第7章硬件電路7.1檢測調(diào)理電路設(shè)計7.2驅(qū)動電路設(shè)計7.3保護電路設(shè)計7.4輔助電源電路設(shè)計

新能源發(fā)電、電動汽車、變頻調(diào)速、軌道交通和柔性輸電等系統(tǒng)其核心組成皆為電能變換與控制系統(tǒng)，其系統(tǒng)硬件雖各有特點，但組成類似，主要包括控制器、變流器、濾波器、檢測調(diào)理、模數(shù)轉(zhuǎn)換、保護電路和輔助電源等單元，典型連接方式如圖所示，實際應(yīng)用中各個單元之間的連接方式視具體情況而定。7.1檢測調(diào)理電路設(shè)計

檢測調(diào)理電路常見的結(jié)構(gòu)如圖所示，由檢測電路、偏置電路、濾波電路和限幅電路等部分組成，檢測調(diào)理電路用于待測電流和電壓的檢測并完成相關(guān)處理，以適應(yīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器對輸入電壓的要求7.1.1檢測元件及電路

常用于電流檢測的元件有采樣電阻、電流互感器、磁場平衡式霍爾電流傳感器和單芯片霍爾效應(yīng)電流傳感器等。用于電壓檢測的元件有電阻網(wǎng)絡(luò)、電壓互感器、磁場平衡式霍爾電壓傳感器等。相應(yīng)的電壓、電流檢測的方法有：電阻串聯(lián)分壓法、電阻采樣隔離法、互感器檢測法和霍爾傳感器檢測法等。下面簡要介紹檢測元件的原理與檢測方法。1電阻采樣及相關(guān)隔離檢測電路

電阻采樣法是一種原理最簡單的方法，如圖所示。單一采樣電阻沒有隔離，一般僅用于示波器觀察波形等應(yīng)用。圖為一個帶有光電隔離的電阻采樣電流檢測電路，它可用于檢測直流電壓和電流，該電路的傳輸特性為UD為發(fā)光二極管的壓降，β=Io/I*L——光耦合器電流傳輸比。

采樣電阻R一般由康銅或錳銅絲組成，R1和R2由所選擇的線性光耦合器的參數(shù)決定。

利用串聯(lián)電阻檢測電壓電路如圖所示，與差動檢測電路結(jié)構(gòu)非常類似，是同一種電路的兩種不同用法。運放后面接一階低通濾波電路，同樣采用3.3V單電源供電的軌對軌運放，可省去限幅電路

可根據(jù)檢測電壓u1和輸出電壓uout的范圍選取R1、R2、R3和Rf的大小。R1、R2、R3三個電阻串聯(lián)在一起，是為安全起見減小單個電阻的耐壓值，不一定是三個電阻，根據(jù)需要可用多個電阻串聯(lián)。對于要求測量輸出和待測電壓隔離的場合，可以將輸出電壓接入到線性光耦或線性隔離放大器進行隔離。2霍爾傳感器原理及相關(guān)檢測電路(1)霍爾傳感器原理(2)使用霍爾傳感器的檢測電路1）電流檢測電路2）電壓檢測電路(1)霍爾傳感器原理

UH經(jīng)放大器A放大，獲得一個補償電流IM。IM流過繞在聚磁環(huán)上的多匝副邊繞組，其產(chǎn)生的磁勢和待測電流產(chǎn)生的磁勢方向相反，因而產(chǎn)生補償作用，使磁場減小，UH隨之減小。因為放大器的放大倍數(shù)很大，

此時有

（2）使用霍爾傳感器的檢測電路--電流檢測電路

用LA-50P的電流檢測電路，其電氣連接如圖所示，LA-50P參數(shù)為：原、副邊匝數(shù)比為1:1000，原邊額定電流IN=50A，對應(yīng)副邊輸出電流IM=50mA。LA-50P可用于測量直流、交流和脈沖電流。由于調(diào)理電路的輸入電阻遠大于測量電阻RM，所以將調(diào)理電路對霍爾電流傳感器的影響忽略，則副邊輸出電流IM經(jīng)測量電阻RM產(chǎn)生電壓UM，其關(guān)系式如下（2）使用霍爾傳感器的檢測電路--電壓檢測電路

以霍爾電壓傳感器CHV-25P為例介紹電壓檢測電路，其電氣連接如圖所示，CHV-25P參數(shù)為：原邊與副邊匝數(shù)比為2500:1000，原邊輸入額定電流IN=10mA，對應(yīng)副邊輸出電流Im=25mA，原邊內(nèi)阻為RS=250Ω

如果選取一個電阻來實現(xiàn)，其阻值為22kΩ，功率為3W，若為了減小電阻承受的電壓，選擇電阻串聯(lián)來實現(xiàn)，可選兩個阻值為11kΩ，功率為2W的電阻，在實際應(yīng)用中應(yīng)考慮過壓等因素后留有一定的余量3互感器原理及相關(guān)檢測電路(1)互感器分類及原理

（2）使用互感器的檢測電路1）電流檢測電路2）電壓檢測電路(1)互感器分類及原理

互感器又稱為儀用變壓器，是電流互感器和電壓互感器的統(tǒng)稱。能將高電壓變成低電壓、大電流變成小電流，用于測量或保護系統(tǒng)，其種類繁多。互感器分為電流互感器和電壓互感器兩大類；另外按用途可分為測量互感器和保護互感器，按介質(zhì)可分為干式互感器、澆注絕緣互感器、油浸式互感器和氣體絕緣互感器等等。其原理與變壓器類似，也是根據(jù)電磁感應(yīng)原理工作，對電壓、電流和阻抗進行變換。就是將交流電壓和電流按比例降到可以用儀表直接測量的數(shù)值，便于儀表直接測量，同時為繼電保護和自動裝置提供電源。本節(jié)主要以小型測量用互感器為例進行分析。（2）使用互感器的檢測電路--電流檢測電路

輸出電流IM經(jīng)測量電阻R轉(zhuǎn)化為電壓UM=IMR，這種電路簡單，但要求測量電阻R≤50Ω，且輸出接后級電路后相移會變大，相移變化的大小與等效負載電阻有關(guān)。由運放構(gòu)成的有源檢測電路，避免了相移隨負載的變化，輸出電壓仍然為UM=IMR（2）使用互感器的檢測電路--電壓檢測電路

電流型電壓互感器以HPT205AD為例，其輸入電流為2mA時，副邊輸出2mA。電流型電壓互感器本質(zhì)是一個電流互感器，首先通過串入功率限流電阻R1，將待測電壓UN轉(zhuǎn)化為待測電流IN=UM/(R1+內(nèi)阻)，然后將待測電流IN成比例地轉(zhuǎn)換為互感器副邊輸出電流IM。圖中兩個電路均可用于電壓測量，反饋電阻R要求溫度系數(shù)優(yōu)于50ppm/℃。7.1.2調(diào)理電路1.調(diào)理電路的作用2.調(diào)理電路的設(shè)計3.其它電流和電壓檢測調(diào)理電路1.調(diào)理電路的作用

調(diào)理電路的作用是把檢測電路輸出信號進行變換，變成模數(shù)轉(zhuǎn)換器(A/D)所能測量的信號。針對不同應(yīng)用中特定的輸入和輸出，調(diào)理電路也需要針對性的設(shè)計，因此種類眾多。調(diào)理電路它通常由偏置、濾波和限幅電路組成。限幅電路

限幅電路起限制信號幅度的作用，用以確保前級輸出不超過模數(shù)轉(zhuǎn)換器參考電壓。常見的限幅電路如圖所示，圖中Dz為穩(wěn)壓管，可選取MM1Z3B3，其穩(wěn)壓值為3.3V，功率為500mW，R為限流電阻可選取為200Ω。當(dāng)UI小于3.3V時UO=UI，電流IZ非常?。é藺級別）；當(dāng)UI超過3.3V時UO≈3.3V，Dz反向擊穿，電流IZ突然變大，電阻R上的壓降增大，只要發(fā)熱功率小于500mW穩(wěn)壓管正常工作。圖中D1和D2為二極管，可選取BTA54S，R為限流電阻可選取為200Ω，一般選取導(dǎo)通壓降小的二極管，從而在UI超出0~3.3V的范圍后二極管盡快導(dǎo)通實現(xiàn)限幅。2調(diào)理電路的設(shè)計(1)基于霍爾傳感器的調(diào)理電路的設(shè)計(2)基于互感器的調(diào)理電路的設(shè)計1)交流電流測量2）交流電壓測量(1)基于霍爾傳感器的調(diào)理電路的設(shè)計

針對工頻50Hz交流電壓、交流電流或雙向流動直流電流，偏置電路和濾波電路可按圖設(shè)計，采用3.3V單電源供電的軌對軌運放，可省去限幅電路。下面主要敘述偏置電路和濾波電路的參數(shù)選取過程。

當(dāng)變流器的開關(guān)頻率選為20kHz，濾波器截止頻率選取fc10kHz，C選取0.22μF電容，由式得R≈72.4Ω，實際選取68Ω標(biāo)稱電阻。濾波器在截止頻率處的幅值增益為0.707，當(dāng)輸入頻率遠小于截止頻率時，濾波器幅值增益約等于1。

