第7章欺騙性干擾7.1概述7.2對雷達(dá)距離信息的欺騙7.3對雷達(dá)角度信息的欺騙7.4對雷達(dá)速度信息的欺騙7.5對雷達(dá)AGC電路的欺騙干擾

7.1概述

7.1.1欺騙性干擾的作用與分類

設(shè)V為雷達(dá)對各類目標(biāo)的檢測空間(也稱為對各類目標(biāo)檢測的威力范圍)，對于具有目標(biāo)距離、方位、仰角和速度的四維檢測、分辨能力的雷達(dá)，其典型的V為(7-1)雷達(dá)能夠區(qū)分V中兩個最接近的目標(biāo)的能力稱為雷達(dá)的空間分辨力ΔV，(7-2)

理想的點目標(biāo)T在任意時刻都只是V中具有五維確定參數(shù)的某一個點

T={R，α，β，fd，Si}∈V

(7-3)

式中，R、α、β、fd、Si分別為目標(biāo)的距離、方位、仰角、多普勒頻率和回波信號功率。在雷達(dá)檢測空間V中，任何目標(biāo)始終都是以雷達(dá)所在的參考坐標(biāo)系為度量基準(zhǔn)的。在一般情況下，欺騙性干擾所形成的假目標(biāo)Tf也是V中的某一個或某一群不同于目標(biāo)T參數(shù)的特定集合：(7-4)所以它也能夠被雷達(dá)檢測，并起到以假作真和以假亂真的作用。

1.根據(jù)假目標(biāo)Tf與真目標(biāo)T在V中參數(shù)信息的差別分類

由此產(chǎn)生的干擾分類有6種。

1)距離欺騙干擾(7-5)式中，Rf、αf、βf、fdf、Sif分別為假目標(biāo)的距離、方位、仰角、多普勒頻率和信號功率。距離欺騙是指假目標(biāo)的距離不同于真目標(biāo)，能量往往大于真目標(biāo)，而其余參數(shù)則近似等于真目標(biāo)參數(shù)。

2)角度欺騙干擾

Rf≈R，αf≠α或βf≠β，fdf≈fd，Sif>Si

(7-6)

角度欺騙干擾是指假目標(biāo)的方位或仰角不同于真目標(biāo)，能量大于真目標(biāo)，而其余參數(shù)近似相等。

3)速度欺騙干擾

Rf≈R，αf≈α，βf≈β，fdf≠fd，Sif>Si

(7-7)

速度欺騙干擾是指假目標(biāo)的多普勒頻率不同于真目標(biāo)，能量大于真目標(biāo)，而其余參數(shù)近似相等。

4)AGC欺騙干擾

Sif>Si

(7-8)

AGC欺騙干擾是指假目標(biāo)的功率不同于真目標(biāo)，而其余參數(shù)近似相等。其作用是使雷達(dá)接收機(jī)的增益控制按照干擾信號的功率發(fā)生變化。

5) 圖像欺騙干擾(7-9)

6) 多參數(shù)欺騙干擾

多參數(shù)欺騙干擾是指在V中Tf有兩維或兩維以上參數(shù)不同于真目標(biāo)T，以便進(jìn)一步改善欺騙干擾效果。多參數(shù)欺騙干擾中，經(jīng)常用于配合其它欺騙干擾使用的是AGC欺騙干擾，此外還有距離—速度同步欺騙干擾等。

2.根據(jù)Tf與T在V中差別的大小和時變特性分類

由此產(chǎn)生的干擾有3種。

1)質(zhì)心干擾

‖Tf－T‖≤ΔV

(7-10)

即真假目標(biāo)的參數(shù)差別小于雷達(dá)的空間分辨能力，雷達(dá)不能區(qū)分T與Tf為兩個不同目標(biāo)，而將兩者作為一個目標(biāo)來檢測和跟蹤。由于在許多情況下，雷達(dá)對此的最終檢測跟蹤結(jié)果Tf′往往是真假目標(biāo)參數(shù)的能量加權(quán)質(zhì)心，故稱為質(zhì)心干擾。(7-11)

2)假目標(biāo)干擾

‖Tf－T‖>ΔV

(7-12)

即真假目標(biāo)的參數(shù)差別大于雷達(dá)的空間分辨能力，雷達(dá)能夠區(qū)分T與Tf為兩個不同目標(biāo)，但可能將假目標(biāo)當(dāng)作真目標(biāo)檢測和跟蹤，從而造成虛警；也可能由于強(qiáng)功率的假目標(biāo)抑制雷達(dá)對真目標(biāo)的檢測，從而造成漏警。大量的虛警還可能造成雷達(dá)檢測、跟蹤和信號處理的數(shù)據(jù)溢出和處理器飽和。

3)拖引干擾

這是一種周期性地從質(zhì)心干擾到假目標(biāo)干擾的連續(xù)變化過程，典型的拖引干擾過程分為停拖、拖引、關(guān)閉三個時間階段，如下式:(7-13)在停拖階段，假目標(biāo)與真目標(biāo)參數(shù)近似一致，雷達(dá)不能區(qū)分兩者，處于質(zhì)心干擾狀態(tài)，但假目標(biāo)的干擾信號功率很大，經(jīng)過t1時間，使雷達(dá)接收機(jī)的增益控制響應(yīng)假目標(biāo)功率(強(qiáng)信號下接收機(jī)增益調(diào)整到較低的狀態(tài))，可以完成對真/假目標(biāo)的檢測、跟蹤和其它信號處理。在拖引階段，假目標(biāo)的參數(shù)逐漸與真目標(biāo)脫離，且脫離的速度應(yīng)控制在雷達(dá)跟蹤電路能夠響應(yīng)的范圍之內(nèi)，以便使雷達(dá)的目標(biāo)跟蹤系統(tǒng)能夠平穩(wěn)地響應(yīng)到假目標(biāo)參數(shù)上來，直到真假目標(biāo)的參數(shù)偏差達(dá)到預(yù)定的要求δVmax。由于在停拖階段，假目標(biāo)功率已經(jīng)控制了接收機(jī)增益，盡管真目標(biāo)仍然存在，但由于此時接收機(jī)增益較低，真目標(biāo)回波信號受到了較大抑制，在質(zhì)心上已經(jīng)發(fā)生了很大的偏移，雷達(dá)跟蹤系統(tǒng)會在強(qiáng)干擾作用下逐漸跟蹤到假目標(biāo)Tf上。拖引段的時間長度主要取決于需要造成的最大偏差δVmax和拖引的速度。7.1.2欺騙性干擾的效果度量

1.受欺騙概率Pf

Pf是在欺騙干擾作用下，雷達(dá)檢測跟蹤系統(tǒng)發(fā)生以假目標(biāo)當(dāng)做真目標(biāo)的概率。如果存在n個假目標(biāo)，則只要有一個假目標(biāo)被當(dāng)做真目標(biāo)，都會發(fā)生受欺騙的事件。如果將雷達(dá)對每個假目標(biāo)的檢測和識別都作為獨立事件，假設(shè)其對第i個假目標(biāo)的檢測概率為Pfi，則存在n個假目標(biāo)時的受欺騙概率為(7-14)

2.參數(shù)測量(跟蹤)誤差均值δVav和方差σ2V

參數(shù)測量誤差是一個統(tǒng)計量，δVav是指雷達(dá)檢測跟蹤的參數(shù)值與目標(biāo)真值之間的平均偏差，σ2V是偏差的平均起伏情況。根據(jù)欺騙干擾的第一種分類方法，δVav和σ2V還可以具體分為距離偏差均值δRav，方差σ2R；角度偏差均值δαav、δβav，方差σ2α、σ2β；速度偏差均值δfdav,方差

；圖像的相似度γ等。其中γ定義為(7-15)

