第一章開關(guān)電源的根本工作原理

開關(guān)電源是利用時(shí)間比率控制(TimeRatioControl,縮寫為TRC)的方法來控制穩(wěn)壓輸

出的。按TRC控制原理，有以下三種方式：

1)脈沖寬度調(diào)制［PulseWidthModulation,縮寫為PWM)。開關(guān)周期恒定，通過改變脈

沖寬度來改變占空比的方式。

2)脈沖頻率調(diào)制(PulseFrequencyModulation,縮寫為PFM)導(dǎo)通脈沖寬度恒定，通過

改變開關(guān)工作頻率來改變占空比的方式。

3)混合調(diào)制導(dǎo)通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上

二種方式的混合。

在目前開發(fā)和使用的開關(guān)電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調(diào)制型。本設(shè)計(jì)采用的

就是脈寬調(diào)制型開關(guān)穩(wěn)壓電源，其根本原理可參見右圖。

對(duì)于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其

直流平均電壓值就越高。直流平均電壓U?？捎晒接?jì)算，即

Uo=UmXTl/T

式中Um—矩形脈沖最大電

T—矩形脈沖周期；

T1—矩形脈沖寬度。

從上式可以看出，當(dāng)Um與T

直流平均電壓Uo將與脈沖寬度

比。這樣，只要我們?cè)O(shè)法使脈沖

穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變

以到達(dá)穩(wěn)定電壓的目的。111

此外，為因應(yīng)各種不同的輸

開關(guān)電源按DC/DC變換器的工

分又可分為反激式(Flyback)、順向式(Forward)、全橋式(FullBridge)、半橋式(Half

Bridge)和推挽式(Push-Pull)等電路拓?fù)洌跿opology；結(jié)構(gòu)。其中單端反激式開關(guān)電源是

一種本錢最低的電源電路，輸出功率為20-100W,可以同時(shí)輸出不同的電壓，且有較好

的電壓調(diào)整率，應(yīng)用較為廣泛。本設(shè)計(jì)采用的就是該方案，其典型的電路如下圖。1,1

圖1-1反激式開關(guān)電源典型電路結(jié)構(gòu)

藉由PWMIC控制開關(guān)管的導(dǎo)通與否，配合次級(jí)側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC

電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，

將儲(chǔ)存于在變壓器的能量傳遞給次級(jí)側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個(gè)方波電

壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸４送飧淖冏儔浩鞒?、次?jí)的圈數(shù)，就可以得到想要

的DC電源。PWM控制電路是這類開關(guān)電源的核心，它通過取樣反應(yīng)閉環(huán)回路，調(diào)整高頻

開關(guān)元件的開關(guān)時(shí)間比例即占空比，以到達(dá)穩(wěn)定輸出電壓的目的。

由于高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側(cè)，并且只有一個(gè)輸出端，而MOS開關(guān)

功率管導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)整流二極管截止，電能就儲(chǔ)存在高頻變壓器的初級(jí)電感線圈中；當(dāng)MOS

功率管關(guān)斷時(shí)整流二極管導(dǎo)通，初級(jí)線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過次級(jí)整流二極

管輸出，故稱之為單端反激式。

第一節(jié)開關(guān)電源的干擾特性及其抑制措施

開關(guān)電源雖然具有許多優(yōu)點(diǎn)并得到廣泛的應(yīng)用，但由于它具有嚴(yán)重的射頻干擾,在線性

電路中的應(yīng)用一直受到很大的限制。開關(guān)電源是把工頻交流整流為直流后，再通過開關(guān)變

為高頻交流，其后再整流為穩(wěn)定直流的一種電源，這樣就有工頻電源的整流波形畸變產(chǎn)生

的噪聲與開關(guān)波形產(chǎn)生的噪聲。在輸入側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲，在輸出

側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為紋波。同時(shí)外部噪聲會(huì)進(jìn)到電子設(shè)備中，而供給負(fù)載的電源噪聲也會(huì)