偏置電路的U1端接1.5V的基準(zhǔn)電壓，令

R3=R4=R5=R6，則同相比例加法器的增益為1，其輸出Uo=U1+UM=1.5+UM，(2)基于互感器的調(diào)理電路的設(shè)計--交流電流測量圖

中網(wǎng)絡(luò)Ⅰ中偏置電路的輸出與輸入的關(guān)系為將偏置電路的U1端接1.5V的電壓，即可實現(xiàn)(2)基于互感器的調(diào)理電路的設(shè)計--交流電壓測量

圖中測量電阻R選取250歐，UM有效值不超過500mV，UM峰峰值不超過

為充分利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器的0~3V電壓量程，調(diào)理電路中UM的增益應(yīng)不大于選取增益為2，將偏置電路中UM增益設(shè)為2，濾波電路的增益設(shè)為1。U1端接1.5V固定的偏置電壓，其輸出Uo=U1+2UM=1.5+2UM。3其它電流和電壓檢測調(diào)理電路(1)差動檢測調(diào)理電路(2)串聯(lián)電阻檢測調(diào)理電路的設(shè)計（1）差動檢測調(diào)理電路

通過對采樣電阻的電壓差測量，能夠測量電流，同時加1.5V偏置電壓，以適應(yīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的0~3V電壓量程。運放后面接一階低通濾波電路，同樣采用3.3V單電源供電的軌對軌運放，可省去限幅電路。若IN峰峰值不超過10A的交流電流，R為20mΩ的采樣電阻，則(2)串聯(lián)電阻檢測調(diào)理電路的設(shè)計

利用串聯(lián)電阻檢測調(diào)理電路如圖所示，與差動檢測電路結(jié)構(gòu)非常類似，是同一種電路的兩種不同用法。運放后面接一階低通濾波電路，同樣采用3.3V單電源供電的軌對軌運放，可省去限幅電路

可根據(jù)檢測電壓u1和輸出電壓uout的范圍選取R1、R2、R3和Rf的大小。R1、R2、R3三個電阻串聯(lián)在一起，是為安全起見減小單個電阻的耐壓值，不一定是三個電阻，根據(jù)需要可用多個電阻串聯(lián)。對于要求測量輸出和待測電壓隔離的場合，可以將輸出電壓接入到線性光耦或線性隔離放大器進行隔離。7.2光隔驅(qū)動電路設(shè)計7.2.1基于智能模塊的光隔電路7.2.2基于分立開關(guān)器件的驅(qū)動和光隔電路設(shè)計7.2.1基于智能模塊的光隔電路

當(dāng)系統(tǒng)選用智能模塊如美國仙童SPM、英飛凌或者三菱IPM模塊時，由于模塊內(nèi)部集成了驅(qū)動和保護等電路，所以不用設(shè)計驅(qū)動等電路，若需要電氣隔離，只需要設(shè)計隔離電路即可。由于驅(qū)動信號一般頻率較高，所以隔離電路通常采用高速光耦實現(xiàn)，如HCPL-4661-500E、ACPL-P480和6N137等，由6N137光耦組成的隔離電路如圖所示。7.2.2基于分立開關(guān)器件的驅(qū)動和光隔電路設(shè)計

當(dāng)系統(tǒng)選用分立開關(guān)器件時，由于微處理器輸出的PWM信號無法直接驅(qū)動開關(guān)器件，此時需要增加驅(qū)動電路。另外，若需要電氣隔離則還需要設(shè)計隔離電路，隔離電路設(shè)計與上節(jié)相同，所以本節(jié)僅介紹驅(qū)動電路的設(shè)計。能完成驅(qū)動功能的芯片很多，例如EG2104、TPS2812和IR2010。本節(jié)主要IR2010為例進行分析。7.3保護電路設(shè)計7.3.1軟件保護電路設(shè)計7.3.2硬件保護電路設(shè)計7.3.1軟件保護電路設(shè)計

本節(jié)基于TI-TMS320F28335控制為例進行分析。當(dāng)檢測到的電流或電壓超過設(shè)定的保護值時，通過DSP控制器的I/O口輸出保護信號切斷故障電路，從而達到保護的目的。其控制電路如圖所示

由TLP521光耦的技術(shù)手冊可知，輸入二極管導(dǎo)通時：輸入電流IF推薦典型值為16mA，集電極電流IC推薦典型值為1mA；當(dāng)輸入二極管陽極接3.3V電源，輸入電流IF選取為16mA時，輸入電阻計算值為集電極接12V電源，電阻7.3.2硬件保護電路設(shè)計(1)交流過壓保護電路（2）直流過電壓保護電路(3)交流電壓過壓和欠壓保護電路(4)交流電流過流保護電路(1)交流過壓保護電路

當(dāng)交流側(cè)電壓過高時，將會造成用電設(shè)備或器件等損壞，當(dāng)它超過設(shè)定值時，觸發(fā)保護流程，切斷用電設(shè)備從而對其保護。

交流電壓經(jīng)電壓檢測環(huán)節(jié)輸出交流信號UM，通過調(diào)理電路時加1.5V偏置電壓輸出為UOP，UOP中不僅含有交流成分，而且含有幅度為1.5V的直流成分。如果UOP大于2.9V或小于0.1V，均視為過電壓，UO輸出低脈沖信號，如圖，該信號可輸入到微處理器以及邏輯門使能輸入端或保護投切電路實現(xiàn)過壓保護功能。（2）直流過電壓保護電路

在電能變換過程中，當(dāng)直流側(cè)電壓過高時，也會造成開關(guān)管（如MOSFET、IGBT）等器件損壞。因此，在實際工作中必須實時監(jiān)測直流側(cè)電壓，當(dāng)它超過設(shè)定值時，觸發(fā)泄放電路工作，通過釋放能量從而降低電壓或切斷電路?？刹捎酶倪M型的半遲滯比較電路實現(xiàn)直流側(cè)電壓的監(jiān)測并產(chǎn)生觸發(fā)信號的功能。當(dāng)比較器輸出UO為高電平時，二極管D導(dǎo)通，其管壓降為VD，則流過電阻R3的電流I為可算得臨界電壓

(3)交流電壓過壓和欠壓保護電路

圖為交流過欠壓保護電路，交流輸入先通過變壓器降壓，再經(jīng)整流橋變?yōu)橹绷?，為了UM不受負載影響，通過電阻分壓后，需接電壓跟隨器U3，最后接入兩個半遲滯比較器，比較器U1用于過壓比較，比較器U2用于欠壓比較，其中二極管D2的方向與D1相反，目的是在UM下降且小于設(shè)定電壓時，輸出UacL立即由高電平轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娖?。圖中變壓器變比n=20:1，整流二極管壓降設(shè)為VD=0.7V，整流輸出直流電壓Udc與交流輸入電壓有效值Uac的關(guān)系為Rf1=39kΩ，Rf2=10kΩ，跟隨器輸出電壓UM和整流輸出電壓Udc的關(guān)系為跟隨器輸出電壓UM與交流輸入電壓有效值Uac的關(guān)系為

當(dāng)Uac變化范圍設(shè)為265V至100V，可算得跟隨器輸出電壓UM變化范圍為3.54V至1.16V。通過調(diào)節(jié)Rp1將參考電壓Uref1設(shè)為3.54V，通過調(diào)節(jié)Rp2將參考電壓Uref2設(shè)為1.16V，即可實現(xiàn)過欠壓保護。當(dāng)Uac大于265V時，保護電路的輸出信號UacH、UacL均為高電平；當(dāng)Uac處于265V至100V之間時，保護電路的輸出信號UacH為低電平，UacL為高電平；當(dāng)Uac小于100V時，保護電路的輸出信號UacH、UacL均為低電平。通過一個同或門電路，可將過壓和欠壓兩種狀態(tài)合并為一個過欠壓狀態(tài)，當(dāng)電壓處在允許范圍時，同或門輸出低電平，否則輸出高電平。(4)交流電流過流保護電路

為交流過流保護電路，圖中的uI為交流電流檢測電路的輸出。當(dāng)發(fā)生交流過流故障時，保護電路的輸出信號Uo變成高電平，觸發(fā)相應(yīng)的保護動作。

圖中運放U1與電阻R1、R2、R3和二極管D1、D2構(gòu)成精密檢波電路，運放U2與電阻R4、R5、R6、R7構(gòu)成加法器。精密檢波電路工作原理為：

當(dāng)uI<0時，接運放U1反相輸入端，運放U1輸出u1O>0，D1截止，D2導(dǎo)通，D1的導(dǎo)通為U1提供深度負反饋，運放反相輸入端為虛地點，從虛地點經(jīng)R3輸出uA=0。當(dāng)uI>0時，u1O>0，D1導(dǎo)通，D2截止，此時電路為反相比例放大電路，令R3=R2時,

uA=-uI。圖中以運放U2為中心的加法器輸出為令R7=R4=2R6，并考慮到uA有兩種情況，可得因此以U1與U2為中心構(gòu)成絕對值檢測電路，也可以寫做7.4輔助電源電路設(shè)計

根據(jù)電能變換系統(tǒng)設(shè)計要求，一般需要±15V模擬電源、1.5V基準(zhǔn)電源、3.3V數(shù)字電源、5V光電隔離電源和12V/24V繼電器電源等。在實際應(yīng)用中輔助電源的型式種類繁多，本節(jié)僅介紹兩種運行穩(wěn)定且易于實現(xiàn)的電源結(jié)構(gòu)。7.4.1基于三端穩(wěn)壓器的輔助電源系統(tǒng)7.4.2