7.2對雷達(dá)距離信息的欺騙

7.2.1雷達(dá)對目標(biāo)距離信息的檢測和跟蹤

1.脈沖包絡(luò)測距法

脈沖包絡(luò)測距法是最常用的雷達(dá)測距方法。典型的脈沖雷達(dá)測距原理如圖7-1所示。定時器產(chǎn)生周期為Tr的觸發(fā)脈沖信號①，它是距離測量的基準(zhǔn)(通常稱為零距離脈沖)。該信號分別送給雷達(dá)發(fā)射機(jī)的脈沖調(diào)制器、距離檢測跟蹤電路和雷達(dá)顯示器等。脈沖調(diào)制器在信號①作用下，產(chǎn)生大功率的調(diào)制脈沖②，在脈沖②的寬度范圍內(nèi)，射頻振蕩器產(chǎn)生大功率的射頻振蕩脈沖③，通過收發(fā)開關(guān)，由雷達(dá)天線輻射到指定空間。發(fā)射結(jié)束后，收發(fā)開關(guān)將天線聯(lián)通接收機(jī)，如果在該空間存在目標(biāo)，則目標(biāo)回波信號④將經(jīng)天線、收發(fā)開關(guān)、混頻、中放、包絡(luò)檢波、視頻放大成為視頻脈沖⑤，分別送給距離檢測、跟蹤電路和雷達(dá)顯示器，進(jìn)行目標(biāo)、目標(biāo)距離的檢測跟蹤和顯示等。圖中tr為收發(fā)脈沖包絡(luò)的遲延時間。圖7-1脈沖雷達(dá)的距離檢測、跟蹤原理雷達(dá)對目標(biāo)距離的檢測和跟蹤分為自動跟蹤、半自動跟蹤和人工跟蹤三種。

在跟蹤雷達(dá)中主要采用自動跟蹤。自動距離檢測和跟蹤電路的典型組成如圖7-2所示。當(dāng)前/后跟蹤波門②/③內(nèi)均未重合回波脈沖①時，電路處于搜索狀態(tài)。截獲電路控制轉(zhuǎn)換開關(guān)將搜索鋸齒電壓送給距離電壓積分器，距離電壓積分器的輸出為距離搜索電平⑨(該電壓變化很慢，近似為一直流電平)。定時脈沖加給距離波門產(chǎn)生電路，首先形成短周期的鋸齒電壓⑩。⑨、⑩信號經(jīng)過電壓比較器，當(dāng)電壓相等時形成波門觸發(fā)脈沖。經(jīng)過整形、遲延后輸出前/后跟蹤波門②/③。由于搜索電平是從低至高線性漸變的，因此在搜索狀態(tài)時的前/后跟蹤波門②/③也是由近至遠(yuǎn)勻速運(yùn)動的。當(dāng)跟蹤波門②/③與回波脈沖①重合時，截獲檢測控制轉(zhuǎn)換開關(guān)轉(zhuǎn)入跟蹤狀態(tài)。轉(zhuǎn)換開關(guān)將差壓檢波器的輸出信號⑧送給距離電壓積分器，前后跟蹤波門②/③在時間上分別選通輸入的回波脈沖信號①。前后波門積分器將波門內(nèi)選通的回波信號④、⑤能量轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的積分電平⑥、⑦。差壓檢波器取出二者的電平差⑧，通過轉(zhuǎn)換開關(guān)修正距離積分電壓⑨。電平差信號⑧的極性控制積分電壓的增減，它的絕對值控制增減的數(shù)量。⑨、⑩信號經(jīng)過電壓比較器，產(chǎn)生相等時刻的波門觸發(fā)脈沖，使波門產(chǎn)生器修正前后跟蹤波門的時間位置，直到波門的中心對準(zhǔn)回波脈沖的能量中心。此時差壓檢波器輸出⑧為零，距離電壓⑨保持不變，跟蹤波門②/③的位置達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。圖7-2自動距離跟蹤系統(tǒng)的原理方框圖

2.連續(xù)波調(diào)頻測距法

連續(xù)波調(diào)頻測距主要用于檢測和跟蹤近距離目標(biāo)。典型的鋸齒波調(diào)頻測距雷達(dá)系統(tǒng)組成如圖7-3所示，其收發(fā)信號的頻率調(diào)制如圖7-4所示。圖7-3連續(xù)波調(diào)頻測距雷達(dá)的典型組成圖7-4鋸齒波調(diào)頻測距雷達(dá)收發(fā)頻率當(dāng)雷達(dá)處于搜索狀態(tài)時，其發(fā)射信號頻率ft(t)按照調(diào)頻鋸齒波①周期T在[f0，f0+Δfm]區(qū)間內(nèi)逐漸變化,

(7-16)式中Δfm為調(diào)頻帶寬。經(jīng)過距離R的雙程傳播，回波信號②頻率為(7-17)收發(fā)信號下變頻后為輸出信號③，其頻率為收發(fā)頻差fc,(7-18)信號③送至通帶為[fi－Δfr/2，fi+Δfr/2]的中放。當(dāng)fc不在中放通帶內(nèi)時，中放沒有輸出，鋸齒波產(chǎn)生電路使鋸齒波①的周期T在[Tmin，Tmax]范圍內(nèi)逐漸變化，力求捕獲目標(biāo)回波信號；當(dāng)fc位于中放通帶內(nèi)時，鋸齒波產(chǎn)生電路使鋸齒波①的周期按照頻率誤差積分器的電壓進(jìn)行微調(diào)。此時，鑒頻器根據(jù)頻差fc偏離中心頻率的大小和方向輸出距離誤差信號④，經(jīng)過積分，產(chǎn)生鋸齒波周期的微調(diào)電壓，直到使fc=fi，誤差信號④為零，電路達(dá)到穩(wěn)定跟蹤狀態(tài)。典型的鑒頻電路和鑒頻特性如圖7-5所示。圖7-5典型的鑒頻電路和鑒頻特性在跟蹤穩(wěn)定狀態(tài)下，鋸齒波周期T與目標(biāo)距離R之間的關(guān)系為(7-19)在上述的連續(xù)鋸齒波調(diào)頻測距、跟蹤雷達(dá)中，由調(diào)頻周期T所確定的雷達(dá)目標(biāo)檢測跟蹤范圍[Rmin，Rmax]為(7-20)7.2.2對脈沖雷達(dá)距離信息的欺騙

1.距離假目標(biāo)干擾

距離假目標(biāo)干擾也稱為距離同步干擾。設(shè)R為真實目標(biāo)所在的距離，經(jīng)雷達(dá)接收機(jī)輸出的回波脈沖包絡(luò)時延tr=2R/c，Rf為假目標(biāo)的所在距離，則在雷達(dá)接收機(jī)內(nèi)干擾脈沖相對于雷達(dá)定時脈沖的時延為