泄露到外部。假設(shè)電源線中有噪聲電流通過，電源線就相當(dāng)于天線向空中輻射噪聲。而這

些噪聲都會(huì)影響設(shè)備的正常工作。要想使其得到更廣泛的應(yīng)用，滿足電磁兼容性的有關(guān)指

標(biāo)，就需要有效地抑制開關(guān)電源的干擾。

雜訊干擾的途徑有兩種，即傳導(dǎo)干擾與輻射干擾。以下分別對(duì)兩種干擾的特性與抑制

方法做一介紹。

1.1傳導(dǎo)干擾及其抑制措施

從導(dǎo)線傳入的十?dāng)_稱為傳導(dǎo)十?dāng)_，其十?dāng)_能量通過導(dǎo)電體進(jìn)行傳播，開關(guān)電源的輸入、

輸出引線都是傳導(dǎo)干擾的媒介。

開關(guān)電源產(chǎn)生的干擾會(huì)沿電源引線進(jìn)入電網(wǎng)，污染電網(wǎng)，使同一電網(wǎng)的電子設(shè)備受到

干擾。同時(shí)電源的輸出線還將把干擾噪聲傳遞給負(fù)載，使作為電源負(fù)載的電子設(shè)備直接受

到干擾，當(dāng)這種干擾幅度假設(shè)大到一定程度，會(huì)影響線性電路和一些小信號(hào)電路的正常工

作。

由于傳導(dǎo)干擾主要是通過輸入輸出引線進(jìn)行傳播，因而相對(duì)來說傳導(dǎo)干擾的抑制要容

易些，主要方法是加接輸入輸出濾波器。

在開關(guān)電源的輸入側(cè)要介入電容與電感構(gòu)成的濾波器，用于抑制交流電源產(chǎn)生的EMT,

而該濾波器也稱為電磁兼容(EMI)濾波器。其電路如圖2-1所示。

圖1-1輸入端抑制傳導(dǎo)干擾電路(EMI)

該濾波器是一典型的低通濾波器，使開關(guān)電源產(chǎn)生的一些高頻脈沖干擾經(jīng)過它后得到

極大的衰減，能較好的濾除來源于電網(wǎng)或者傳入電網(wǎng)的干擾，使其符合FCC、CE、VDE等標(biāo)

準(zhǔn)。

圖中L901、L902為共模扼流圈，它是繞在同一磁環(huán)上的兩只獨(dú)立的線圈，圈數(shù)相同，

繞向相反，在磁環(huán)中產(chǎn)生的磁通相互抵消，磁芯不會(huì)飽和，主要抑制共模干擾，感值愈大

對(duì)低頻干擾抑制效果愈佳。這樣繞制的濾波電感抑制共模干擾的性能大大提高。L901、L902

分別選擇感值為2.OmH和15mH的共模扼流圈。

C90kC902為共模電容，主要抑制差模干擾，即火線和零線分別與地之間的干擾。電

容值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈好，在這里選用102PF/250V。

C903、C904為差模電容，主要抑制共模干擾，即抑制火線和零線之間的干擾。電容值

愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈佳，在這里選用0.47uF/300Vo有時(shí)為了降低本錢也可將C904

