻操作過程如下：首先測量鑒頻器的靜態(tài)工作點(與圖5.2電路的靜態(tài)工作點基本相同)，再調諧并聯諧振回路，使其諧振(諧振頻率f0＝10.7MHz)。再從ux端輸入fC＝10.7MHz，UCP-P＝40mV的載波(不接相移網絡，uy＝0)，調節(jié)平衡電位器W21使載波抑制最佳(U0＝0)。然后接入移相網絡，輸入調頻波US，其中心頻率f0＝10.7MHz，UCP-P＝40mV，調制信號的頻率fΩ＝10.7kHz，最大頻偏△fmax＝75kHz，調節(jié)諧振回路C2使輸出端獲得的低頻調制信號U0(t)的波形失真最小，幅度最大。⑷鑒頻特性曲線(S曲線)的測量方法測量鑒頻特性曲線的常用方法有逐點描跡法和掃頻測量法逐點描跡法的操作是：用高頻信號發(fā)生器作為信號源加到鑒頻器的輸入端US(見圖5-8)，先調節(jié)中心頻率f0＝10.7MHz，輸出幅度UCP-P＝40mV。鑒頻器的輸出端U0接數字萬用表(置于“直流電壓”檔)測量輸出電壓U0值。(調諧并聯諧振回路，使其諧振)。再改變高頻信號發(fā)生器的輸出頻率(維持幅度不變)，記下對應的輸出電壓U0值，并填入下表。最后根據表中測量值描繪S曲線。掃頻測量法的操作是：將掃頻儀(如BT－3型)的輸出信號加到鑒頻器的輸入端US，掃頻儀的檢波探頭電纜換成夾子電纜線接到鑒頻器的輸出端U0。先調節(jié)BT-3的“頻率偏移”、“輸出衰減”、“Y軸增益”等旋鈕，使BT-3上直接顯示出鑒頻特性，利用“頻標”可繪出S曲線。調節(jié)諧振回路電容C2，平衡電位器RP可改變S曲線的斜率和對稱性。表5-1鑒頻特性曲線的測量值f0/MHz……..……..10.510.610.710.810.9……..U0/mV4)混頻在圖5.2中，將連接器J12、J13、J15、J19、J110連接好(此時J11、J14、J16、J17、J18應斷開)，組成由MC1496構成的混頻器電路，其中ux端輸入信號uc＝10.7MHz。uy端輸入信號的信號us＝10.245MHz，輸出端接有陶瓷帶通濾波器輸出455kHz混頻信號。三、實驗內容1、混頻器實驗參考電路原理圖5.2，將連接器J12、J13、J15、J19、J110連接好(此時J11、J14、J16、J17、J18應斷開)，組成由MC1496構成的混頻器電路。1)接通開關K11，在不加入輸入信號(uc、us＝0)的情況下，測試MC1496各管腳的靜態(tài)工作電壓應與前面實驗原理中平衡調制部分講到的進步相同。2)輸入Uc，Uc為10.7MHz的載波信號大小為Vp-p=300mV(由高頻信號源提供，參考高頻信號源使用)，從IN11處輸入。us＝10.245MHz，由正弦振蕩單元電路產生(晶體振蕩，參考正弦振蕩單元)，從IN13處輸入。用示波器和頻率計在TT11處觀察輸出波形，輸出信號頻率應為455kHz。2、平衡調幅實驗參考原理圖5.2，斷開J12、J13、J15、J19、J110連接好J11、J14、J16、J17、J18，組成由MC1496構成的平衡調幅電路。當uc、us＝0時，測試MC1496各管腳電壓，看是否與原理部分講的相符。產生雙邊帶振幅調制在UX端(IN11處)輸入fc＝10.7MHz的載波(由高頻信號源提供，參考高頻信號源使用)，Ucp-p=250mV；Uy端(IN12處)輸入f0＝1kHz信號,使UΩp-p為零，調節(jié)可調電阻W11(逆時針調節(jié))，使在TT11處測試的信號u0=0(此時u4=u1)。