(7-21)當(dāng)其滿足:(7-22)時，便形成距離假目標(biāo)，如圖7-6所示。tf通常由兩部分組成,(7-23)其中tf0是由雷達(dá)與干擾機(jī)之間距離Rj所引起的電波傳播遲延。在一般情況下，干擾機(jī)無法確定Rj，所以tf0是未知的，主要控制遲延Δtf。這就要求干擾機(jī)與被保護(hù)目標(biāo)之間具有良好的空間配合關(guān)系，將假目標(biāo)的距離Rf設(shè)置在合適的位置，避免發(fā)生假目標(biāo)Rf與真目標(biāo)距離R重合。因此，假目標(biāo)干擾多用于目標(biāo)的自衛(wèi)干擾，以便與自身目標(biāo)配合。由于自衛(wèi)干擾時的Δtf≥0，因此一般假目標(biāo)距離都會位于真目標(biāo)之后。圖7-6對脈沖雷達(dá)的距離假目標(biāo)干擾實現(xiàn)距離假目標(biāo)干擾的方法很多。圖7-7(a)為采用儲頻技術(shù)的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾機(jī)，由接收天線收到的雷達(dá)信號脈沖①經(jīng)帶通濾波器、定向耦合器分別送至儲頻電路和檢波、視放、門限檢測器；當(dāng)脈沖功率達(dá)到給定門限時，門限檢測器輸出啟動信號②，使儲頻電路對信號①取樣，并將所取樣本以一定的形式(模擬或數(shù)字)保存在儲頻電路中；啟動信號②同時還用作干擾控制電路的觸發(fā)信號；由干擾控制電路產(chǎn)生各遲延時間{tfi}ni=1的干擾調(diào)制脈沖③，按照脈沖列③重復(fù)取出儲頻器中保存的取樣信號①，送給末級功放輸出④，經(jīng)干擾發(fā)射天線輻射到空間。儲頻電路的工作原理可參見第8章。圖7-7脈沖雷達(dá)距離假目標(biāo)干擾的實現(xiàn)方法當(dāng)掃頻范圍[fjmin，fjmax]覆蓋雷達(dá)接收機(jī)通帶Δfr時，也可以形成距離假目標(biāo)干擾。如圖7-8所示，接收信號①經(jīng)帶通濾波、檢波視放、門限檢測輸出②，使干擾控制器輸出同步的掃頻鋸齒波③，在每個鋸齒波掃頻周期T中都將在雷達(dá)接收機(jī)中形成一個寬度為τ的干擾脈沖,(7-24)只要用接收到的雷達(dá)脈沖信號包絡(luò)同步掃頻鋸齒波電壓的起始點，就可以在雷達(dá)上形成與雷達(dá)脈沖重復(fù)周期同步的一串假目標(biāo)，且各假目標(biāo)的間隔與掃頻鋸齒波的各周期對應(yīng)。圖7-8同步鋸齒波掃頻形成的脈沖干擾

2.距離波門拖引干擾

距離波門拖引干擾的假目標(biāo)距離函數(shù)Rf(t)可用式(7-25)表示，其中R為目標(biāo)所在距離，v和a分別為勻速拖引時的速度和勻加速拖引時的加速度。(7-25)在自衛(wèi)干擾的條件下，R也就是目標(biāo)的所在距離。將式(7-25)轉(zhuǎn)換成為干擾機(jī)對收到的雷達(dá)照射信號進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)時延，則距離波門拖引干擾的轉(zhuǎn)發(fā)時延Δtf(t)為(7-26)當(dāng)t=t2時，距離偏差最大，也稱為最大拖引距離ΔRfmax(或最大轉(zhuǎn)發(fā)時延Δtfmax),(7-27a)(7-27b)實現(xiàn)距離波門拖引干擾的基本方法有射頻延遲方法和射頻儲頻方法。其中采用射頻延遲方法的干擾技術(shù)產(chǎn)生器如圖7-9所示。收到的雷達(dá)射頻信號①經(jīng)過定向耦合器，主路送給可編程遲延線L，輔路送給包絡(luò)檢波器。檢波器輸出信號經(jīng)過對數(shù)視放、門限檢測得到信號②，用作干擾控制器的觸發(fā)。干擾控制器根據(jù)式(7-26)產(chǎn)生時延為Δtf(t)的拖引干擾控制脈沖③，作為對末級功放的調(diào)制脈沖，同時也對可編程遲延線L發(fā)出遲延時間的控制字D[Δtf(t)],

圖7-9射頻延遲方法的距離波門拖引干擾技術(shù)產(chǎn)生器(7-28)其中Δt為數(shù)字式可編程遲延線的單位量化時間。經(jīng)遲延輸出的射頻脈沖與調(diào)制脈沖③同時到達(dá)末級功放，產(chǎn)生大功率的射頻拖引干擾脈沖④。數(shù)字式可編程遲延線L一般由微波開關(guān)和抽頭遲延線組成，圖7-10為其典型電路。圖中相鄰抽頭的遲延時間比為2，最小遲延時間為Δt，抽頭數(shù)為n，遲延時間控制字D[Δtf(t)]為nbit，可編程控制的最大遲延時間為

Δtfmax=Δt(2n－1)

(7-29)圖7-10可編程數(shù)字遲延線的典型組成常用的遲延線有同軸線，波導(dǎo)，表聲和體聲波器件，光纖等。其中表聲和體聲波器件、光纖延遲線的體積小，重量輕，遲延時間長，但需要經(jīng)過一定的電聲、聲電，電光、光電轉(zhuǎn)換，損耗較大，價格較高，適用于較長遲延時間使用。在許多干擾機(jī)中，距離拖引的時間是以Δt為單位離散變化的，為了防止其過大造成雷達(dá)距離跟蹤的中斷，一般要求Δt小于跟蹤波門寬度的1/3~1/2。

射頻存儲方法的距離拖引電路組成仍同圖7-7(a)。只是干擾控制電路按照式(7-26)產(chǎn)生干擾調(diào)制脈沖和干擾機(jī)的控制信號。7.2.3對連續(xù)波調(diào)頻雷達(dá)距離信息的欺騙

連續(xù)波調(diào)頻測距雷達(dá)的目標(biāo)距離信息來自于收發(fā)信號遲延tr，以及由tr引起的收發(fā)信號頻差fc。因此對連續(xù)波調(diào)頻測距雷達(dá)距離信息的欺騙可以采用對接收信號的頻移轉(zhuǎn)發(fā)和遲延轉(zhuǎn)發(fā)兩種干擾方式。

移頻轉(zhuǎn)發(fā)距離欺騙的原理主要是根據(jù)干擾樣式的要求，對接收到的雷達(dá)照射信號產(chǎn)生適當(dāng)?shù)念l移fcj，再將頻移后的干擾信號放大，轉(zhuǎn)發(fā)到雷達(dá)接收天線。主要干擾樣式分為距離假目標(biāo)干擾和距離波門拖引干擾。

1.距離假目標(biāo)干擾

設(shè)連續(xù)波調(diào)頻測距雷達(dá)如圖7-3所示，R為真目標(biāo)的所在距離，當(dāng)雷達(dá)捕獲和跟蹤該目標(biāo)后，其回波信號與當(dāng)前發(fā)射信號的頻差為fi，調(diào)頻鋸齒波的周期穩(wěn)定在(7-30)設(shè)fcj為干擾機(jī)對收到雷達(dá)照射信號頻率的移頻量，fcj>0，表示轉(zhuǎn)發(fā)頻率高于接收頻率，反之，fcj<0,則表示轉(zhuǎn)發(fā)頻率低于接收頻率;Rj為干擾機(jī)與雷達(dá)間的距離。當(dāng)雷達(dá)捕獲和跟蹤此干擾信號時，其調(diào)頻鋸齒波周期T′的穩(wěn)定條件是(7-31)即由空間傳播引起的頻差(接收信號頻率低于發(fā)射頻率)與移頻值之代數(shù)和等于頻差鑒頻器的中心頻率fi。求解式(7-31)，可得到此干擾條件下雷達(dá)穩(wěn)定的調(diào)頻周期T′和跟蹤的假目標(biāo)距離Rf為

(7-32)在自衛(wèi)干擾條件下，R=Rj，假目標(biāo)與真目標(biāo)的相對距離偏差δR/R為(7-33)采用移頻轉(zhuǎn)發(fā)干擾的干擾技術(shù)產(chǎn)生器組成如圖7-11所示，接收到的雷達(dá)信號通過移頻電路獲得移頻量fcj，再經(jīng)過功率放大后輸出。該干擾信號所引起的距離偏差δR/R可按式(7-33)計算。移頻電路的具體技術(shù)參見第8章。圖7-11移頻轉(zhuǎn)發(fā)干擾電路組成