省去。

圖中CN901為插座，接電網(wǎng)電壓。F901為保險(xiǎn)絲，電路中采用了規(guī)格為2A/250V的保

險(xiǎn)絲，它在高壓時(shí)熔斷，可防止設(shè)備在突發(fā)的高壓時(shí)引起的破壞。NR901為負(fù)溫度系數(shù)熱

敏電阻，開機(jī)瞬間溫度低，阻抗大，防止電流對(duì)回路的浪涌沖擊。常溫下其規(guī)格為5A/5Q。

R901、R902對(duì)抗干擾電容起泄放作用，可于關(guān)機(jī)后迅速消耗掉C903儲(chǔ)存的電能，防止帶

電損耗元件。它們的規(guī)格都為1MQ,一般采用金屬釉材料。

對(duì)輸出端的干擾抑制，主要也是靠高頻濾波器，電路圖如下所示。

圖1-2輸出端抑制傳導(dǎo)十?dāng)_電路

濾波電感由于工作在直流大電流狀態(tài)下，磁芯在較大的磁場強(qiáng)度下工作，容易包含，

一旦飽和，電感即失去濾波作用。因此必須采用飽和磁場強(qiáng)度很大的恒u磁心，如鐵名臬鋁

磁粉芯等金屬磁芯。⑵

由于輸出干擾的頻譜相當(dāng)豐富，從幾十赫茲到幾十兆赫茲均含分量。由于在高頻的情

況下，濾波電容等效由純電容(C)、等效串聯(lián)電阻(RES)和等效串聯(lián)電感(LES)構(gòu)成的

串聯(lián)電路。在工作頻率f超過電容器的自諧振頻率fr時(shí)，電容器就起到電感的作用。值大

的濾波電容對(duì)低頻干擾比擬敏感，相反，值小的濾波電容吸收高頻干擾的效果比擬好。因

此不能光采用大電解電容濾波C916,還必須加接自諧振頻率很高的陶瓷電容器C917O

此外，輸出干擾的幅度還與PCB板的布線有很大關(guān)系，不合理的布線往往會(huì)使干擾幅

度大幾倍，尤其是接地點(diǎn)的安排特別重要。

1.2輻射干擾及其抑制措旅

從空間傳入的干擾稱為輻射干擾，一般是指耦合干擾，即干擾能量通過空間介質(zhì)進(jìn)行

近場感應(yīng)。由于開關(guān)電源一般工作在低壓大電流情況下，因而磁場干擾大于電場干擾。主

要由開關(guān)變壓器的漏感、開關(guān)功率管在開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的火電流脈沖、開關(guān)二極管反向恢復(fù)的

硬特性等引起。⑵

輻射干擾的抑制主要靠屏蔽。對(duì)電場可采用導(dǎo)電良好的材料，而磁場屏蔽那么應(yīng)采用

導(dǎo)磁率較高的材料。在本文中就不作詳細(xì)論述。

抑制干擾最有效的方法，是盡量減少干擾源的干擾能量。對(duì)開關(guān)電源變壓器要減少其

漏感，并選擇開關(guān)參數(shù)優(yōu)良的晶體管和軟恢復(fù)的開關(guān)二極管。

脈寬調(diào)制控制器SG6841

2.1PWM控制器SG6841簡介

目前"開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實(shí)，早期的PWMIC大多采用UC384X系列

（如UC3842、UC3843）,但由于新產(chǎn)品越來越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來越嚴(yán)苛的趨勢

下，出現(xiàn)了384XG及了4X等具有GreenFunction的IC。GreenFunction為環(huán)保功能的意

思,亦稱之為BlueAngel,其要求是在滿載70W以下的電源產(chǎn)品，當(dāng)負(fù)載沒有輸出功率的

情況下，輸入電源仍照常供給時(shí)，電路消耗功率必需小于1W以下。歐系的InfineonCoolset

ICE2AXXX及ICE2BXXX系列不僅具有GreenFunction,并且把以往外加的功率開關(guān)集成

在8DIP的IC內(nèi)，以節(jié)省空間和制造流程。

SG6841是由SystemGeneral崇貿(mào)科技開發(fā)的一款高性能固定頻率電流模式控制滯，

專為離線和DC-DC變換器應(yīng)用而設(shè)計(jì)。它屬于電流型單端調(diào)制器，具有管腳數(shù)量少、

外圍電路簡單、安裝調(diào)試簡便、性能優(yōu)良、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)，可精確地控制占空比，實(shí)現(xiàn)

穩(wěn)壓輸出，還擁有低待機(jī)功耗和眾多保護(hù)功能，所以，為設(shè)計(jì)人員提供只需最少的外部元

件就能獲得本錢效益高的解決方案，在實(shí)際中得到廣泛的應(yīng)用。SG6841有以卜.性能特點(diǎn)：

1）在無負(fù)載和低負(fù)載時(shí)時(shí)，PWM的頻率會(huì)線性降低進(jìn)入待機(jī)模式以實(shí)現(xiàn)低功耗，同時(shí)

提供穩(wěn)定的輸出電壓。

2）由于采用BiCMOS,啟動(dòng)電流和正常工作電流減少到30uA和3mA,因此可大大提高

電源的轉(zhuǎn)換效率。

3）SG6841是固定頻率的控制器，它的工作頻率通過一個(gè)外接電阻來決定，改變電

阻值可輕易改變頻率。

4）內(nèi)建同步斜率補(bǔ)償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。

5）內(nèi)建電壓補(bǔ)償電路可在一個(gè)較大的AC輸入范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率限制控制，并提供過載、