基于DC/DC模塊構(gòu)成輔助電源系統(tǒng)7.4.1基于三端穩(wěn)壓器的輔助電源系統(tǒng)

通過圖(b)中LM7812輸出12V電壓為保護電路中的繼電器供電，通過LM7805輸出5V電壓為保護電路中的光耦供電；通過圖(c)中LM7815輸出15V電壓為驅(qū)動電路供電、通過LM7805輸出5V電壓為驅(qū)動電路中的光耦供電。

通過降壓工頻變壓器和整流濾波電路，將220V交流電轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟?。通過圖(a)中的LM7815/7915產(chǎn)生±15V電壓為檢測調(diào)理電路供電，通過LM7805、AMS1117輸出5V、3.3V電壓為DSP28335及外圍電路供電，通過電壓基準(zhǔn)芯片輸出1.5V用于偏置電路。

(a)TLV431A電路圖(b)ISL21010電路圖(c)REF2030AIDDCR電路圖7.42基于DC/DC模塊構(gòu)成輔助電源系統(tǒng)

通過開關(guān)電源將220V交流電轉(zhuǎn)變?yōu)?4V直流電。隔離型模塊24D15將24V轉(zhuǎn)化為±15V電壓為檢測調(diào)理電路供電。通過隔離型模塊24S05輸出5V電壓為TMS320F28335及其外圍電路供電、通過電壓基準(zhǔn)芯片輸出1.5V用于偏置電路。通過隔離型模塊24S12輸出12V電壓為保護電路中的繼電器供電、通過非隔離型DC/DC模塊5輸出5V電壓為保護電路中的光耦電路供電。通過隔離型模塊24S15輸出15V電壓為驅(qū)動電路供電、通過非隔離型DC/DC模塊6輸出5V電壓為驅(qū)動電路中的光耦供電。第8章電能變換的其它應(yīng)用第8章電能變換的其它應(yīng)用8.1靜止無功發(fā)生器8.2有源電力濾波器8.3動態(tài)電壓恢復(fù)器8.4有源功率因數(shù)校正器8.5統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器UPQC8.1靜止無功發(fā)生器在電力系統(tǒng)中，由于感性負載的普遍存在，所以電網(wǎng)中含有大量的感性無功功率。無功功率會導(dǎo)致用供電線路的總電流變大，使供電系統(tǒng)損耗增加；造成發(fā)電、輸配電設(shè)備的利用率降低；供電系統(tǒng)輸電線路的電壓降變大，導(dǎo)致用戶端電壓降低；

如果大容量無功負荷突然加到電網(wǎng)中，則會對電網(wǎng)形成沖擊，使電網(wǎng)電壓大幅波動，嚴(yán)重影響供電質(zhì)量。無功補償技術(shù)的發(fā)展主要經(jīng)歷了四個不同的階段：同步調(diào)相機；開關(guān)投切固定電容；靜止無功補償器(StaticVarCompensator-SVC)；今天令人矚目的靜止無功發(fā)生器(SVG)。

同步調(diào)相機響應(yīng)速度慢、噪音高和損耗大，其技術(shù)陳舊，屬于淘汰的技術(shù)。開關(guān)投切固定電容也存在響應(yīng)慢，且連續(xù)可控能力差等缺點。靜止無功補償器(SVC)是目前相對先進實用的技術(shù)，在輸配電系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。根據(jù)結(jié)構(gòu)原理的不同，SVC技術(shù)又分為：飽和電抗器型(SaturatedReactor-SR)、晶閘管相控電抗器型(ThyristorControlledReactor-TCR)、晶閘管投切電容器型(ThyristorSwitchedCapacitor-TSC)和具有TCR和TSC的混合型靜止無功補償器等。隨著電力電子技術(shù)，特別是大功率可關(guān)斷器件技術(shù)的發(fā)展和日益完善，國內(nèi)外還在研制、開發(fā)一種更為先進的靜止無功補償裝置—靜止無功功率發(fā)生裝置(SVG)。在國外SVG的理論研究起步較早，目前已步入工業(yè)化應(yīng)用階段。另一方面，SVG的工業(yè)化應(yīng)用對理論研究起了非常大的推動作用，新的理論研究成果也在不斷出現(xiàn)。本節(jié)主要分析SVG系統(tǒng)的工作原理、分類、結(jié)構(gòu)、系統(tǒng)建模及仿真，無功指令信號的檢測和控制策略等。最后，給出了SVG滯環(huán)控制的DSP程序。8.1靜止無功發(fā)生器8.1.1靜止無功發(fā)生器的工作原理及系統(tǒng)組成8.1.2靜止無功發(fā)生器的檢測算法8.1.3靜止無功發(fā)生器的控制策略8.1.4靜止無功發(fā)生器仿真8.1.1靜止無功發(fā)生器的工作原理及系統(tǒng)組成1.SVG工作原理及分類

2.SVG系統(tǒng)組成

1.SVG工作原理及分類SVG的主電路結(jié)構(gòu)主要有兩大類：電壓型橋式電路和電流型橋式電路。電壓型橋式電路的直流側(cè)是一個電容，它能夠給變流器提供穩(wěn)定的直流電壓，其直流側(cè)等效為一個恒壓源。因此，稱此類電路為電壓型橋式電路。對電壓型橋式電路，需要在交流側(cè)串聯(lián)上電抗器才能并聯(lián)到電網(wǎng)上，如圖所示。而電流型橋式電路的直流側(cè)是一個電感，能夠為變流器提供穩(wěn)定的電流，其直流側(cè)可等效為一個恒流源，因此，稱為電流型橋式電路。對于電流型橋式電路，若要并網(wǎng)，則需要在交流側(cè)并聯(lián)上電容器用來吸收換相產(chǎn)生的過電壓，如圖所示。實際上,

由于運行效率的原因

,

迄今投入實用的

SVG

大都采用電壓型橋式電路。電壓型橋式的主電路主要由直流側(cè)電容、三相變流器和輸出濾波器（或耦合變壓器）組成。直流側(cè)電容的主要作用是為SVG裝置提供一個穩(wěn)定的直流工作電壓。本節(jié)以電壓型三相三線制結(jié)構(gòu)為例進行分析，即直流側(cè)電壓中點與電網(wǎng)中性點沒有連接。在5.1節(jié)PWM變流器原理中有過介紹，當(dāng)U端點運行在不同象限時，PWM變流器可以工作在整流、逆變、感性、阻性和容性狀態(tài)。為了進一步分析，可用如圖所示的單相等效電路圖來說明SVG的工作原理。電壓型SVG單相等效電路及工作原理。SVG可以等效地被視為一個可控的交流電壓源，其頻率與電網(wǎng)相同，相位與電網(wǎng)電壓相差90°，幅值可根據(jù)需要補償?shù)臒o功電流的大小進行調(diào)整。SVG裝置通過電感與電網(wǎng)相連。當(dāng)SVG輸出電壓幅值超過電網(wǎng)電壓幅值時，電感上的電壓會與電網(wǎng)電壓反相，根據(jù)電感的電流滯后電壓90°的性質(zhì)，可以得到超前于電網(wǎng)電壓的電流，這時，SVG發(fā)出容性電流；同理，當(dāng)SVG輸出電壓幅值小于電網(wǎng)電壓幅值時，電感上的電壓會與電網(wǎng)電壓同相，根據(jù)電感的電流滯后電壓90°的性質(zhì)，可以得到滯后于電網(wǎng)電壓的電流，這時，SVG發(fā)出感性電流?？梢钥闯?，改變SVG輸出電壓的大小，就可以使SVG發(fā)出感性或容性電流，從而可以達到補償感性或容性無功負載的要求。2.SVG系統(tǒng)組成SVG系統(tǒng)采用的是電壓型橋式電路結(jié)構(gòu)，它主要由主電路、檢測調(diào)理電路、DSP控制器、光電隔離電路和驅(qū)動電路組成。主電路包括直流側(cè)電容、變流器和輸出濾波電路組成。檢測調(diào)理電路包括直流電壓、負載電流、SVG輸出電流和電網(wǎng)電壓檢測調(diào)理電路組成。控制器件選用DSP，變流器采用IGBT；其工作過程為對負載電流、SVG輸出電流、電網(wǎng)電壓、直流側(cè)電容電壓進行檢測，檢測到的信號經(jīng)過調(diào)理電路之后，送到控制器里進行運算處理，然后產(chǎn)生的PWM波信號經(jīng)光電隔離電路和驅(qū)動電路送到變流器來驅(qū)動IGBT，從而控制IGBT的導(dǎo)通與關(guān)斷，產(chǎn)生無功補償信號。其中檢測調(diào)理電路等的設(shè)計可參照1.4節(jié)的相關(guān)內(nèi)容。本節(jié)主要分析主電路參數(shù)的確定。(1)SVG容量計算如果忽略SVG裝置的內(nèi)部損耗，則SVG裝置的容量可用下式表示：式中，Q是SVG裝置的輸出容量(VA)；ES是電網(wǎng)相電壓有效值(V)；UI是SVG裝置橋式變流器輸出相電壓的有效值(V)；X是SVG裝置輸出連接電感的電抗值(Ω)。(2)SVG電路參數(shù)選取