2.距離波門拖引干擾

對連續(xù)波調(diào)頻測距雷達(dá)的距離波門拖引干擾是指干擾形成的假目標(biāo)距離滿足式(7-25)的要求，仍然可以采用圖7-11的移頻轉(zhuǎn)發(fā)干擾電路，使移頻量fcj按照式(7-34)變化:

(7-34)由于雷達(dá)探測目標(biāo)的距離信息都來自于回波信號時間遲延，因此對連續(xù)波雷達(dá)采用遲延轉(zhuǎn)發(fā)距離欺騙干擾的原理同脈沖雷達(dá)的一樣。但由于連續(xù)波雷達(dá)沒有脈沖調(diào)制的包絡(luò)，所以不能采用圖7-9那樣的脈沖包絡(luò)檢波器進(jìn)行時間同步，而需要利用圖7-12所示的窄帶濾波器和檢波輸出來測量調(diào)頻信號的周期T，從而估計遲延轉(zhuǎn)發(fā)干擾的效果。圖7-13為主要調(diào)制信號波形。

圖7-13主要調(diào)制信號波形圖7-12對調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)的遲延轉(zhuǎn)發(fā)欺騙干擾機(jī)組成接收天線輸出的信號通過帶通濾波器和定向耦合器分別送至遲延線和窄帶濾波器。窄帶濾波器的通帶位于雷達(dá)信號的調(diào)頻帶寬之內(nèi)，當(dāng)調(diào)頻信號經(jīng)過該帶寬時會輸出一個脈沖，脈寬為調(diào)頻信號在該窄帶內(nèi)的駐留時間。該脈沖經(jīng)過檢波、對數(shù)視放和門限檢測，用以測量當(dāng)前的調(diào)頻周期T，估計干擾效果。遲延線L仍然可以采用圖7-10的數(shù)字式可編程遲延線。當(dāng)轉(zhuǎn)發(fā)遲延時間為Δtf時，由空間傳播與遲延轉(zhuǎn)發(fā)引起的收發(fā)頻差fc為

(7-35)當(dāng)fc=fi時，雷達(dá)測距穩(wěn)定。代入式(7-35),可得此時的假目標(biāo)距離Rf為

(7-36)顯然，轉(zhuǎn)發(fā)遲延時間Δtf與距離偏差δR直接對應(yīng),(7-37)該結(jié)果與對脈沖雷達(dá)的干擾結(jié)果一致。采用遲延轉(zhuǎn)發(fā)方式對連續(xù)波調(diào)頻雷達(dá)產(chǎn)生距離假目標(biāo)干擾的原理同對脈沖雷達(dá)產(chǎn)生距離假目標(biāo)干擾的原理類似，不再贅述。

7.3對雷達(dá)角度信息的欺騙

7.3.1雷達(dá)對目標(biāo)角度信息的檢測和跟蹤

1.圓錐掃描角度跟蹤

暴露式圓錐掃描角度跟蹤系統(tǒng)的典型方框圖如圖7-14所示。其天線方向圖F(θ)的最大增益方向偏離瞄準(zhǔn)軸OA(等信號軸)的角度為θ0，且波束以角頻率Ωs圍繞軸OA旋轉(zhuǎn)，如圖7-15所示。假設(shè)目標(biāo)距離為R，偏離等信號方向的張角為θ、方向為f，則照射到目標(biāo)方向的雷達(dá)天線發(fā)射脈沖串為

(7-38)圖7-14暴露式圓錐掃描雷達(dá)的典型方框圖圖7-15暴露式圓錐掃描雷達(dá)的天線調(diào)制接收到的目標(biāo)回波信號也將受到接收天線的圓錐掃描調(diào)制，如果忽略雷達(dá)天線與目標(biāo)之間電波傳播時間里波束掃描的微小變化，可得到雷達(dá)接收信號為

(7-39)式中η為傳播衰減。sr(t)經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)、包絡(luò)檢波和峰值檢波后的輸出信號se(t)為(7-40)K為幅度常數(shù)。將天線方向圖在θ0方向展開冪級數(shù)，并取一階近似,(7-41)將近似式(7-41)代入式(7-40),

(7-42)經(jīng)過對頻率Ωs的選頻放大器，取出se(t)中的Ωs基頻項,(7-43)分別與圖7-16的相位檢波器進(jìn)行相位檢波。兩路相位檢波器的基準(zhǔn)電壓Uref(t)分別取自基準(zhǔn)電壓發(fā)生器的輸出信號cosΩst和sinΩst，再由低通濾波器取出其中的低頻分量，則(7-44)圖7-16相位檢波與低通濾波器式中,Kd為相位檢波器的增益，Uα、Uβ分別作為方位和高低角的跟蹤誤差信號，并驅(qū)動天線朝誤差信號減小的方向運(yùn)動，直到將等信號方向?qū)?zhǔn)目標(biāo)。采用高斯天線方向圖函數(shù)時，

(7-45)如果發(fā)射波束不掃描，只讓接收天線波束進(jìn)行掃描，則稱為隱蔽圓錐掃(一般收發(fā)天線不再共用)，此時接收信號近似為(7-46)其方位和高低角的跟蹤誤差信號為(7-47)比較式(7-44)與式(7-47)，隱蔽圓錐掃僅僅使角度誤差信號產(chǎn)生的斜率降低為暴露式圓錐掃的1/2。

2.線性掃描角跟蹤系統(tǒng)

一維線性掃描角度跟蹤系統(tǒng)的典型組成方框圖和波束掃描方式如圖7-17所示，其收發(fā)天線波束指向以T為周期、Ωs為角速度在區(qū)間[θmin，θmax]內(nèi)勻速掃描。由于其波束掃描信息也表現(xiàn)在發(fā)射信號中，也稱為暴露式線性掃描。若以每次掃描的起始時刻t0為基準(zhǔn)，忽略目標(biāo)回波傳播時間內(nèi)天線掃描引起角度的微小變化，則接收信號sr(t)將受到天線一維線性掃描的調(diào)制,

(7-48)sr(t)經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)、包絡(luò)檢波和峰值檢波后的輸出信號se(t)為(7-49)圖7-17一維線性掃描雷達(dá)角度跟蹤系統(tǒng)方框圖與掃描示意圖在首次由信號sr(t)檢測到目標(biāo)回波時，角度跟蹤電路開始工作，記下此時刻t1，并在t1+τc時刻前后形成一對時間寬度均為τc的前后跟蹤波門，隨后轉(zhuǎn)入對該信號的角度跟蹤，如圖7-18所示。圖7-18線性掃描雷達(dá)的角度跟蹤電路

在角度跟蹤過程中，通過前后跟蹤波門選通、積分電路對前后跟蹤波門內(nèi)收到的目標(biāo)回波掃描包絡(luò)信號能量進(jìn)行積分，形成前后波門內(nèi)的能量:(7-50)并以積分電平差EF－EA作為角度誤差，控制前后波門中心t1對準(zhǔn)目標(biāo)回波信號的能量中心時刻。當(dāng)誤差信號為零時，目標(biāo)所在角度θ與t1時間的關(guān)系為

θ=θmin+Ωst1

(7-51)如果雷達(dá)發(fā)射天線的波束不作掃描，而只有其接收天線進(jìn)行線性掃描，則稱為隱蔽線性掃描(一般收發(fā)天線不再共用)，此時的接收信號近似為

(7-52)經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)、包絡(luò)檢波和峰值檢波后的輸出信號se(t)為(7-53)式中FT(θ)為發(fā)射天線的方向圖函數(shù)。除了誤差信號的調(diào)制度略微減小外，其它電路的組成和工作原理與暴露式線性掃描雷達(dá)的相同。

3.單脈沖角度跟蹤

根據(jù)所用幅相信息的不同，常用的單脈沖角度跟蹤系統(tǒng)主要為振幅和差、相位和差兩種形式。典型的單平面振幅和差單脈沖雷達(dá)組成和工作原理如圖7-19所示。天線1、2的方向圖如圖7-20所示，θ0為兩波束最大增益方向與等信號方向的夾角，θ為目標(biāo)回波方向與等信號方向的張角，兩天線收到的目標(biāo)回波信號功率分別為