逐漸增大UΩp-p(最大峰值為1.5V，太大會失真)，直至出現雙邊帶的調幅信號出現(用示波器在TT11處測試)。在實驗過程中應微調輸入信號，以得到最好的輸出波形。由平衡調幅部分產生的調幅波作為同步檢波部分的調幅波輸入信號。產生普通調幅波(AM)信號在步驟2)的基礎上調節(jié)W11(順時針調節(jié))，使輸出信號中有載波存在，則輸出有載波的振幅調制信號。3、同步檢波實驗參考附圖G3，連接J22、J24、J26，組成由MC1496構成的同步檢波電路。下K21接通+12，-12V電源，在UC,US為0時，測試MC1496各管腳的電壓看是否與調制部分基本相同。從IN21處輸入10.7MHz的載波，由高頻信號源部分提供(此信號與平衡調制實驗中的載波信號為同一信號)，使US＝0，調W21使在TT21處觀察的信號為0，在Uy端輸入由平衡調制實驗中產生的雙邊帶調幅信號，即將TT11與IN23連接(TT11輸出調幅波)，這時從TT21處用示波器應能觀察到的波形，調節(jié)W21可使輸出波形幅度增大，波形失真減小。信號大小在實驗過程中應微調，以保證輸出信號最好4、鑒頻實驗參考附圖G3，斷開J22、J24、J26連接好J21、J23、J25，組成由MC1496構成的鑒頻電路。按下K21接通電源+12V、-12V，使輸入信號為0，測MC1496各管腳電壓，看是否與平衡調制部分基本相同(選做)用BT-3頻率特性測試儀測試移相網絡(C22、C23、CC21、L21)，調節(jié)CC21使由L21、C23、CC21組成的并聯諧振回路諧振在10.7MHz。從IN22處輸入已調調頻波(此調頻波信號由高頻信號源單元提供，參考高頻信號源的使用)載波Vp-p=500mV左右，調制信號UΩp-p=300mV~1V。用示波器從TT21處可以看到輸出的低頻調制信號UΩ(t)，如果信號失真可調節(jié)CC21。(選做)用BT-3掃頻儀測繪鑒頻特性曲線。四、實驗報告內容1、整理各項實驗所得的數據，繪制出有關曲線和波形。2、對實驗結果進行分析。3、分析為什么在平衡調幅實驗中得不到載波絕對為零的波形？4、分析如果鑒頻特性曲線不對稱或鑒頻靈敏度過低，應如何改善？實驗六變容二極管調頻一、實驗目的掌握變容二極管調頻的工作原理學會測量變容二極管的Cj～V特性曲線；學會測量調頻信號的頻偏及調制靈敏度。二、實驗儀器20MHz雙蹤模擬示波器一臺頻譜儀(選項)一臺三、實驗原理與線路1、實驗原理1.1變容二極管調頻原理所謂調頻，就是用調制信號去控制載波(高頻振蕩)的瞬時頻率，使其按調制信息的規(guī)律變化。設調制信號：vΩ(t)=VΩmcosΩt載波vC(t)=VCmcos(ωCt+φ)。根據定義，調頻時載波的瞬時頻率隨調制信號線性變化，載波頻率的變化為Δω(t)=kfvΩ(t)=kfVΩmcosΩt=ΔωmcosΩt調頻信號的表示可以寫成vFM(t)=Vm0cos(ωCt+mfsinΩt+φ0)式中：△ω＝KfVΩ是調頻波瞬時頻率的最大偏移，簡稱頻偏，它與調制信號的振幅成正比。比例常數Kf亦稱調制靈敏度，代表單位調制電壓所產生的頻偏。式中：mf＝KfVΩ/Ω＝△ω/Ω＝△f/F稱為調頻指數，是調頻瞬時相位的最大偏移，它的大小反映了調制深度。振蕩器振蕩器圖6.1變容二極管調頻原理產生調頻信號最常用的方法是利用變容二極管的特性直接產生調頻波，其原理電路如圖6.1所示。