為了在實際應(yīng)用中使SVG系統(tǒng)既能滿足性能要求，又能降低成本，需要對主電路的開關(guān)器件進行合理選擇。SVG實際是工作阻感或阻容狀態(tài)下的PWM變流器，其電路參數(shù)的選擇可參考第5章的內(nèi)容。8.1.2靜止無功發(fā)生器的檢測算法1．基于坐標(biāo)變換的ip-iq檢測算法2．?dāng)?shù)字低通濾波器參數(shù)的選取1．基于坐標(biāo)變換的ip-iq檢測算法基于坐標(biāo)變換的瞬時無功理論信號檢測主要有p-q法和ip-iq法兩種。其中p-q法檢測原理框圖如圖所示。

由于在ip-iq檢測法中，只需要檢測電網(wǎng)電壓的相位信息，即使電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變，對檢測結(jié)果的影響不大。所以在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時，ip-iq檢測法檢測精度更高，在實際中用更為廣泛。2．?dāng)?shù)字低通濾波器參數(shù)的選取不論是p-q法還是ip-iq法，在檢測負載電流的基波無功電流時，因為經(jīng)過坐標(biāo)變換得到的直流量中均含有高次諧波電流，所以需要將坐標(biāo)變換后的結(jié)果經(jīng)過低通濾波器(LowPassFilter-LPF)進行濾波之后，才能得到準(zhǔn)確的基波無功電流。目前，坐標(biāo)變換以及低通濾波都是在數(shù)字信號處理器(DSP)或FPGA中完成的。為了編寫程序代碼需要研究低通濾波器的數(shù)字實現(xiàn)方法。利用SignalProcessing工具箱中的DigitalFilterDesign工具比較簡單方便，很容易根據(jù)期望階數(shù)的期望頻率特性得到數(shù)字濾波器離散化傳遞函數(shù)中的參數(shù)。采樣頻率：fs=12800Hz通頻帶截止頻率：fc=30Hz把上述設(shè)計參數(shù)代入到DigitalFilterDesign中，響應(yīng)類型(Responsetype)選Lownpass，設(shè)計方法(DesignMethod)選IIR(Butterworth)，如圖所示。設(shè)計完成后，輸出參數(shù)如下：SOSMatrix：[1211-1.979174727310090.979389350028798]Scalevalues：[5.36556796777882e-005;1]將以上相關(guān)參數(shù)代入式式中，b0=5.36556796777882e-005，b1=2b0，b2=b0，a0=1，a1=-1.97917472731009，a2=0.979389350028798。差分方程8.1.3靜止無功發(fā)生器的控制策略

從控制方法上看，SVG系統(tǒng)的控制和PWM型變流器類似，有直接和間接電流控制兩種方法。直接電流控制法就是將SVG系統(tǒng)等效成一個可控的交流電流源。而間接電流控制法就是將SVG系統(tǒng)等效成一個可控的交流電壓源。間接電流控制法是通過控制三相變流器輸出電壓的幅值和相位來實現(xiàn)的。

另外，直流側(cè)電壓由于實時補償電流的變動和系統(tǒng)損耗的產(chǎn)生，不能保持在一個穩(wěn)定值。為了使直流側(cè)電壓保持穩(wěn)定，需要直流側(cè)從電網(wǎng)吸收有功電流。這個有功電流可由以下方法實現(xiàn)，通過直流側(cè)電壓給定值和實際反饋值進行比較，兩者之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到調(diào)節(jié)信號，將這個分量作為瞬時有功電流的直流分量，經(jīng)反變換后使交流測得電流中含有有功電流分量，這樣就能實現(xiàn)交流側(cè)和直流側(cè)能量交換，將直流側(cè)電容電壓Udc調(diào)節(jié)至給定值，從而保持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定。8.1.3靜止無功發(fā)生器的控制策略1.調(diào)制法控制策略2.三角波比較控制3.滯環(huán)控制1.調(diào)制法控制策略2.三角波比較控制SVG三角波比較控制策略如圖所示，其中有功和無功指令電流的獲取如同上節(jié)一樣，直流側(cè)電容電壓的給定信號，其與反饋信號比較后，經(jīng)PI調(diào)節(jié)產(chǎn)生的有功指令電流信號。利用基于坐標(biāo)變換獲取無功電流指令信號。將變換后的實際電流與指令電流做差進行PI調(diào)節(jié)，再反變換后與三角波比較，產(chǎn)生PWM信號驅(qū)動變流器，使輸出信號跟隨指令信號變化，達到補償無功電流的目的。3.滯環(huán)控制SVG滯環(huán)控制法如圖所示，其指令電流的產(chǎn)生同上，滯環(huán)控制法是將指令電流與實際反饋的電流做差與設(shè)定的環(huán)寬進行比較，產(chǎn)生PWM信號驅(qū)動變流器使輸出信號跟隨指令信號變化，達到補償無功電流的目的。8.1.4靜止無功發(fā)生器仿真

為了驗證滯環(huán)控制策略在三相三線制SVG系統(tǒng)中的使用，設(shè)系統(tǒng)中電網(wǎng)相電壓有效值為220V，負載為8mH電感和2.5Ω電阻串聯(lián)，負載功率因數(shù)約為0.5，補償電流峰值為62A，設(shè)計滯環(huán)環(huán)寬為5A，開關(guān)頻率為10kHz，直流側(cè)電壓為665V，連接電感L為1.47mH。8.2有源電力濾波器在現(xiàn)代工業(yè)生產(chǎn)過程中，為了提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和效率，越來越多的電力電子變流器等精密設(shè)備被應(yīng)用到生活和生產(chǎn)的各個方面，一方面這些設(shè)備對電能質(zhì)量的要求也越來越高，另一方面這些裝置的使用會向公用電網(wǎng)中注入大量的諧波電流，使電網(wǎng)中的電壓和電流波形發(fā)生畸變，污染了公用電網(wǎng)，降低了電能質(zhì)量。對電力公司來說這樣就會增加輸變電設(shè)備的容量、傳輸線路的損耗和電壓調(diào)節(jié)設(shè)備的數(shù)量；使電容器組、電動機、變壓器發(fā)熱，甚至發(fā)生事故；還會使發(fā)電機的銅耗、鐵耗增加，使電能的生產(chǎn)、傳輸和利用效率降低。對用戶來說，它會造成保護系統(tǒng)和控制電路的誤動作，影響了用戶設(shè)備運行的安全性和穩(wěn)定性；干擾通信線路，降低通信質(zhì)量，嚴(yán)重時可造成通信系統(tǒng)無法正常工作。8.2有源電力濾波器由諧波引起的故障、事故時有發(fā)生，造成的危害也越來越嚴(yán)重，電網(wǎng)諧波畸變問題越來越引起人們的關(guān)注。諧波源有很多種，所有非線性的設(shè)備和元件都會產(chǎn)生諧波。因為當(dāng)正弦波形電壓施加到非線性設(shè)備上時產(chǎn)生的電流是非正弦的；正弦波形的電流經(jīng)過非線性設(shè)備時產(chǎn)生的電壓也是非正弦的。常見的諧波源有以下幾種，第一：變壓器、旋轉(zhuǎn)電機、電弧爐等傳統(tǒng)的非線性設(shè)備；第二：電力電子非線性設(shè)備，包括開關(guān)電源、變頻器、變流器和熒光燈等；8.2有源電力濾波器解決諧波問題有兩種方法：一是主動抑制諧波思路，改造產(chǎn)生諧波的用電設(shè)備，使其不再產(chǎn)生或減少諧波的產(chǎn)生，比如對于治理非線性整流設(shè)備產(chǎn)生的諧波可采用第5章講述的PWM變流器，和本章第4節(jié)將要講述的有源功率因數(shù)校正電路等來抑制諧波的產(chǎn)生。二是被動抑制諧波，即安裝諧波補償裝置，比如有源電力濾波器。有源電力濾波器(APF)目前被認(rèn)為是最有效的諧波治理方法之一。APF是一種用于動態(tài)抑制諧波的新型電力電子裝置，它能對大小和頻率都變化的諧波進行補償，其應(yīng)用可克服LC濾波器等傳統(tǒng)的諧波抑制方法的缺點。在有源電力濾波器當(dāng)中諧波電流檢測和電流跟蹤控制是影響有源電力濾波器性能的兩個關(guān)鍵環(huán)節(jié)。并隨著各種理論的不斷發(fā)展和應(yīng)用，APF的性能也有了很大的改善，也慢慢的在電能質(zhì)量的改善方面起到了越來越大的作用。8.2.1有源電力濾波器的工作原理及系統(tǒng)組成8.2.2有源電力濾波器的指令電流檢測算法8.2.3有源電力濾波器的控制策略8.2.4有源電力濾波器仿真8.2有源電力濾波器8.2.1有源電力濾波器的工作原理及系統(tǒng)組成