(7-54)圖7-19單平面振幅和差單脈沖雷達(dá)組成圖7-20天線波束與和差波束形成經(jīng)過波束形成網(wǎng)絡(luò)，得到的和差信號為(7-55)EΣ、EΔ分別經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)、相位檢波后的輸出信號se(t)為(7-56)仍然采用式(7-41)天線方向圖的近似:(7-57)典型的單平面相位和差單脈沖雷達(dá)的組成和工作原理如圖7-21所示。天線1、2具有相同的振幅方向圖F(θ)，天線間距為d，目標(biāo)回波方向與天線法線方向的張角為θ，兩天線收到的目標(biāo)回波信號分別為(7-58)式中。經(jīng)過波束形成網(wǎng)絡(luò)，得到的和差信號為(7-59)EΣ、EΔ分別經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)、相位檢波后的輸出信號為圖7-21單平面相位和差單脈沖雷達(dá)的組成(7-60)由于

，因而式(7-60)可近似為(7-61)該誤差信號經(jīng)過積分、放大，驅(qū)動天線向誤差信號減小的方向運(yùn)動，直到將兩天線的法線方向?qū)?zhǔn)目標(biāo)。7.3.2對圓錐掃描雷達(dá)角度信息的欺騙干擾

1.倒相干擾與倒相方波干擾

由于暴露式圓錐掃描角度跟蹤系統(tǒng)的收發(fā)天線是共用的，因此圓錐掃描信息或者誤差信號包絡(luò)也表現(xiàn)在其發(fā)射信號中，比較容易被雷達(dá)偵察機(jī)檢測和識別出來，所以對暴露式圓錐掃描角度跟蹤系統(tǒng)的主要干擾樣式是采用倒相干擾與倒相方波干擾。倒相干擾的干擾機(jī)組成如圖7-22所示。暴露式圓錐掃描雷達(dá)的發(fā)射信號①經(jīng)干擾機(jī)接收天線送至低噪聲放大/定向耦合器。定向耦合器的主路輸出送給前級功放，輔路輸出經(jīng)包絡(luò)檢波、視放、峰值檢波、選頻放大，輸出誤差信號包絡(luò)②，將誤差信號包絡(luò)倒相，形成倒相方波信號③，經(jīng)過功率驅(qū)動，用作末級功放的振幅調(diào)制。這種調(diào)制方式稱為倒相方波干擾，如果用信號②倒相后的正弦波對末級功放調(diào)幅，則稱為倒相干擾。由于倒相方波的基波分量就是倒相正弦波，其基波的有效功率是倒相正弦波有效功率的1.62倍，且通斷性的方波調(diào)制比振幅連續(xù)性的正弦調(diào)制易于實現(xiàn)。因此在實際工程中幾乎都采用倒相方波干擾。功放輸出的射頻信號④經(jīng)干擾機(jī)的發(fā)射天線輻射到空間。圖7-22倒相方波干擾機(jī)組成與工作原理通常將倒相方波干擾的干擾機(jī)配置在目標(biāo)上，雷達(dá)發(fā)射信號st(t)仍可用式(7-38)表示，轉(zhuǎn)發(fā)干擾發(fā)射信號為

(7-62)進(jìn)入雷達(dá)接收機(jī)的干擾信號Uj′(t)也將受到雷達(dá)接收天線圓錐掃描的包絡(luò)調(diào)制，(7-63)Uj′(t)將與式(7-39)的目標(biāo)回波信號一起經(jīng)過混頻、中放(包括AGC控制)、脈沖包絡(luò)檢波和峰值檢波，在忽略其中非線性交調(diào)的條件下，輸出信號se(t)近似為(7-64)

仍將天線方向圖采用冪級數(shù)近似，且設(shè)Ωs′=Ωs，se(t)通過選頻放大器，其輸出信號為(7-65)經(jīng)相位檢波后輸出的方位角和高低角誤差信號分別為(7-66)圓錐掃描雷達(dá)天線穩(wěn)定跟蹤時的指向θ應(yīng)達(dá)到兩維角誤差信號為0，由此解得(7-67)式中J/S為雷達(dá)接收機(jī)輸入端的干擾信號與目標(biāo)回波信號的功率比(干信比)。在倒相方波干擾時，

,代入式(7-67),可得(7-68)對于高斯天線方向圖，μ=2.8(θ0/θ20.5)，代入式(7-68),可得(7-69)如果等信號方向為半功率點θ0=θ0.5/2，則θ=θ0.5/1.4。實際干擾機(jī)中經(jīng)常用倒相方波代替倒相正弦波，稱為倒相方波干擾。由于相同幅度方波的基頻分量是正弦波的1.27倍，等效于式(7-67)中的mj=1.27，其余參數(shù)與倒相正弦波干擾的相同，代入式(7-67)，可得(7-70)

2.隨機(jī)方波干擾

對于圓錐掃描角跟蹤雷達(dá)，倒相方波干擾是一種行之有效的干擾方法，但其需要檢測雷達(dá)天線當(dāng)前波束掃描位置信息。對于暴露式圓錐掃描雷達(dá)，該信息來源于雷達(dá)發(fā)射信號的圓錐掃描調(diào)制，而當(dāng)雷達(dá)采用隱蔽圓錐掃描方式工作時，由于干擾機(jī)無法確定其當(dāng)前的錐掃頻率Ωs和相位f，只能就該雷達(dá)可能使用的錐掃頻率范圍[Ωsmin，Ωsmax]，實施隨機(jī)方波調(diào)幅干擾，其中方波的基頻范圍與[Ωsmin，Ωsmax]一致。根據(jù)上述圓錐掃描雷達(dá)角度跟蹤的原理，其錐掃頻率的選頻放大器通帶B一般只有幾弧度，只有當(dāng)方波基頻Ωs′與錐掃頻率Ωs非常接近時，干擾信號才能通過選頻放大器。因此當(dāng)干擾信號的基頻在[Ωsmin，Ωsmax]內(nèi)均勻分布時，隨機(jī)方波干擾相當(dāng)于是對錐掃頻率范圍的阻塞干擾，落入雷達(dá)角度跟蹤系統(tǒng)帶內(nèi)的有效干擾功率和干信比J/S將下降為原來的1/K,

(7-71)此外，由于Ωs′≈Ωs，將使天線波束的指向θ受到頻差的調(diào)制而不穩(wěn)定：(7-72)θ(t)的分布區(qū)間為[0.θmax]，其中(7-73)

3.掃頻方波干擾

使干擾調(diào)制方波的基頻以掃頻速度a周期性地從Ωsmin到Ωsmax逐漸變化，稱為掃頻方波干擾。掃頻周期T為

(7-74)由于在每個周期內(nèi)都將形成一次近似為倒相方波干擾的條件，從而使雷達(dá)角度跟蹤出現(xiàn)周期性的不穩(wěn)，其最大偏差仍可按式(7-73)計算，掃頻周期時間內(nèi)造成雷達(dá)跟蹤嚴(yán)重不穩(wěn)定的時間tj為(7-75)

4.掃頻鎖定干擾

掃頻鎖定干擾是掃頻干擾的改進(jìn)，其初始時刻的干擾形式同掃頻干擾，但在實施掃頻干擾的同時，還需要通過偵察接收機(jī)監(jiān)測被干擾雷達(dá)發(fā)射信號的功率變化。由于掃頻方波基頻接近隱蔽圓錐掃描頻率時，雷達(dá)接收天線的指向?qū)⒊霈F(xiàn)嚴(yán)重的不穩(wěn)，與接收天線同步運(yùn)動的發(fā)射天線信號功率也將出現(xiàn)相應(yīng)的不穩(wěn)定變化，偵察接收機(jī)監(jiān)測到這種變化后，立即停止調(diào)制方波的基頻變化，并且繼續(xù)采用該基頻方波(鎖定)對干擾機(jī)的末級功放實施固定頻率的通斷調(diào)制。7.3.3對線性掃描雷達(dá)角度信息的欺騙干擾