由于變容二極管Cj的電容值隨外加電壓vΩ的變化而變化，因此振蕩器輸出信號vo的頻率也隨著vΩ的幅值變化，實現調頻。變容二極管Cj通過耦合電容C1并接在LCN回路的兩端，形成振蕩回路總電容的一部分。因而，振蕩回路的總電容C=CN+Cj振蕩頻率為：加在變容二極管上的反向偏壓為：VR=VQ(直流反偏)+υΩ(調制電壓)+υ0(高頻振蕩，可忽略)變容二極管利用PN結的結電容制成，在反偏電壓作用下呈現一定的結電容(勢壘電容)，而且這個結電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定范圍內變化，其關系曲線稱Cj～υR曲線，如圖6.2所示。圖6.2變容管結電容隨外加電壓的變化曲線由圖可見：未加調制電壓時，直流反偏VQ所對應地結電容為CjΩ。當反偏增加時，Cj減小；反偏減小時，Cj增大，其變化具有一定的非線性，當調制電壓較小時，近似為工作在Cj～υR曲線的線性段，Cj將隨調制電壓線性變化，當調制電壓較大時，曲線地非線性不可忽略，它將給調頻帶來一定的非線性失真。設未調制時的載波頻率為f0，C0為調制信號為0時的回路總電容，Cm是變容二極管結電容變化的最大幅值，則頻偏振蕩器振蕩頻率由此可見：振蕩頻率隨調制電壓線性變化，從而實現了調頻。其頻偏△f與回路的中心頻率f0成正比，與結電容變化的最大值Cm成正比，與回路的總電容C0成反比。為了減小高頻電壓對變容二極管的作用，減小中心頻率的漂移，常將圖6.1中的耦合電容C1的容量選得較小(與Cj同數量級)，形成部分接入式變容二極管調頻電路。對部分接入式變容二極管調頻電路進行理論分析可得到其頻偏公式：式中為接入系數。關于直流反偏工作點電壓的選取，可由變容二極管的Cj～υR曲線決定。從曲線中可見，對不同的υR值，其曲線得斜率(跨導)SC=△Cj/△υ各不相同。υR較小時，SC較大，產生得頻偏也大，但非線性失真嚴重，同時調制電壓不宜過大。反之，υR較大時，SC較小，達不到所需頻偏的要求，所以VQ一般先選在Cj～υR曲線線性較好，且SC較大區(qū)段的中間位置，大致為手冊上給的反偏數值，例2CC1C,VQ=4V。本實驗將具體測出實驗板上得變容二極管的Cj～υR曲線，并由同學們自己選定VQ值，測量其頻偏△f的大小。1.2變容二極管Cj～υR曲線的測量。設CJX為變容二極管加不同反偏υRX時的結電容，其對應的振蕩頻率為fX；若斷開變容二極管，由CN、L組成的并聯諧振電路，對應的振蕩頻率為fN，則它們分別為：由上面兩式可求得(1)fX、fN易測量，只要知道CN，就可測得變容二極管Cj～υR曲線。CN的測試方法如下：斷開變容二極管，將一已知電容CK并接在回路LCN兩端，此時對應的頻率為fK，有根據fN可得：(2)1.3調制靈敏度單位調制電壓所引起的頻偏稱為調制靈敏度，以Sf表示，單位為kHz/V，即式中，uΩm為調制信號的幅度(峰值)。調制靈敏度Sf可以由變容二極管Cj-u特性曲線上uΩ處的斜率KC及式(6-23)計算，Sf越大，調制信號的控制作用越強，產生的頻偏越大。實驗線路圖6.3實驗電原理圖使用12V供電，振蕩器Q81使用3DG12C，變容管使用IT32,Q82為隔離緩沖級。主要技術指標：主振頻率f0=10.7MHz，最大頻偏△fm＝±20kHz本實驗中，由R82、R82、W81、R83組成變容二極管的直流偏壓電路。C83、C84、C812組成變容二極管的不同接入系數。