1．APF原理及分類2．APF系統(tǒng)組成1．APF原理及分類APF是一種能動態(tài)抑制諧波的裝置，其克服了傳統(tǒng)無源濾波器(PassivePowerFilter-PPF)的缺點，能夠取得比PPF更好的補償效果。APF的基本原理是檢測補償對象的電壓和電流，通過指令電流運算電路計算出補償電流的指令信號，根據(jù)指令信號結(jié)合相應(yīng)的控制方法產(chǎn)生PWM信號驅(qū)動主電路PWM變流器中的6個開關(guān)器件后得到補償電流，補償電流抵消掉諧波電流，從而消除諧波使其不能流入電網(wǎng)。由上述可知APF主要有指令電流運算電路、電流跟蹤控制電路、驅(qū)動電路及主電路組成。1．APF原理及分類(1)能夠?qū)︻l率和大小都在變化的諧波進行補償，響應(yīng)快；(2)能同時補償諧波電流和負序電流，也可以分別單獨補償；(3)公用電網(wǎng)參數(shù)的變化對APF的補償效果影響較小；(4)可以跟蹤公用電網(wǎng)周期的變化；(5)理想情況下，補償諧波時APF直流側(cè)儲能元件的容量不大；(6)APF不會發(fā)生過載，可根據(jù)軟件的設(shè)定提供補償電流或者電壓。根據(jù)應(yīng)用場合區(qū)分，APF可分為有源交流濾波器和有源直流濾波器；根據(jù)直流側(cè)儲能元件區(qū)分，APF可分為電流型APF和電壓型APF；根據(jù)連接電網(wǎng)的方式區(qū)分，APF可分為串聯(lián)型APF、并聯(lián)型APF和串并聯(lián)混合型APF。(a)單獨使用的并聯(lián)型APF

(b)單獨使用的串聯(lián)型APF

(a)并聯(lián)APF+并聯(lián)LC的HAPF

(b)串聯(lián)APF+并聯(lián)LC的HAPF2．APF系統(tǒng)組成(1)APF容量計算及主電路開關(guān)器件的選取

(2)直流側(cè)電容選取

(3)交流側(cè)連接電感選取并聯(lián)型有源電力濾波器主要由兩部分組成，即指令檢測調(diào)理電路和電流補償電路。指令指令檢測調(diào)理電路電路包括負載電流檢測電路、調(diào)理電路；其電流補償電路包括DSP、驅(qū)動電路、功率變流器、交流側(cè)連接電感等部分組成。(1)APF容量計算及主電路開關(guān)器件的選取并聯(lián)型APF的容量由公式確定：

式

中，E是APF交流側(cè)相電壓的有效值(V)；Ic是APF輸出的諧波補償電流的有效值(A)。由此可知APF的容量和諧波補償電流的大小相關(guān)，跟補償對象的容量和補償?shù)哪繕?biāo)相關(guān)。(1)APF容量計算及主電路開關(guān)器件的選取為了在實際應(yīng)用中使APF系統(tǒng)既能滿足性能要求，又能降低成本，需要對主電路的開關(guān)器件進行合理選擇。和SVG一樣，其選取主要涉及到器件的耐壓等級、額定電流和工作頻率等參數(shù)，開關(guān)器件的耐壓等級的選擇取決于APF裝置的電路拓撲結(jié)構(gòu)和直流側(cè)母線電壓Udc。對于兩電平的橋式電路而言，IGBT承受的最大電壓為直流側(cè)母線電壓Udc。一般要留一定的電壓裕量；IGBT器件的額定電流取決于APF裝置的補償電流峰值Icmax，也要留一定的電流裕量，以滿足APF裝置的安全運行要求。開關(guān)頻率的高低會影響到系統(tǒng)的性能和損耗，開關(guān)頻率越高補償性能越好，但損耗越大。在實際中可根據(jù)系統(tǒng)的要求進行選取。并聯(lián)型APF的容量

式中，E是APF交流側(cè)相電壓的有效值(V)；Ic是APF輸出的諧波補償電流的有效值(A)。

正常工作時，APF輸出的補償電流應(yīng)該能實時準(zhǔn)確地跟隨負載諧波指令電流的變化。忽略線路的阻抗，對a相輸出補償電流分析后可以得到式中，S是開關(guān)系數(shù)，取1/3或者2/3

并聯(lián)型APF輸出補償電流的變化率，其值應(yīng)該大于或等于負載電流的變化率，這樣APF輸出的補償電流才能夠?qū)崟r準(zhǔn)確地跟蹤變化的負載諧波指令電流

假設(shè)ica>ica*，ica*是a相補償電流的指令值，PWM變流器a相的上橋臂開關(guān)應(yīng)關(guān)斷，下橋臂開關(guān)應(yīng)導(dǎo)通，此時S等于1/3，公式可寫為為了使APF的補償電流ica能夠跟蹤電流指令值ica*，此時ica應(yīng)該減小可以得到考慮到電網(wǎng)電壓最大值時也能順利補償，則有APF的直流側(cè)電壓值應(yīng)該大于APF與電網(wǎng)連接點相電壓峰值的3倍。在此基礎(chǔ)之上，直流側(cè)Udc越大，APF輸出的補償電流的跟隨性能越好。但是Udc越大，對開關(guān)器件的耐壓要求也就越高，實際應(yīng)用中應(yīng)根據(jù)系統(tǒng)的需要綜合考慮。(2)直流側(cè)電容選取在實際運行時，APF很難把直流側(cè)Udc控制在恒定值。因為APF會從電網(wǎng)吸收或者釋放有功功率：APF吸收有功功率時，直流側(cè)Udc會升高；當(dāng)APF釋放有功功率時，直流側(cè)Udc則會降低；此外變流器電路本身存在的開關(guān)損耗和其它損耗也會使直流側(cè)Udc降低。如果電容器的電容值過小，APF直流側(cè)Udc的波動就會變大，影響APF的補償性能；如果電容器的電容值太大，APF直流側(cè)Udc的動態(tài)響應(yīng)會變慢，系統(tǒng)的成本也會增加。對于APF系統(tǒng)直流側(cè)電容的選取可參照7.1節(jié)SVG的直流側(cè)電容的選取的相關(guān)內(nèi)容。(3)交流側(cè)連接電感選取正常工作時，APF的補償性能受實際諧波補償電流對諧波指令電流的跟蹤能力的影響，如果實際輸出的諧波補償電流不能實時準(zhǔn)確的跟蹤諧波指令電流變化，APF的動態(tài)補償性能就會受到嚴(yán)重的影響。并聯(lián)型APF通過串接電感方式接入電網(wǎng)，輸出電感值的選取影響著APF輸出諧波補償電流的變化率，因此電感值的選取需要能夠保證APF輸出的諧波補償電流具有跟隨諧波指令電流最大變化率的能力。電感值不能太大，否則諧波補償電流的變化率會變低而影響APF的動態(tài)補償性能，還會增加系統(tǒng)的成本；電感值過小時，諧波補償電流的變化速率太快，相對于期望的諧波補償電流，APF實際輸出的諧波補償電流會有較大的超調(diào)。要使APF實際輸出的諧波補償電流能跟隨諧波指令電流的變化，則在每一個調(diào)制周期內(nèi)諧波補償電流的斜率應(yīng)該比諧波指令電流的斜率大。當(dāng)APF長時間工作的時候，電網(wǎng)相電壓ea的平均作用為0，Sa的均值為4/9，則a相可另寫為：采用三角波比較控制方式時，為了使誤差信號在每個指令周期內(nèi)都和三角載波信號有交點，APF輸出諧波補償電流的最大斜率要小于三角載波的斜率。設(shè)三角載波的斜率，Uc是三角載波的幅值(V)，f是三角載波的頻率(Hz)，則有：

由諧波補償電流的斜率應(yīng)大于諧波指令電流的斜率可得：ω是諧波指令電流的角頻率(rad/s)；是諧波指令電流的幅值(A)。采用三角波比較控制方式時，電感值L的取值范圍為：

8.2.2有源電力濾波器的指令電流檢測算法目前指令電流檢測方法有基于頻域分析的模擬帶通或帶阻濾波器檢測法、基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的自適應(yīng)電流檢測法、基于傅里葉變換的諧波檢測算法和基于坐標(biāo)變換諧波電流的瞬時值檢測法，他們各有特點本節(jié)著重討論基于坐標(biāo)變換的諧波電流檢測方法，并對該方法的原理進行分析同SVG檢測無功電流類似，APF基于坐標(biāo)變換諧波電流的檢測方法主要采用ip-iq瞬時值檢測法。與SVG中的ip-iq檢測算法不同的是不必斷開通道，直接進行反變換得到基波電流iaf、ibf和icf，將基波分量分別和相應(yīng)的被檢測電流相減就可以得到相應(yīng)的諧波指令電流iah、ibh和ich，如圖8.2.3有源電力濾波器的控制策略有源電力濾波器的控制策略與靜止無功發(fā)生器(SVG)類似，目前在實際中采用較多的主要有滯環(huán)控制和三角波比較控制，這里選用三角波比較控制策略為例進行分析。三角波比較控制原理圖。該方法不直接把電流指令信號和三角載波信號比較，而是先把諧波補償電流的實際值與諧波電流指令值的偏差做PI調(diào)節(jié)，然后PI控制器的輸出信號和三角載波做比較，將得到的矩形脈沖作為PWM變流器的控制信號，進而可以使變流器實際輸出的諧波補償電流能夠準(zhǔn)確實時的跟蹤諧波指令電流信號的變化。三角載波控制的優(yōu)點是PWM變流器中6個開關(guān)器件的開關(guān)頻率是固定的，動態(tài)響應(yīng)好，實現(xiàn)簡單。缺點是PWM變流器中6個開關(guān)器件一直處于高頻工作狀態(tài)，輸出的諧波補償電流波形中含有與三角載波同頻率的高頻諧波分量，開關(guān)損耗大。8.2.4有源電力濾波器仿真