1.角度波門挖空干擾

暴露式線性掃描角度跟蹤系統(tǒng)天線掃描調(diào)制的包絡(luò)也表現(xiàn)在其發(fā)射信號中，比較容易被雷達(dá)偵察機(jī)檢測和識別出來，所以對暴露式線性掃描角跟蹤系統(tǒng)的主要干擾樣式為角度波門挖空干擾。其干擾機(jī)組成和干擾控制電路加給末級功放的調(diào)制信號波形如圖7-23(a)和(b)所示。角度波門挖空干擾與倒相方波干擾的主要差別是加給末級功放的調(diào)制信號。低噪聲放大、定向耦合器的輔路輸出經(jīng)包絡(luò)檢波、視放、峰值檢波、低頻放大，輸出天線掃描包絡(luò)調(diào)制信號②，將包絡(luò)信號②限幅、整形，成為干擾機(jī)選通干擾方波③。方波的有效時間T取決于接收信號的功率和門限檢測電平UT，適當(dāng)降低UT有利于增加角度誤差的范圍。若以半功率波束寬度定義檢測門限，則

(7-76)圖7-23角度波門挖空干擾的干擾機(jī)組成與調(diào)制波形方波③經(jīng)過干擾控制電路，產(chǎn)生挖空干擾方波④，用作對末級功放的通斷調(diào)制。功放輸出的射頻信號⑤經(jīng)干擾機(jī)的發(fā)射天線輻射到空間。挖空干擾方波④是在干擾方波的有效時間T內(nèi)(高電平)產(chǎn)生一個寬度為τ的空缺(低電平)，τ=T/4~T/5，該空缺的位置和變化將影響波門對目標(biāo)回波角度包絡(luò)跟蹤時的能量中心。設(shè)空缺的時間中心與T方波中心的時間差為δt，角度波門挖空干擾時，δt是以周期T為變化的函數(shù)，其表達(dá)式(挖空拖引函數(shù))如下:(7-77)其中a的正負(fù)對應(yīng)于拖引的方向，a的絕對值對應(yīng)于拖引的速度vθ,

(7-78)拖引期結(jié)束時，空缺最多移到方波的邊緣，即(7-79)由此可求得拖引期的時間為(7-80)角度波門挖空干擾引起線性掃描角跟蹤系統(tǒng)的最大跟蹤誤差為(7-81)

2.角度波門拖引干擾

對暴露式線性掃描角度跟蹤系統(tǒng)的角度波門拖引干擾

的干擾機(jī)組成同圖7-23(a)，加給末級功放的調(diào)制信號波形

如圖7-24所示。在挖空干擾的選通方波中產(chǎn)生一個寬度

為τ的干擾時間段用作末級功放的振幅調(diào)制，并且以該時

間段在T內(nèi)的位置和變化改變角度跟蹤波門的中心。設(shè)

該時間段中心與T方波中心的時間差為δt，則角度波門拖

引干擾時的表達(dá)式同式(7-77)，其它干擾參數(shù)計算與角度

波門挖空干擾的計算一致。圖7-24角度波門拖引干擾波形

3.隨機(jī)方波與掃頻方波干擾

當(dāng)雷達(dá)采用隱蔽線掃時，由于無法保證干擾的欺騙調(diào)制與雷達(dá)接收天線的掃描同步，不便使用角度波門挖空干擾或角度波門拖引干擾，此時隨機(jī)方波干擾或掃頻方波干擾就是一種常用的干擾樣式。針對線性掃描雷達(dá)多為邊掃邊跟工作的特點，方波周期的下限Tmin和上線Tmax分別取為(7-82)隨機(jī)方波干擾和掃頻方波干擾對隱蔽線掃雷達(dá)的干擾為角度誤差信息的雜亂方波擾動，其效果是造成雷達(dá)角度跟蹤系統(tǒng)工作狀態(tài)的不穩(wěn)定和跟蹤誤差的隨機(jī)起伏。7.3.4對單脈沖雷達(dá)角度信息的欺騙干擾

1.非相干干擾

單脈沖角度跟蹤系統(tǒng)具有良好的抗單點源干擾的能力，非相干干擾是在單脈沖雷達(dá)的分辨角內(nèi)設(shè)置兩個或兩個以上的干擾源，它們到達(dá)雷達(dá)接收天線口面的信號沒有穩(wěn)定的相位關(guān)系(非相干)。在單平面內(nèi)非相干干擾的原理如圖7-23所示，單平面內(nèi)雷達(dá)接收波束1、2收到兩個干擾源J1、J2的信號分別為

(7-83)式中,分別為J1、J2的信號幅度。經(jīng)過波束形成網(wǎng)絡(luò)，得到和差信號EΣ、EΔ為

(7-84)EΣ、EΔ分別經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)，再經(jīng)過相位檢波、誤差積分(低通濾波)后的輸出角度誤差信號se(t)為(7-85)式中K為系統(tǒng)的振幅響應(yīng)。代入式(7-41)天線方向圖的近似式，可得

(7-86)設(shè)J1、J2的功率比為

，當(dāng)誤差信號se(t)=0時，跟蹤天線的指向角為(7-87)式(7-87)表明：在非相干干擾條件下，單脈沖雷達(dá)的天線指向位于干擾源之間的能量質(zhì)心處。

1)同步閃爍干擾

由J1、J2配合，輪流通斷干擾，使J1、J2的功率比b2按照周期T變化:(7-88)周期T的時間一般為1~6s，造成雷達(dá)跟蹤天線的指向在J1、J2之間來回擺動。除了可以采用J1、J2配合以外，也可以采用目標(biāo)與其附近的干擾機(jī)配合。由于干擾的功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波，因此只要周期性地通斷干擾機(jī)，也可以起到同步閃爍干擾的效果，而且簡化了同步配合的要求。

2)誤引干擾

由干擾機(jī)組{Ji}ni=1配合，分布在預(yù)定的誤引方向上，如圖7-25所示，其中任意兩部相鄰干擾機(jī)相對于雷達(dá)的張角均小于雷達(dá)的角度分辨力。實施干擾時，首先由J1開機(jī)干擾，誘使雷達(dá)跟蹤J1，然后J2開機(jī)干擾，誘使雷達(dá)跟蹤J1、J2質(zhì)心，再使J1關(guān)機(jī)，誘使雷達(dá)跟蹤J2，以后J3開機(jī)干擾，如此繼續(xù)，直到關(guān)機(jī)，誘使雷達(dá)跟蹤到預(yù)定的誤引方向。誤引干擾主要用于保護(hù)重要的目標(biāo)免遭末制導(dǎo)雷達(dá)和反輻射導(dǎo)彈的攻擊。圖7-25誤引干擾的配置示意圖

3)異步閃爍干擾

由J1、J2按照各自的控制邏輯交替通斷干擾機(jī)。由于J1、J2是異步通斷的，將形成以下四種組合狀態(tài)：

(1)J1、J2同時工作，誘使雷達(dá)跟蹤能量質(zhì)心；

(2)J1、J2同時關(guān)閉，雷達(dá)跟蹤信號消失，轉(zhuǎn)而重新捕獲目標(biāo)；

(3)J1工作，J2關(guān)閉，誘使雷達(dá)跟蹤J1；

(4)J2工作，J1關(guān)閉，誘使雷達(dá)跟蹤J2。

顯然，如果各干擾機(jī)的通斷比均為50%，則上述四種狀態(tài)是等概率的，雷達(dá)跟蹤狀態(tài)將直接受到上述狀態(tài)的影響，不能準(zhǔn)確跟蹤目標(biāo)。