TPI81為調制信號輸入端，由L84、C88、C87、C89、C85和振蕩管組成LC調制電路。三、實驗內容LC調頻電路實驗連接J82、J84組成LC調頻電路。接通電源調節(jié)W81，在變容二極管D81負端用萬用表測試電壓，使變容二極管的反向偏壓為2.5V。用示波器在TPO82處觀察振蕩波形，調節(jié)W82使輸出信號幅值最大。用頻率計測頻率，調節(jié)L84，使振蕩頻率為10.7MHz。從TPI81處輸入1kHz的正弦信號作為調制信號(信號由低頻信號源提供，參考低頻信號源的使用。信號大小由零慢慢增大，用示波器在TPO82處觀察振蕩波形變化，如果有頻譜儀則可以用頻譜儀觀察調制頻偏)，此時能觀測到一條正弦?guī)?。如果用方波調制則在示波器上可看到兩條正弦波，這兩條正弦波之間的相差隨調制信號大小而變。分別接J81、J83重做實驗4。(選做)測繪變容二極管的CjX～VRX曲線。斷開J81、J83，連接J82，斷開TPI81的輸入信號，使電路為LC自由振蕩狀態(tài)。(1)斷開變容二極管Cj(即斷開J84),用頻率計在TPO82處測量頻率fN(2)斷開Cj，接上已知CK(即連通J85,CK＝C86＝10p)，在TPO82處測量頻率fK，由式(2)計算出CN值，填入下表中。fNCKfKCN(3)斷開CK(即斷開J85)，接上變容二極管(即連接J84)，調節(jié)W81，測量不同反偏VRX值時，對應的頻率fX值,代入式(1)計算CjX值，填入下表中。VRX(伏)0.511.522.53fX(MHz)CjX(PF)(4)作CjX～VRX曲線。(5)作fX～VRX曲線。用頻譜儀觀察調頻信號(應接入變容二極管，即連J84，斷開J85)，記下不同的VΩ對應的不同的△f，計算調制靈敏度的值。(如果沒有頻譜儀則此項不作要求)。觀察頻偏與接入系數的關系(此時應斷開J85，連接J84)。在直流偏值電壓相同的情況下，輸入調制信號相同的情況下，分別接連J81、J83測試所得的頻偏，計算的，驗證。為7)中所測的值。接入系數為。觀察頻偏與直流反偏電壓的關系(此時應斷開J85，連接J82、J84)。調節(jié)W81觀察調頻信號的變化。觀察頻偏與調制信號頻率的關系(此時應斷開J85，連接J82、J84)。四、實驗報告內容整理LC調頻所測的數據，繪出觀察到的波形。繪出CjX～VRX曲線和LC調頻電路的fX～VRX曲線。從fX～VRX曲線上求出VΩ對應的Kf=△f/△V值，與直接測量值進行比較。實驗七二極管開關混頻器實驗目的1、進一步掌握變頻原理及開關混頻原理。2、掌握環(huán)形開關混頻器組合頻率的測試方法。3、了解環(huán)形開關混頻器的優(yōu)點。二、實驗儀器1、頻譜分析儀(選項)一臺2、20MHz雙蹤模擬示波器一臺3、萬用表一塊4、調試工具一套三、實驗原理1、混頻器的原理混頻(或變頻)是將信號的頻率由一個數值變換成另一個數值的過程。完成這種功能的電路叫混頻器(或變頻器)。如廣播收音機，中波波段信號載波的頻率為535kHz~1.6MHz，接收機中本地振蕩的頻率相應為1~2.065MHz，在混頻器中這兩個信號的頻率相減，輸出信號的頻率等于中頻頻率465kHz。圖7.1變頻器的原理方框圖變頻器的原理方框圖如圖7.1所示?；祛l器電路是由信號相乘電路，本地振蕩器和帶通濾波器組成。信號相乘電路的輸入一個是外來的已調波us，另一個是由本地振蕩器產生的等幅正弦波u1。us與u1相乘，產生和、差頻信號，再經過帶通濾波器取出差頻(或和頻)信號ui。