仿真模型中電路的參數(shù)如下：三相電網(wǎng)線電壓為400V，頻率為50Hz，直流側(cè)電容為4700μF，直流側(cè)電壓設(shè)定值為900V，交流側(cè)連接電感設(shè)定值根據(jù)不同控制方式確定，負載為典型的三相橋式不可控整流裝置。低通濾波器選擇二階巴特沃斯濾波器，截止頻率為20Hz。仿真圖中有3個封裝模塊，分別如圖所示：Subsystem0是指令電流檢測模塊，Subsystem1是三角波比較模塊，Subsystem2是IGBT變流器以及LC濾波模塊。8.3動態(tài)電壓恢復(fù)器隨著工業(yè)現(xiàn)代化的發(fā)展，越來越多的非線性負荷和沖擊性負荷應(yīng)用到生活中，使得電能質(zhì)量的問題日益嚴(yán)重；另一方面隨著計算機技術(shù)的廣泛應(yīng)用，越來越多的生產(chǎn)過程和流水線依賴于對電能質(zhì)量十分敏感的微處理器芯片，使得用戶對電能質(zhì)量的要求越來越高。電壓偏差、頻率偏差、電壓波動與閃變、三相不平衡、波形畸變、電壓暫降或突升，供電連續(xù)性等等都是電能的質(zhì)量問題，其中由電壓暫降問題引起的用戶投訴占整個電能質(zhì)量問題投訴數(shù)量的80%左右。動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)是一種較晚出現(xiàn)的串聯(lián)型補償電壓裝置，能有效解決用戶端電壓暫降問題。1988年N.G.Hingorani博士提出了CustomPower即用戶電力技術(shù)的概念，其后近10年時間內(nèi)基于VSI(VoltageSourceInverter)的電能質(zhì)量控制技術(shù)得到了迅速發(fā)展，使DVR的理論及實踐基礎(chǔ)被建立。1996年8月，第1臺工業(yè)應(yīng)用的DVR是西屋公司為美國電科院研制的，并安裝在Duke電力公司的12.47kV系統(tǒng)上，裝置容量為2MVA，主要用于抑制紡織廠供應(yīng)電壓的驟升和驟降。隨后ABB、西門子等公司也相繼開發(fā)出各自的相關(guān)產(chǎn)品來保證敏感負荷對電壓質(zhì)量的要求。目前，DVR得到了廣泛的應(yīng)用，美國的OrianRugs、澳大利亞的BonlacFoods和英國的CaledonianPaper等公司的供電網(wǎng)絡(luò)中都使用了DVR。動態(tài)電壓恢復(fù)器是帶有儲能裝置的串聯(lián)補償設(shè)備。當(dāng)系統(tǒng)電壓受到干擾，造成負荷側(cè)電壓短時跌落(幾個周波至幾十個周波)，而DVR在短時間內(nèi)產(chǎn)生補償電壓，抵消系統(tǒng)電壓所受干擾，使負荷側(cè)電壓感受不到擾動，保證了敏感負荷的安全可靠運行。動態(tài)電壓恢復(fù)器響應(yīng)速度快，可以保證負荷側(cè)電壓波形為標(biāo)準(zhǔn)正弦，消除電壓諧波和電壓波動與閃變等對負載的影響。本節(jié)主要分析DVR的工作原理、分類、結(jié)構(gòu)、系統(tǒng)建模仿真、檢測算法、控制策略等。最后，給出了基于DSP控制的串聯(lián)型DVR主要例程。8.3動態(tài)電壓恢復(fù)器8.3.1動態(tài)電壓恢復(fù)器的工作原理及分類8.3.2動態(tài)電壓恢復(fù)器的檢測算法8.3.3動態(tài)電壓恢復(fù)器的補償策略8.3.4動態(tài)電壓恢復(fù)器系統(tǒng)組成及主要參數(shù)的確定8.3.5動態(tài)電壓恢復(fù)器仿真8.3.1動態(tài)電壓恢復(fù)器的工作原理及分類現(xiàn)有DVR的拓撲結(jié)構(gòu)很多，我們可以按照不同的方式來對DVR分類。根據(jù)應(yīng)用場合的不同，DVR可分為中壓DVR和低壓DVR。中壓DVR主要應(yīng)用于三相三線制的電路中，而低壓DVR主要應(yīng)用于三相四相制電路中。對于不平衡電壓暫降問題，中壓DVR只需補償正序和負序電壓，而低壓DVR還需要額外補償零序電壓。根據(jù)變流器結(jié)構(gòu)不同，DVR可以分為由三個單相變流器組成的DVR和由單個三相全橋變流器組成的DVR。由三個單相變流器組成的DVR其每相輸出的補償電壓完全獨立，可向電路補償正序、零序和負序電壓分量。其中由三個單相變流器組成的DVR，按結(jié)構(gòu)組成的不同又可分為兩電平半橋、兩電平全橋和三電平半橋的DVR等。(a)兩電平半橋(b)兩電平全橋(c)三電平半橋(d)三電平全橋按DVR的接入電網(wǎng)方式的不同，DVR還可分為有串聯(lián)變壓器型和無串聯(lián)變壓器型。

有串聯(lián)變壓器DVR可以通過調(diào)整變壓器的變比，從而調(diào)整直流側(cè)電壓等級，達到優(yōu)化參數(shù)提高系統(tǒng)性價比的作用；

此外，變壓器還起到隔離變流器和電網(wǎng)的作用。無串聯(lián)變壓器DVR通常應(yīng)用在低壓系統(tǒng)中，使用功率器件直接串聯(lián)在電路中，需要復(fù)雜的緩沖電路和驅(qū)動電路。有串聯(lián)變壓器型DVR無串聯(lián)變壓器型DVR

DVR首先通過檢測電網(wǎng)供電電壓es，然后經(jīng)過數(shù)字信號處理系統(tǒng)，根據(jù)一定的補償策略生成指令信號，來控制變流器的輸出電壓uw。該電壓經(jīng)濾波器和串聯(lián)補償變壓器后產(chǎn)生補償電壓uc疊加到電網(wǎng)和負載之間，從而可以動態(tài)地補償?shù)涞碾娋W(wǎng)電壓，使負載電壓保持不變。DVR裝置中補償變壓器的次級線圈串聯(lián)在輸電線路上，補償變壓器的初級線圈通過濾波器和變流器相連。濾波器主要用于濾除變流器開關(guān)頻率附近的高次諧波。8.3.2動態(tài)電壓恢復(fù)器檢測算法DVR對電壓檢測的實時性要求很高，這就要求所提供的電壓檢測方法能快速準(zhǔn)確的檢測出電壓的變化，關(guān)鍵是要檢測出電壓變化的起始時刻，幅值和隨之會出現(xiàn)的相角變化。目前這方面的研究比較多，主要方法有電壓有效值法、峰值電壓法、傅立葉法、小波變換法、狀態(tài)空間矩陣法和瞬時無功電壓dq變換法。下面分別兩種檢測方法。8.3.2動態(tài)電壓恢復(fù)器檢測算法1.電壓有效值法（均方根值法）2.基于坐標(biāo)變換檢測法1.電壓有效值法（均方根值法）電壓有效值法是利用時域一個周期數(shù)字均方根的運算來實現(xiàn)。為了實時檢測電壓有效值驟變，實際中常采用一個周期數(shù)據(jù)序列的滑動平均計算。N是每周期的采樣次數(shù)，ui是時間域采樣電壓值。為了加速檢測過程，可取半個周期的采樣數(shù)據(jù)量進行滑動平均處理。但此方法只能取半個周期整數(shù)倍的采樣數(shù)據(jù)，否則將受到頻移振蕩分量影響。該方法只注重對電壓幅值的監(jiān)測，且至少需要半個周期的歷史數(shù)據(jù)，將引起一定的時延，因此它不能準(zhǔn)確地給出電壓驟降的起止時刻，更不能反映電壓驟降時可能出現(xiàn)的相角跳變和三相不對稱等。2.基于坐標(biāo)變換檢測法

該方法是目前DVR中常采用的算法，很多其它算法也是在其基礎(chǔ)上的改進。其基本原理是對abc三相電壓進行坐標(biāo)變換，將abc坐標(biāo)系下的三相電壓轉(zhuǎn)換成dq0坐標(biāo)系下的相應(yīng)分量，參考圖1.3-3即綜上所述，檢測方法應(yīng)根據(jù)不同的應(yīng)用場合來合理選擇。均方根值法相對較簡單，適用于實時性要求較低的場合；峰值電壓法和基波分量法的準(zhǔn)確性和實時性較差；基于瞬時無功理論坐標(biāo)變換的方法更加靈活，精度更高，并且能更方便地用于補償電壓的產(chǎn)生，因此得到了最廣泛的應(yīng)用。小結(jié)8.3.3動態(tài)電壓恢復(fù)器的補償策略電壓補償能力是指裝置能提供的最大補償電壓，其大小將直接影響裝置的成本。如何在不提高裝置容量的前提下獲得最大的補償范圍是提高經(jīng)濟性的另一重要內(nèi)容。下面介紹幾種常見的補償策略。1．完全補償