2.相干干擾

在圖7-25所示的條件下，如果J1、J2到達(dá)雷達(dá)天線口面的信號具有穩(wěn)定的相位關(guān)系(相位相干)，則稱為相干干擾。設(shè)為雷達(dá)天線處J1、J2信號的相位差，雷達(dá)接收波束1、2接收J(rèn)1、J2兩干擾源的信號分別為

(7-89)通過波束形成網(wǎng)絡(luò)，得到E1、E2的和差信號EΣ、EΔ分別為(7-90)EΣ、EΔ分別經(jīng)混頻、中放(包括AGC控制)，再經(jīng)過相位檢波、誤差積分(低通濾波)后的輸出誤差信號為

(7-91)代入式(7-41)天線方向圖的近似式，設(shè)

，則(7-92)當(dāng)誤差信號se(t)=0時，跟蹤天線的指向角θ為(7-93)相干干擾可以形成很大的角度測量和跟蹤誤差，該誤差可以偏出兩個干擾源實際的張角之外，這是非相干干擾不能達(dá)到的。實現(xiàn)相干干擾的主要技術(shù)難度是保證J1、J2的信號在雷達(dá)天線口面處于穩(wěn)定的反相。一般需要采用圖7-27所示的收發(fā)互補(bǔ)型天線，其中接收天線R1與發(fā)射天線J2處于同一位置，接收天線R2與發(fā)射天線J1處于同一位置，并在其中一路插入了相移π。工作時還需要保證兩路射頻通道寬帶內(nèi)的相位一致性。圖7-26相干干擾時θ與b、f的關(guān)系圖7-27互補(bǔ)反相型收發(fā)天線的配置

3.交叉極化干擾

設(shè)γ為雷達(dá)信號的主極化方向，圖7-28(a)為單平面內(nèi)主極化的天線方向圖，其中等信號方向與雷達(dá)跟蹤方向一致。γ+π/2為交叉極化方向，圖7-28(b)為單平面內(nèi)交叉極化的方向圖，它的等信號方向與跟蹤方向之間存在著δθ偏差。圖7-28雷達(dá)天線主極化與正交極化的等信號方向在相同入射場強(qiáng)時，雷達(dá)天線對主極化電場的輸出功率為PM，對交叉極化電場的輸出功率為PC，它們之間的比值稱為天線的極化抑制比A，即

(7-94)交叉極化干擾正是利用雷達(dá)天線極化對交叉極化信號固有的跟蹤偏差δθ，發(fā)射交叉極化的干擾信號到達(dá)雷達(dá)天線，造成雷達(dá)天線的跟蹤誤差。設(shè)At、Aj分別為雷達(dá)天線處的目標(biāo)回波信號振幅和干擾信號振幅，β為干擾信號極化方向與主極化方向的夾角，且干擾源與目標(biāo)位于相同的方向，則雷達(dá)在主極化和交叉極化方向收到的信號功率PM、PC分別為(7-95)雷達(dá)天線跟蹤的方向θ近似為主極化與交叉極化兩個等信號方向的能量質(zhì)心,(7-96)由于雷達(dá)天線的極化抑制比A通常都在102以上，因此在交叉極化干擾時不僅要求盡可能嚴(yán)格地保持正交β=π/2，而且要盡可能將目標(biāo)回波拖出跟蹤波門，相當(dāng)于b→∞，或有很強(qiáng)的干信比b2。盡管單脈沖雷達(dá)在角度上具有較高的抗單點源干擾的能力，但是在一定情況下，其角度跟蹤往往還需要在距離、速度上首先完成檢測、跟蹤，還需要接收機(jī)提供一個穩(wěn)定的信號電平，而其距離、速度檢測跟蹤、AGC控制等電路與普通雷達(dá)沒有明顯差別，一旦遭到破壞，也都會不同程度地影響角度跟蹤的效果。因此對單脈沖雷達(dá)系統(tǒng)的干擾也可以避開其在角度上抗單點源干擾方面的優(yōu)勢，轉(zhuǎn)而干擾其抗干擾能力比較薄弱的距離、速度檢測跟蹤電路和AGC控制電路等，達(dá)到事半功倍的效果。

7.4對雷達(dá)速度信息的欺騙

7.4.1雷達(dá)對目標(biāo)速度信息的檢測和跟蹤

雷達(dá)對目標(biāo)速度信息的檢測和跟蹤主要是根據(jù)雷達(dá)接收到的目標(biāo)回波信號與雷達(dá)發(fā)射信號之間的頻率差fd，該頻率差通常稱作多普勒頻率。常用的速度檢測和跟蹤方法有：連續(xù)波測速跟蹤和脈沖多普勒測速跟蹤。

1.連續(xù)波測速跟蹤

主動式連續(xù)波測速與速度跟蹤系統(tǒng)的典型方框圖如圖7-29所示。基準(zhǔn)信號st(t)為雷達(dá)發(fā)射信號,

st(t)=Aej(ωt+f)

(7-97)

式中，ω為發(fā)射信號的載波頻率，目標(biāo)回波信號sr(t)為(7-98)圖7-29主動式連續(xù)波速度跟蹤系統(tǒng)典型方框圖式中,Ft(θ)、Fr(θ)分別為雷達(dá)收發(fā)天線的方向圖函數(shù)，θ為目標(biāo)方向，η為傳播衰減，R為目標(biāo)距離。當(dāng)目標(biāo)從初始距離R0以徑向速度vr向雷達(dá)運(yùn)動時，R=R0－vrt。st(t)、sr(t)與同一本振頻率fL1進(jìn)行混頻，并通過各自的中放通道，其輸出信號頻率分別為(7-99)式中fi為第一中頻頻率。兩通道中頻信號進(jìn)行第二次混頻，取出多普勒頻率fd信號送入對預(yù)定目標(biāo)的速度跟蹤電路(7-100)速度跟蹤電路的基本組成如圖7-30所示，第二次混頻的輸出信號fd與頻率為fL的VCO本振信號進(jìn)行第三次混頻，輸出信號經(jīng)過窄帶濾波器送給截獲電路。窄帶濾波器和誤差鑒頻器的中心頻率均為fI，帶寬為Δf，當(dāng)?shù)谌位祛l輸出信號頻率滿足:時，差頻f通過窄帶濾波器，截獲電路使截獲開關(guān)斷開搜索鋸齒波，速度跟蹤電路進(jìn)入跟蹤狀態(tài)。在速度跟蹤狀態(tài)下，鑒頻器將差頻f－fI轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的速度跟蹤誤差電壓u,典型的鑒頻器和鑒頻特性如圖7-5所示，只是將圖7-5中鑒頻器中心頻率從fi變?yōu)閒I。鑒頻誤差電壓u通過誤差電壓積分器，產(chǎn)生跟蹤狀態(tài)時VCO的調(diào)諧電壓U(t),