根據所選用的非線性元件不同，可以組成不同的混頻器。如二極管混頻器、晶體管混頻器、場效應混頻器和集成模擬乘法器混頻器等。這些混頻器各有其優(yōu)缺點。隨著生產和科學技術的發(fā)展，人們逐漸認識到由二極管組成的平衡混頻器和環(huán)形混頻器較之晶體管混頻器具有：動態(tài)范圍大、噪聲?。槐镜卣袷師o輻射、組合頻率少等優(yōu)點，因而目前被廣泛采用。混頻器主要技術指標有：1.1混頻增益KPc所謂混頻增益KPc是指混頻器輸出的中頻信號功率Pi與輸入信號功率Ps之比。1.2噪聲系數NF混頻器由于處于接收機電路的前端，對整機噪聲性能的影響很大，所以減小混頻器的噪聲系數是至關重要的。1.3混頻失真與干擾混頻器的失真有頻率失真和非線性失真。此外，由于器件的非線性還存在著組合頻率干擾。這些組合頻率干擾往往是伴隨有用信號而存在的，嚴重地影響混頻器的正常工作。因此，如何減小失真與干擾是混頻器研究中的一個重要問題。1.4選擇性所謂選擇性是指混頻器選取出有用的中頻信號而濾除其他干擾信號的能力。選擇性越好輸出信號的頻譜純度越高。選擇性主要取決于混頻器輸出端的中頻帶通濾波器的性能。2、二極管環(huán)形混頻器實驗系統(tǒng)的二極管開關混頻器模塊為一二極管環(huán)形混頻器電路，它由4個單二極管混頻器采用平衡對消技術組合而成，原理圖如圖7.2。圖7.2二極管環(huán)形混頻器電路由圖可見，各二極管的電流分別為：式中為二極管跨導，是單向開關函數。因此混頻器總的輸出電流同時可以導出輸入電流由以上兩式導出輸出中頻電流的幅值和輸入信號電流的幅值3、實驗電原理圖在二極管開關混頻器模塊中，二極管環(huán)形混頻器采用為集成環(huán)形開關混頻器MIX41，型號為HSPL—1，其封裝外引腳如圖7.3所示。圖7.3集成環(huán)形開關混頻器封裝引腳排列圖其中，1腳為射頻信號輸入端，8腳為本振信號輸入端，3腳、4腳為中頻信號輸出端，2、5、6、7接地。二極管開關混頻器模塊的電原理圖如圖7.4所示。本混頻器的本振輸入信號在+3dBm——+13dBm之間，用高頻信號源輸入本振信號，頻率選為10.7MHz，而射頻信號是由正弦振蕩部分產生的10.245MHz的信號。輸出取差頻10.7-10.245＝455kHz信號，經過455kHz的陶瓷濾波器FL41進行濾波，選取中頻信號，因信號較弱，經Q41進行放大。此放大電路的靜態(tài)工作電流為ICQ=7mA(VE=3.36V)。選R414=RE=470Ω，取RC=R412=560Ω。R411=3.6k，R410=5.1k，W41=5.1k，R41、R42、R43、R44、R45、R46、R47、R48、R49組成隔離電路。因為頻率較高，信號較強，且信號引入較長，存在一定感應，在輸出可能存在一定強度的本振信號和射頻信號。圖7.4二極管開關混頻器模塊電原理圖三、實驗內容因混頻器是一非線性器件，輸出的組合頻率較多，為了能更好的觀察輸出信號，建議使用頻譜分析儀來對混頻器輸出端的信號進行測試。熟悉頻譜分析儀的使用。調整靜態(tài)工作點：按下開關K41，調節(jié)電位器W41使三極管Q41的UEQ=3.36V(R413旁焊盤的電壓)。接通射頻信號(從TPI42輸入)，射頻信號選用10.245MHz，此信號由正弦振蕩部分產生(產生的具體方法參見實驗二正弦波振蕩器實驗，連接J54、J53；其余插鍵斷開，也就是說，由10.245MHz晶體產生該信號，信號從TPO51輸出)。