短路保護(hù)功能。此外，還設(shè)有低電壓鎖定（UVLD）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠。

6）可通過外接一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來傳感環(huán)境溫度以實(shí)現(xiàn)過溫保護(hù)，也

可利用該功能實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)。

7）具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實(shí)現(xiàn)良好的EMIo其最大輸出電壓鉗位

在18Vo

常見的SG6841有8腳DIP和SO兩種封裝,其各引腳功能分別如下所示:

1)GND：接地。

2)FB：反應(yīng)電壓輸入端。用于提供PWM調(diào)節(jié)信息，PWM占空比就是由它控制。

3)Vin：啟動(dòng)電流輸入端。SG6841開始工作必須在該端要提供一個(gè)啟動(dòng)電壓。

4)RI：參考設(shè)置端。通過連接一個(gè)電阻接地來為SG6841提供一個(gè)恒定的電流，改變電

阻阻值將改變PWM的頻率。

5)RT：溫度保護(hù)端。該端輸出一個(gè)恒定的電流。在該端接一NTCR接地來傳感溫度，當(dāng)

該端電壓下降到一定值時(shí)會(huì)啟動(dòng)過溫保護(hù)。在本設(shè)計(jì)中，該功能被用于高壓保護(hù)。

6)Sense：電流傳感端。當(dāng)該端電壓到達(dá)一個(gè)閾值時(shí)芯片會(huì)停止輸出，從而實(shí)現(xiàn)過流保

護(hù)。

7)VDD；電源供電端。

8)Gate：PWM脈沖輸出端。圖騰柱(即推拉輸出電路)輸出極驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。

圖2-1SG6841內(nèi)部框圖

2.2SG6841內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理

1)振蕩器

SG6841的PWM頻率范圍為50KHz?100KHz°RI端通過連接一個(gè)電阻Ri接地來為SG6841

提供一個(gè)恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。

由IC內(nèi)部放置甯容CT8的充放雷崖生貂商波形，其上下限^定在2.7V輿，如［?三所示。

常踞葭I波甯屋VSA1M大於，土較器CA1的率俞出^低舉位，Vpulse高舉位，Q/截止。比

敕器CA2的輸出卷高型位，。2醇通，CTB放甯:。^VSAW小於，CA2的輸出懸低型位，

CA1的輸出卷高型位，Vpulse可氐型位，。/醇通，Q2截止，CTB充重。藉由外加甯阻

RI輿參考重屋VR可以羥生一他參考甯流/R,而拿居商波的充甯重流是IC內(nèi)部很小的重流：

1690

fPXVM(kHz)

Rig)

在本設(shè)計(jì)中,取Ri=24k,SG6841的PWM頻率為70.42kHz。

1)欠壓鎖定

SG6841采用了欠壓鎖定比擬器來保證輸出級(jí)被驅(qū)動(dòng)之前，集成電路已完全可用。

欠壓鎖定回路其實(shí)質(zhì)是一個(gè)滯回比擬器，以防止在通過它們各自的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤的

輸出動(dòng)作。它的開啟電玉為16V,關(guān)閉電壓為10V。在啟動(dòng)過程中，比擬器反向輸入端

為16V,當(dāng)VDD<16V時(shí),比擬器輸出為低電平,SG6841無法工作。當(dāng)VDD升到16V時(shí),

欠壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時(shí)MOS管導(dǎo)通，使比擬器反向輸入端

為10V。當(dāng)VDD下降至10V時(shí)，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個(gè)電路停止工作。

SG6841的7腳端設(shè)置了一個(gè)32V的齊納二極管，保證內(nèi)部電路絕對(duì)工作在32V以下，

以防電壓過高損壞芯片。

2)輸出局部

GATE

SG6841的8腳為輸出腳，它是一個(gè)單圖滕柱輸出級(jí)，專門設(shè)計(jì)用來直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET

的，具有降低熱損耗、提高效率和增強(qiáng)可靠性的作用。在芯片內(nèi)部有一18V的穩(wěn)壓管與Gate

端相連使輸出電壓鉗位在18V,可保護(hù)MOSFET免被擊穿。通過控制PWM脈沖的上升與下降

時(shí)間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的EMI,并提供穩(wěn)定的MOSFET管Gate極驅(qū)動(dòng)。在

LOnF負(fù)載時(shí)，它能提供高達(dá)±1.0A的峰值驅(qū)動(dòng)電流和典型值為250ns的上升時(shí)間和50ns

的下降時(shí)間。還附加了一個(gè)內(nèi)部電路，使得任何時(shí)候只要欠壓鎖定有效，輸出就進(jìn)入灌模

式，這個(gè)特性使外部下拉電阻不再需要。

2)電流取樣比擬器和脈沖調(diào)制鎖存器

SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器開始振蕩起始，當(dāng)峰值電感

電流到達(dá)FB反應(yīng)端電平時(shí)終止。這樣在逐周根底上誤差信號(hào)控制峰值電感電流。所用的電

流取樣比擬器-脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅有一個(gè)單脈沖出現(xiàn)在輸

出端。

電感電流通過插入一個(gè)與輸出開關(guān)Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換

成電壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6Sense監(jiān)視，并與來自Pin2FB端電平相比擬。通

常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，

其中：

lPk=(VFB-1.0V)/3Rs

其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個(gè)二極管上的壓降，1/3為經(jīng)兩個(gè)電阻后的分壓

比。

當(dāng)電源輸出過我或者如果輸出電壓取樣喪失時(shí)，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件

下，電流取樣比擬器門限將被內(nèi)部箝位至0.85V。因此最大峰值開關(guān)電流為：

Ipk(max)=0.85V/Rs

當(dāng)輸入電壓很大時(shí)，取樣電流將非常小，這時(shí)可通過高壓補(bǔ)償回路來調(diào)節(jié)。在電路中，

通過R904與R905(均為1MQ來提高Sense端電平，實(shí)現(xiàn)高壓補(bǔ)償。

C,可得Ipk(max)=2.83A。

在SG6841的Sense端產(chǎn)生的噪聲會(huì)引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部Sense

端經(jīng)過一個(gè)斜率補(bǔ)償電路后，才接至比擬器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良

好的PCB布線和防止元件管腳太長也有利于減少噪聲。而在UC3841的應(yīng)用電路中那么需要

在Sense端增加一個(gè)RC濾波器來解決同樣的問題，可見SG6841的功能更強(qiáng)，外圍電路更

簡單。

當(dāng)SG6841正常工作時(shí)，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號(hào)，此信號(hào)一路直接加到圖騰柱電

路的輸入端,另一路加到PWM脈寬調(diào)制RS觸發(fā)器的S端,RS型PWM脈寬調(diào)制器的R端接

電流檢測比擬器輸出端。當(dāng)峰值電感電流未到達(dá)FB反應(yīng)端電平時(shí)，比擬器輸出低電平，此

時(shí)R端為低電平，Q非端輸出低電平；當(dāng)峰值電感電流到達(dá)FB反應(yīng)端電平時(shí)，比擬器輸出

高電平，此時(shí)R端為高電平，Q非端輸出高電平。可見，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端脈沖越窄,

同時(shí)Gate端輸出脈寬也越窄(占空比減小)；FB端電壓越低,Q非端脈沖越寬,同時(shí)Gate

端輸出脈寬也越寬(占空比增大)，從而實(shí)現(xiàn)PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。

2.3SG6841的啟動(dòng)與供電

SG6841需要在啟動(dòng)時(shí)給Pin3Vin提供一30uA的啟動(dòng)電流以使芯片進(jìn)行有效的自舉。

在電路中，將Pin3通過兩個(gè)1M。的電阻接至PFC級(jí)的DC輸出端，便可在AC輸入90V?