式中h(t)為積分器的傳遞函數(shù)。U(t)通過截獲開關(guān)調(diào)整VCO頻率fL，達(dá)到誤差f－fI=0的穩(wěn)定跟蹤狀態(tài)。如果在上述跟蹤過程中，差頻信號突然消失(窄帶濾波器沒有輸出信號)，并且消失時間超過接收機(jī)和速度跟蹤電路的等待時間(包括AGC電路從低增益狀態(tài)到高增益狀態(tài)的恢復(fù)時間)，則截獲電路使截獲開關(guān)發(fā)生轉(zhuǎn)換，速度跟蹤電路將重新轉(zhuǎn)入搜索狀態(tài)，即截獲開關(guān)將用搜索鋸齒波控制VCO的頻率調(diào)諧，直到再次捕獲新的差頻信號。圖7-30速度跟蹤電路組成半主動式連續(xù)波測速與速度跟蹤系統(tǒng)的典型方框圖如圖7-31所示，收發(fā)信號是異地工作的，基準(zhǔn)信號st(t)為接收天線B收到的雷達(dá)照射信號，忽略照射天線的方向性，st(t)為(7-104)式中,R1為天線B與照射雷達(dá)間的距離，θB為天線B的指向，F(xiàn)B(θB)為天線B的方向響應(yīng)。sr(t)為雷達(dá)照射到目標(biāo)，由目標(biāo)散射到天線A，再被天線A接收到的目標(biāo)回波信號，(7-105)式中，F(xiàn)A(θA)為天線A的方向響應(yīng)，R2為目標(biāo)到天線A的距離，R為目標(biāo)與照射雷達(dá)的距離，η為傳播的相對振幅衰減。半主動式連續(xù)波雷達(dá)sr(t)與st(t)的多普勒頻率是三者距離變化率(徑向速度)的函數(shù)，圖7-31半主動式連續(xù)波測速跟蹤系統(tǒng)方框圖(7-106)半主動式連續(xù)波測速、速度跟蹤系統(tǒng)的電路組成和工作原理與主動式的相同，不再贅述。

2.脈沖多普勒測速跟蹤

脈沖多普勒雷達(dá)測速與速度跟蹤系統(tǒng)的典型方框圖如圖7-32所示。其中，作為基準(zhǔn)的本振信號sL(t)和中頻相干振蕩器信號sc(t)與發(fā)射信號st(t)不僅保持十分準(zhǔn)確的頻率關(guān)系:(7-107)|fL－ft|≡fc而且保持十分穩(wěn)定的相位關(guān)系。式中fL、ft、fc分別為本振、發(fā)射與相干振蕩信號的頻率。雷達(dá)發(fā)射信號為相干脈沖列,即(7-108)目標(biāo)回波信號sr(t)為(7-109)sr(t)與本振信號sL(t)混頻，輸出中頻信號sI(t)為圖7-32脈沖多普勒雷達(dá)速度跟蹤系統(tǒng)的典型方框圖

sI(t)與sc(t)進(jìn)行正交相干檢波，得到幅度受頻差調(diào)制的正交相干脈沖列再對本次天線掃描過程中，目標(biāo)所在空間單元(方位、仰角和距離)處的相干脈沖列進(jìn)行峰值檢波。當(dāng)雷達(dá)的脈沖重復(fù)頻率Fr>2|fd|時，可以無模糊地恢復(fù)連續(xù)的正交多普勒頻率信號IL(t)、QL(t)，如圖7-33所示。(7-112)圖7-33正交相干脈沖列示意圖此后的速度跟蹤電路與連續(xù)波時的情形完全相同，但一般的模擬信號處理往往只需要其中的一路信號IL(t)或QL(t)。隨著現(xiàn)代數(shù)字信號處理技術(shù)的發(fā)展，對于相干檢波后I(t)、Q(t)信號的檢測和跟蹤主要采用數(shù)字信號處理技術(shù)，首先對目標(biāo)所在距離單元R處的模擬信號經(jīng)ADC將其數(shù)字化(7-113)Δu為單位量化電壓。然后對存在目標(biāo)的復(fù)序列{I(n)，Q(n)}n進(jìn)行FFT譜分析、檢測和跟蹤。數(shù)字處理方法等效于采用了一組并行的窄帶濾波器覆蓋整個需要檢測的多普勒頻率范圍，如圖7-34所示。圖7-34數(shù)字處理的多普勒濾波器組其中，N為天線波束在目標(biāo)空間獲得的相干脈沖數(shù)量(脈沖積累數(shù))，F(xiàn)r為雷達(dá)的脈沖重復(fù)頻率(Fr=1/Tr)。頻率分辨力Δf(也是窄帶濾波器的等效帶寬)為(7-114)因此數(shù)字處理不僅提高了速度檢測、跟蹤的精度，而且便于實現(xiàn)對同一空間中多目標(biāo)的識別和分辨，以及對多目標(biāo)的同時檢測和跟蹤。7.4.2對測速跟蹤系統(tǒng)的欺騙干擾

1.速度波門拖引干擾

速度波門拖引干擾的基本原理是：首先轉(zhuǎn)發(fā)與目標(biāo)回波具有相同多普勒頻率fd的干擾信號，且干擾信號的能量大于目標(biāo)回波，使雷達(dá)的速度跟蹤電路能夠捕獲目標(biāo)與干擾的多普勒頻率fd。AGC電路按照干擾信號的能量控制雷達(dá)接收機(jī)的增益，此段時間稱為停拖期，時間長度約為0.5~2s(略大于速度跟蹤電路的捕獲時間)；然后使干擾信號的多普勒頻率fdj逐漸與目標(biāo)回波的多普勒頻率fd分離，分離的速度vf(Hz/s)不大于雷達(dá)可能跟蹤的目標(biāo)最大加速度a，即

(7-115)由于干擾能量大于目標(biāo)回波，將使雷達(dá)的速度跟蹤電路跟蹤在干擾的多普勒頻率fdj上，造成速度信息的錯誤。此段時間稱為拖引期，時間長度t2－t1按照fdj與fd的最大頻差δfmax計算:(7-116)當(dāng)fdj與fd的頻率差達(dá)到δfmax后，關(guān)閉干擾機(jī)。由于被跟蹤的信號突然消失，且消失的時間(也就是干擾機(jī)關(guān)閉的時間)大于速度跟蹤電路的等待時間和AGC電路的恢復(fù)時間(約為0.5~2s),速度跟蹤電路將重新轉(zhuǎn)入搜索狀態(tài)。在速度波門拖引干擾中，干擾信號多普勒頻率fdj的變化過程如下:(7-117)vf的正負(fù)取決于拖引的方向(也是假目標(biāo)加速度的方向)。對連續(xù)波測速雷達(dá)進(jìn)行速度波門拖引干擾的干擾機(jī)組成如圖7-35(a)所示。接收天線A收到的雷達(dá)發(fā)射信號經(jīng)帶通濾波器和定向耦合器分別送給載頻移頻電路和雷達(dá)信號檢測電路，其中雷達(dá)信號檢測電路的作用是檢測和識別連續(xù)波雷達(dá)信號，判斷其威脅程度，并作出對該雷達(dá)的干擾決策，將決策結(jié)果傳送到干擾控制器。干擾控制器按照干擾決策制定干擾樣式和干擾參數(shù)，并給載頻移頻電路提供實時控制信號。載頻移頻電路根據(jù)實時控制信號完成對輸入射頻信號的移頻調(diào)制，并將經(jīng)過移頻調(diào)制后的信號輸出給末級功放。通過干擾發(fā)射天線B將大功率的干擾信號輻射到空間。載頻移頻電路的組成和工作原理可參見第8章內(nèi)容。圖7-35速度波門拖引干擾的干擾機(jī)組成圖7-36多路假多普勒頻率干擾的干擾機(jī)組成

2.假多普勒頻率干擾

假多普勒頻率干擾的原理是：根據(jù)收到的雷達(dá)信號，同時轉(zhuǎn)發(fā)與目標(biāo)回波多普勒頻率fd不同的若干個干擾信號頻率{fdji}ni=1，使雷達(dá)的速度跟蹤電路可同時檢測到多個不同多普勒頻率的信號。如果干擾信號功率遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波信號功率，則由于AGC響應(yīng)大信號，將使雷達(dá)難以檢測到功率較小的目標(biāo)信號及其多普勒頻率fd，并造成其檢測跟蹤的錯誤。假多普勒頻率干擾的干擾機(jī)組成如圖7-36所示，與速度波門拖引干擾時的主要差別是當(dāng)需要產(chǎn)生n個不同的多普勒頻率時，需要有n路載頻移頻器同時工作。在實際工程中，一般選擇n=1。

3.多普勒頻率閃爍干擾