輸入本振信號：從TPI41注入本振信號，本振信號由信號源部分提供，頻率為10.7MHz的載波信號(產生的方法參考高頻信號源的使用)，大小為：用示波器觀測，Vp-p不小于300mV。驗證環(huán)形開關混頻器輸出組合頻率的一般通式(選做)。用頻譜儀在TPO41處觀察混頻器的輸出信號，驗證環(huán)形開關混頻器輸出組合頻率的一般通式為(2p+1)f1+fs(p=0、1、2…………)同時用示波器在TPO41處觀察波形。測量輸出回路：用頻譜儀在TPO43處觀察步驟5所測到的頻率分量，計算選頻回路對除中頻455kHz之外的信號的抑制程度，同時用示波器在TPO42處觀察輸出波形，比較TPO41和TPO42處波形形狀。(輸出的中頻信號為信號源即TPI41處信號和射頻信號TPI42處信號的差值，結果可能不是準確的455kHz，而在其附近)。觀察混頻器的鏡像干擾TPI41處信號不變。由正弦振蕩單元的LC振蕩部分產生11.155MHz的信號(產生的具體方法參見實驗二正弦振蕩部分實驗內容)，作為TPI42處的輸入信號。觀察TPO42處的信號是否也為455kHz。此即為鏡像干擾現象。四、實驗報告內容整理本實驗步驟5、6中所測得的各頻率分量的大小，并計算選頻電路對中頻以外的分量的抑制度。繪制步驟5、6中分別TPO41、TPO42處用示波器測出的波形。說明鏡像干擾引起的后果，如何減小鏡像干擾？實驗八模擬鎖相環(huán)應用一、實驗目的掌握模擬鎖相環(huán)的組成及工作原理。學習用集成鎖相環(huán)構成鎖相解調電路。學習用集成鎖相環(huán)構成鎖相倍頻電路。二、實驗儀器1、40MHz雙蹤模擬示波器一臺2、調試工具一套三、鎖相環(huán)路的基本原理1、鎖相環(huán)路的基本組成鎖相環(huán)是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，但它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差，所以當電路達到平衡狀態(tài)之后，雖然有剩余相位誤差存在，但頻率誤差可以降低到零，從而實現無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。鎖相環(huán)由三部分，如圖8.1所示。圖8.1鎖相環(huán)組成方框圖它包含壓控振蕩器(VCO)，鑒相器(PD)和環(huán)路濾波器(LF)三個基本部件，三者組成一個閉合環(huán)路，輸入信號為ui(t)輸出信號為u0(t)，反饋至輸入端。下面逐一說明基本部件的作用。1)壓控振蕩器(VCO)VCO是本控制系統(tǒng)的控制對象，被控參數通常是其振蕩頻率，控制信號為加在VCO上的電壓，故稱為壓控振蕩器，也就是一個電壓一頻率變換器，實際上還要一種一頻率變換器，但習慣仍稱為壓控振蕩器。2)鑒相器(PD)PD是一相位比較裝置，用來檢測輸出信號u0(t)與輸入信號ui(t)之間的相位差θe(t)，并把轉化為電壓ud(t)輸出，ud(t)稱為誤差電壓，通常ud(t)為一直流量或一低頻交流量。3)環(huán)路濾波器(LF)LF為一低通濾波電路，其作用是濾除因PD的非線性而在ud(t)中產生的無用的組合頻率分量及干擾，產生一個只反映θe(t)大小的控制信號uc(t)。