2．同相位電壓補償

3．最小能量補償1．完全補償系統(tǒng)發(fā)生電壓突變時，通常電壓幅值的減小伴隨著電壓相位的改變。為了能使得電壓恢復(fù)到突變前的狀況，一般考慮向系統(tǒng)補償突變前后的電壓差值，使補償后電壓和突變前電壓保持一致。這就是完全補償?shù)乃枷搿＿@種方法的優(yōu)點是補償后電壓的幅值、相位和補償前完全一致。完全補償示意圖如圖所示

但當(dāng)突變幅值過大或相角偏移過大時，完全補償很難實現(xiàn)，并且通常負荷都有一定的抗幅值和相位擾動的能力，沒有必要進行完全電壓補償。此外，由于故障后的電網(wǎng)電壓可能依然不會恢復(fù)到故障前的狀態(tài)，此時完全補償在理論上無法實現(xiàn)，同時其經(jīng)濟性也較差，實際中很少采用。2．同相位電壓補償同相位電壓補償策略輸出的補償電壓與電網(wǎng)電壓同相位，只能進行幅值的補償，不能補償相角變化。同相位電壓補償策略的優(yōu)點是補償一定的電壓突變所需的電壓幅值最小，實現(xiàn)簡單，補償速度快，DVR串聯(lián)側(cè)容量較小，當(dāng)DVR容量一定時，可輸出的補償?shù)碾妷悍秶畲?，因此，在對相位波動不敏感的場合?yīng)用廣泛。其缺點是由于突變電壓相位的偏差，使補償后電壓會出現(xiàn)電壓的不連續(xù)。

同相位補償示意圖3．最小能量補償由于DVR的蓄能裝置提供的能量有限，可以采用注入超前電網(wǎng)電壓的方法，減少有功交換，因而這類方式也稱為相位超前法。此方法能最大限度的利用儲能設(shè)備，使補償器提供的有功功率最小化，實現(xiàn)電網(wǎng)提供的有功功率最大化，使電網(wǎng)的功率因數(shù)增加，補償器的功率因數(shù)減少。對于儲能容量固定的DVR，注入能量的減少意味著補償時間和范圍的增加。然而注入超前相位的電壓需要更大的注入電壓，且由此帶來的電壓相移也可能導(dǎo)致電壓波形不連續(xù)、過零點不準(zhǔn)確和負荷功率擺動等問題。最小能量補償示意圖3．最小能量補償Up、U1分別為補償前后負載端電壓相量幅值，Usag是跌落后電網(wǎng)電壓相量幅值；Ip、I分別為補償前后的電流相量幅值；δ為Usag跳變角；φ為功率因數(shù)角；UDVR為采用最小能量補償方式時DVR的注入電壓相量幅值。如采用傳統(tǒng)的補償方法，需將Usag補償?shù)経o，補償前Usag和IP之間的夾角為θ=φ+δ。而采用最小能量補償策略，只需把跌落后負荷端電壓相量幅值補償?shù)降淝八?，其相位可以改變，補償后Usag和I之間的夾角θ′=φ+δ-α。由圖可看出，θ>θ′，UsagIcosθ<UsagIcosθ′，與傳統(tǒng)方式比較采用最小能量補償方式系統(tǒng)提供的有功功率更多，即DVR提供有功功率更少。延長了補償時間，降低了設(shè)備的容量和造價。表給出了三種補償方法的優(yōu)缺點和適應(yīng)性比較。8.3.4動態(tài)電壓恢復(fù)器主要參數(shù)的確定根據(jù)DVR的工作原理我們可以設(shè)計出動態(tài)電壓恢復(fù)器的系統(tǒng)框圖，如圖所示。電壓檢測模塊1檢測電網(wǎng)電壓，經(jīng)調(diào)理電路的偏置和濾波后電壓信號到達DSP微處理器。若檢測到的電網(wǎng)電壓等于給定值，則DSP不會產(chǎn)生指令信號，反之，DSP微處理器會產(chǎn)生指令信號，信號經(jīng)光電隔離電路隔離，經(jīng)驅(qū)動電路放大后控制變流器的輸出電壓。電壓檢測模塊3檢測濾波以后的電壓，將此信號經(jīng)調(diào)理電路也送入DSP微處理器，電網(wǎng)跌落電壓值與補償電壓值比較，并進行PI調(diào)節(jié)，進一步減小輸出的誤差，提高補償精度。電壓檢測模塊3檢測直流側(cè)電壓，主要用于保護功能。動態(tài)電壓恢復(fù)器系統(tǒng)框圖

1．不同補償策略下DVR容量的確定(1)完全補償策略(2)同相位補償策略(3)最小能量補償策略(1)完全補償策略

為了便于分析DVR的工作狀態(tài)，可將其等效為一個受控電壓源，DVR單相等效電路如圖所示如果忽略電網(wǎng)的線路阻抗和DVR的自身阻抗，可以得到：

當(dāng)電網(wǎng)電壓和負載額定電壓相等時，DVR不補償；當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生跌落時，DVR產(chǎn)生補償電壓，使負載端電壓保持不變。DVR裝置的容量要根據(jù)補償對象進行選取。如果負載的額定工作電流為IL，需要補償?shù)碾妷簽閁c，則裝置的容量為：

可知對于同一敏感負荷，DVR容量主要由Uc確定。當(dāng)DVR的補償策略不同時，Uc不同。因此，可根據(jù)不同補償策略確定DVR容量。(1)完全補償策略完全補償是將負載電壓的幅值和相位完全恢復(fù)為正常時的狀態(tài)。完全補償向量圖如圖所示。U′L為補償后負載兩端的電壓，Usag為發(fā)生跌落后電網(wǎng)電壓，Uc為補償電壓，φ為待補償負載的功率因數(shù)角。假設(shè)負載為感性，U′L與補償前負載兩端的電壓UL完全一致。DVR的容量S為α為DVR的功率因數(shù)角，由補償策略決定。完全補償策略下，功率因數(shù)角α為補償電壓Uc的相角。Uc可以用UL′和Usag表示β為補償后負載兩端的電壓U′L與跌落后電網(wǎng)電壓Usag的夾角。因為在完全補償策略中，UL與U′L完全一致，所以β就等同于跳變角（即跌落前的電網(wǎng)電壓與跌落后的電網(wǎng)電壓的夾角）。通過統(tǒng)計導(dǎo)致電網(wǎng)電壓發(fā)生跌落的各事故頻率，取最高頻率事故的數(shù)據(jù)，可得到事故發(fā)生時的跳變角和跌落電壓的幅值ΔU。計算DVR的容量S時，應(yīng)選取Uc為頻率最高事故的補償電壓值，故DVR的容量就可以確定了(2)同相位補償策略

同相位電壓補償?shù)难a償電壓與瞬時電壓同相位，只能進行幅值的補償，不能補償相角變化，其補償向量圖如圖所示。在圖中，U′L與Usag相位相同，假設(shè)負載為感性，因負載不變則阻抗角φ不變，可以看出，DVR的功率因數(shù)角α等于負載阻抗角φ?？梢源_定同相位補償策略的DVR容量和有功功率P。

(3)最小能量補償策略最小能量補償能最大限度的利用儲能設(shè)備，通過檢測電壓變化的不同情況，使補償器提供的有功功率Uccosα最小，實現(xiàn)電網(wǎng)提供的有功功率最大，使電網(wǎng)的功率因數(shù)增加，補償器的功率因數(shù)減少。定義以原點O為圓心，Usag為半徑作圓，與U′L和I′L分別相交于點A和B，從U′L的終點向I′L作垂線，與I'L所在向量方向相交于點C。由圖可知，當(dāng)角β等于阻抗角φ（情況1）時，Uccosα最小，達到最小能量補償；此時Usag與I′L同相，電網(wǎng)達到單位功率因數(shù)。當(dāng)點B與點C重合（情況2）時，DVR可達到單位功率因數(shù)下零有功輸入。分析情況1，如圖8-39(b)可知角α和Uc幅值為故在最小能量補償策略下DVR的單相容量S和有功功率P為情況1的補償因子k為分析情況2，可知角α=90°，Uc幅值為：在此特殊情況下DVR的單相容量S和有功功率P為：2．DVR主電路的參數(shù)確定(1)直流側(cè)電容的選取(2)變流開關(guān)器件的選取(3)濾波電路的參數(shù)設(shè)計

(4)補償變壓器參數(shù)的確定

(1)直流側(cè)電容的選取DVR可采用的直流儲能系統(tǒng)有：蓄電池、超級電容、超導(dǎo)儲能裝置以及飛輪儲能裝置。以上裝置補償時間有限，在實際中經(jīng)常選取不可控整流器作為直流電源提供能量，它可以不受時間的限制為DVR提供能量。直流側(cè)采用整流器作為直流電源時，交直流側(cè)電壓的關(guān)系如式所示。Us為電網(wǎng)電壓；當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生電壓跌落時，Us等于Usag。直流側(cè)電容C的容值由補償系統(tǒng)的有功功率P確定。當(dāng)系統(tǒng)電壓發(fā)生突變時,引起DVR主電路傳遞的有功和損耗都將發(fā)生變化,導(dǎo)致直流側(cè)電壓也將發(fā)生波動。因此,必須選取合適的電容來將直流側(cè)電壓波動維持在限定的范圍內(nèi)。(2)變流開關(guān)器件的選取由8.1和8.2節(jié)的內(nèi)容分析可知，選取變流器型號的關(guān)鍵是確定直流側(cè)的額定電壓、額定電流、開關(guān)頻率等參數(shù)。變流器額定電壓根據(jù)直流側(cè)電壓的大小，變流器額定電流根據(jù)不同補償策略確定的容量S進行選取，實際選取時要留有一定的余量；開關(guān)頻率的高低不僅影響補償性能優(yōu)劣而且影響IGBT的損耗大小。(3)濾波電路的參數(shù)設(shè)計LC濾波器用于濾除變流器產(chǎn)生的高頻開關(guān)噪聲。濾波電感L和濾波電容C的值越大濾波效果越好，但若L、C取值較大，造成裝置體積增大，且使系統(tǒng)響應(yīng)速度變慢，跟蹤性能變差，影響補償效果。DVR濾波器的參數(shù)設(shè)計原則是使變流器輸出的基波電壓衰減最小，同時使其它高次諧波得到最大程度地衰減。因此我們采用最佳阻抗匹配法，確定電感值，使基波衰減最小。圖虛線框內(nèi)為串聯(lián)補償變壓器的“T”型簡化電路。濾波電路阻抗匹配分析從圖分析可知，5、6端的等效阻抗為Z，假設(shè)變壓器為理想變壓器，則3、4兩端的等效阻抗為n2Z，阻抗匹配條件下LC濾波后基波電壓不衰減：當(dāng)截止頻率ω0為時，則：繼而可得，可見濾波電感值L與變壓器變比n的平方成正比，電容值C與變壓器變比n的平方成反比。因此確定濾波電路時要考慮補償變壓器的變比值。2)電感設(shè)計電感的設(shè)計有多種方法，為使電感線圈在滿足性能要求的情況下，降低成本、減小體積，采用最小體積作為優(yōu)化目標(biāo)進行設(shè)計。具體的設(shè)計方法參見第6章內(nèi)容。(4)補償變壓器參數(shù)的確定1)變壓器連接方式

變壓器三角形接法，如圖三角形接法中，DVR變流器交流側(cè)輸出的相電壓UPC為：在星形接法中，DVR變流器交流側(cè)輸出的相電壓UPC為：

n為補償變壓器的變比，Uc為位補償電壓。2)變壓器變比的確定：變壓器一方面將DVR串入負載電路，補償電網(wǎng)電壓跌落；另一方面，它又使DVR與負載電路相隔離。除此之外，它還起到變換參數(shù)的作用。如果變壓器變比為n:1時(假定串聯(lián)在系統(tǒng)中的一邊為變壓器的副邊)，當(dāng)n大于1時，DVR的電流為負載電路電流的n分之一，從而降低對開關(guān)器件的電流要求。但是，逆變器需要產(chǎn)生的補償電壓增大為系統(tǒng)電壓跌落的n倍，這就會使DVR直流側(cè)電壓也相應(yīng)增高，從而使器件承受的電壓增高。當(dāng)n小于1時，情況則相反。

因此，可結(jié)合系統(tǒng)電壓跌落的情況，對變壓器變比進行選擇。如果結(jié)合變壓器的等效模型，一般選擇n大于等于1，可以有較好的補償效果變流器能輸出的最大補償相電壓Upc為(當(dāng)采用SPWM時三相系統(tǒng))

式中，m為當(dāng)采用SPWM控制方法時的調(diào)制度；Udc為變流器直流側(cè)電壓。若電網(wǎng)的最大波動的百分比d，若按同相位補償則有式中，UL是負載電壓。由以上兩式可得變壓器的變比為

上述分析是在忽略變流器開關(guān)損耗、變壓器損耗以及阻抗壓降等理想情況下得出的?？紤]上述因素的影響在實際選擇補償變壓器時應(yīng)留有一定余量。3)阻抗壓降的確定

根據(jù)圖可得變壓器的阻抗壓降為：為維持負荷側(cè)電壓穩(wěn)定，需盡量降低注入變壓器的阻抗壓降?？筛鶕?jù)控制算法和電壓THD（TotalHarmonicDistortion）限值及電壓波動率確定。4)損耗計算變壓器損耗的確定同十年變電成本C有關(guān)：

式(5-68)中，C0為變壓器售價（元）；p為年利率；T0為空載損耗運行等效時間(h)；P0為空載損耗(W)；Tk為負載等效運行時間(h)；Pk為負載損耗(W)；e為每度電費（元）。對于普通電力變壓器來說，只要通電不管是否達到額定狀態(tài)，空載損耗都存在，所以T0=8600h，即相當(dāng)于空載率為100%。而負載率一般為25%，所以Tk=2200h。對于DVR中使用的補償變壓器，采用副邊投切方式時，一直運行在短路狀態(tài)，因而，工作情況和普通電力變壓器則有很大不同，其負載率為100%，此時空載損耗可以忽略不計。為了降低損耗，負載損耗應(yīng)比同容量電力變壓器要低。而空載率要視電網(wǎng)波動頻率而定。對于波動頻繁的電網(wǎng)，其空載率高，空載損耗宜選取比普通電力變壓器較低的值，反之可適當(dāng)增大。負載損耗參照同容量電力變壓器的1/4選取，空載損耗參照同容量電力變壓器2-3倍選取。

8.3.5動態(tài)電壓恢復(fù)器仿真

通過可編程三相電源設(shè)置電壓跌落幅值和跌落時間，來模擬電網(wǎng)中電壓跌落。三相DVR的額定容量為30kVA，負載容量為90kVA，濾波電感為3mH，濾波電容為220μF，變壓器容量為30kVA，變比為1.7:1；在0.1s至0.3s時間內(nèi)電壓跌落30%，DVR對負載側(cè)進行補償。8.4有源功率因數(shù)校正器8.4有源功率因數(shù)校正器針對不可控整流裝置對電網(wǎng)造成的諧波污染，除了可以采用7.2節(jié)所述的有源電力濾波器(APF)外。另一種方法是在不可控整流裝置本身的整流器和濾波電容之間增加一個功率變換電路，它能將整流器的輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波電流，在消除諧波電流的同時，還可將電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)提高到近似為1，這就是有源功率因數(shù)校正(APFC)。其原理框圖如圖所示。8.4有源功率因數(shù)校正器8.4.1有源功率因數(shù)校正的基本原理8.4.2有源功率因數(shù)校正器的控制策略8.4.3有源功率因數(shù)校正器的實例分析與仿真8.4.4UC3854簡介8.4.1有源功率因數(shù)校正的基本原理1．諧波產(chǎn)生的原因2．有源功率因數(shù)校正器分類

3．單相、單級式升壓變換有源功率因數(shù)校正電路的工作原理

1．諧波產(chǎn)生的原因傳統(tǒng)的不可控整流濾波電路，整流二極管只有在輸入電壓ui大于負載電壓uo時才導(dǎo)通。由于儲能濾波電容的存在，只有在電容C充電期間才有電網(wǎng)的輸入電流ii，其它時間輸入電流為零，該電流為峰值很高的脈沖電流。由于輸入電流存在波形畸變因而會導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)下降，并產(chǎn)生高次諧波分量污染電網(wǎng)。1．諧波產(chǎn)生的原因

有源功率因數(shù)校正(APFC)技術(shù)的基本思想是在整流電路與濾波電容之間加入DC/DC變換電路，通過適當(dāng)?shù)目刂剖拐髌鞯妮敵鲭娏鞲S它輸出的直流脈動電壓波形，且要保持儲能電容電壓穩(wěn)定，即保證了輸入電流的波形能自動跟隨輸入電壓的波形，在實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出的同時也使網(wǎng)側(cè)達到單位功率因數(shù)輸入。2．有源功率因數(shù)校正器分類隨著有源功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展，功率因數(shù)校正器種類也越來越多，按相數(shù)可分為單相和三相功率因數(shù)校正器；按DC/DC變換的級數(shù)可分為雙級式功率因數(shù)校正器和單級式功率因數(shù)校正器，如圖；還可以按DC/DC變換的性質(zhì)分為升壓功率因數(shù)校正器和降壓功率因數(shù)校正器等等。由于升壓斬波變換電路具有控制容易，輸入電流可以連續(xù)且紋波電流較小等諸多優(yōu)點，因而得到了廣泛的應(yīng)用。因此，本書主要講述常用的單相、單級式升壓變換功率因數(shù)校正電路的工作原理。(a)單級式(b)雙級式3．單相、單級式升壓變換有源功率因數(shù)校正電路的工作原理單相、單級式升壓變換有源功率因數(shù)校正電路的工作過程為通過升壓斬波變換電路調(diào)節(jié)開關(guān)管開關(guān)的占空比，控制已整流后的電流，使之在對濾波電容充電之前能與整流后的電壓波形相同，從而避免形成電流脈沖，達到改善功率因數(shù)的目的。有源功率因數(shù)校正電路的主電路是一個全橋整流器，實現(xiàn)AC/DC變換；在濾波電容C之前是一個升壓斬波變換電路，實現(xiàn)升壓式DC/DC變換。從控制回路來看，它由一個電壓外環(huán)和一個電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成。在具體工作時，通過控制VT的開關(guān)頻率或調(diào)節(jié)其PWM的占空比使整流后的電流跟隨整流后電壓的波形。

升壓斬波變換電路輸出電容電壓uc與給定電壓U*c做差后進行PI調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)的輸出與整流輸出電壓信號ud