按照反饋控制原理，如果由于某種原因使VCO的頻率發(fā)生變化使得與輸入頻率不相等，這必將使u0(t)與ui(t)的相位差θe(t)，發(fā)生變化，該相位差經過PD轉換成誤差電壓ud(t)，此誤差電壓經LF濾波后得到uc(t)，由uc(t)去改變VCO的振蕩頻率使趨近于輸入信號的頻率，最后達到相等。環(huán)路達到最后的這種狀態(tài)就稱為鎖定狀態(tài)，當然由于控制信號正比于相位差。因此在鎖定狀態(tài)，θe(t)不可能為0，換言之在鎖定狀態(tài)u0(t)與ui(t)仍存在相位差。2、鎖相環(huán)路的兩種調節(jié)過程鎖相環(huán)路有兩種不同的自動調節(jié)過程：一是跟蹤過程，二是捕捉過程。1)環(huán)路的跟蹤過程在環(huán)路鎖定之后，若輸入信號頻率發(fā)生變化，產生了瞬時頻差，從而使瞬時相位差發(fā)生變化，則環(huán)路將及時調節(jié)誤差電壓去控制VCO，使VCO輸出信號頻率隨之變化，即產生新的控制頻差，VCO輸出頻率及時跟蹤輸入信號頻率，當控制頻差等于固有頻差時，瞬時頻差再次為零，繼續(xù)維持鎖定，這就是跟蹤過程，在鎖定后能夠繼續(xù)維持鎖定所允許的最大固有角頻差△w1m的兩倍稱為跟蹤帶或同步帶。2)環(huán)路的捕捉過程環(huán)路由失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)的過程稱為捕捉過程。設t=0時環(huán)路開始閉合，此前輸入信號角頻率wi不等于VCO輸出振蕩角頻率wyo(因控制電壓uc＝0),環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。假定wi是一定值，二者有一瞬時角頻差△w1＝wi-wyo，瞬時是相位差△w1隨時間線性增大，因此鑒相器輸出誤差電壓ue(t)＝kbsinw1t將是一個周期為2π/△w1的正弦函數，稱為正弦差拍電壓。所謂差拍電壓是指其角頻率(此處是△w1)為兩個角頻率(此處是wi與wyo)的差值，角頻差△w1的數值大小不同，環(huán)路的工作情況也不同。若△w1較小，處于環(huán)路濾波器的通頻帶內，則差拍誤差電壓ue(t)能順利通過環(huán)路濾波器加到VCO上，控制VCO的振蕩頻率，使其隨差拍電壓的變化而變化，所以VCO輸出是一個調頻波，即wy(t)將在wyo上下擺動。由于△w1較小，所以wy(t)很容易擺動到wi，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，鑒相器將輸出一個與穩(wěn)態(tài)相位差對應的直流電壓，維持環(huán)路動態(tài)平衡。若瞬時角頻差△w1數值較大，則差拍電壓ue(t)的頻率較高，它的幅度在經過環(huán)路濾波器時可能受到一些衰減，這樣VCO的輸出振蕩角頻率wy(t)上下擺動的范圍也將減小一些，故需要多次擺動才能靠近輸入角頻率wi(t)即捕捉過程需要許多個差拍周期才能完成，因此捕捉時間較長，若△w1太大，將無法捕捉到，環(huán)路一直處于失鎖狀態(tài)。能夠由失鎖進入鎖定所允許的最大固有角頻差△w1m的兩倍稱為環(huán)路的捕捉帶。四、集成鎖相環(huán)NE564介紹及應用1、在本實驗中，所使用的鎖相環(huán)為NE564(國產型號為L564)是一種工作頻率可高達50MHz的超高頻集成鎖相環(huán)，其內部框圖和腳管