264V的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)SG6841的有效啟動(dòng)。

在SG6841正常工作后，其Pin7VDD端必須提供10V?30V電壓為芯片供電。

SG6841的Pin5RT端恒定輸出一電流IRT,

IRT=2X(1.3V/Ri)

RT端可串聯(lián)一負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻(NTCR)接地，RNTC隨溫度上升而降低，這時(shí)

當(dāng)

IRTXRNTC

時(shí)啟動(dòng)過溫保護(hù)功能。當(dāng)RT端電壓略低于0.65V,PWM脈沖的占空比會(huì)減少，從向降低

電源輸出電壓來降低溫度；當(dāng)環(huán)境溫度過高，RT端電壓大大低于0.65V時(shí)，PWM脈沖的

占空比會(huì)減少至零，從而使電源完全停止輸出。同時(shí)我們可以利用SG684I的該功能實(shí)現(xiàn)

電源的高壓保護(hù)。［⑼

D902

PS102R

高壓保護(hù)回路如圖2-6所示。當(dāng)電網(wǎng)電壓升高超過最大值時(shí)，自饋線圈輸出的電壓也將

升高。假設(shè)電壓超過20V,此時(shí)ZD901被擊穿，R918就會(huì)產(chǎn)生壓降。當(dāng)這個(gè)壓降有0.6V時(shí)

將使Q903導(dǎo)通，拉低Q904的基極電位，使Q904也導(dǎo)通，這樣SG6841Pin5通過D903、

Q903直接接地，使SG6841迅速關(guān)斷脈沖輸出。同時(shí)Q904的導(dǎo)通也拉低了輸入到SG6841Pin7

的電壓，使SG6841停止工作。

2.5待機(jī)工作模式

SG6841AWGreenFunction,支持BlueAngel模式。當(dāng)?shù)拓?fù)載和無負(fù)載情況下，F(xiàn)B

端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作

頻率會(huì)迅速降低至10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如卜圖即為待機(jī)時(shí)功率開

開關(guān)電源中的調(diào)整管工作于開關(guān)狀態(tài)，必然存在開關(guān)損耗，而且損耗的大小隨開關(guān)頻

率的提高而成比例增加。另一方面，開關(guān)電源中的變壓器、電抗?jié)摰却判栽半娙菰?/p>

的損耗，也隨頻率的提高而增加。因此通過降低其工作頻率可有效降低其待機(jī)時(shí)的功耗。

第三節(jié)直流變換電路及工作過程

DC/DC變換器用于開關(guān)電源時(shí)，很多情況下要求輸入與輸出間進(jìn)行電隔離，這時(shí)必須

采用變壓器進(jìn)行隔圖，稱為隔離變換器。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電

壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏?。因此，這類

變換器又稱為逆變整流型變換器。⑵

圖3-1直流變換電路

變壓器T901因?yàn)橛袣庀吨?，其初?jí)圈具有隔離、變壓和儲(chǔ)能電感的三重功能。當(dāng)

SG6841的Gate端輸出PWM控制脈沖,控制Q901做開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)Gate端輸出高電平時(shí),

開關(guān)管Q901導(dǎo)通，此時(shí)T901的初級(jí)線圈有電流流過，產(chǎn)生上正下負(fù)的電壓，那么次級(jí)產(chǎn)

生下正上負(fù)的感應(yīng)電動(dòng)勢，但這時(shí)次級(jí)上的二極管D910、D911截止，此階段為儲(chǔ)能階段；

而當(dāng)Gate端輸出低電平時(shí)，開關(guān)管Q901截止，初級(jí)線圈上的電流在瞬間變?yōu)?,初級(jí)線

圈的電動(dòng)勢為下正上負(fù)，在次級(jí)線圈上感應(yīng)出上正下負(fù)的電動(dòng)勢，此時(shí)D910、D911導(dǎo)通，

有電壓輸出。

圖3-2和圖3-3分別為輸入電壓為AC90V/60HZ和264V/50Hz時(shí)的Gate端輸出PWM脈

沖的波形。在輸入AC電壓不同時(shí)?，脈沖頻率幾乎不變，接近70KHz,但占空比隨輸入電壓

的不同而不同，開關(guān)電壓正是利用這種脈寬調(diào)制的方式在較廣的輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)12V

的穩(wěn)定輸出。輸入電壓為AC90V/60HZ時(shí)占空比為16.55%,而264V/50Hz時(shí)的占空比29.28%,

可見輸入電壓小時(shí)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間小，從而變壓器次級(jí)輸出電壓占空比更大。圖2T0為

輸入AC264V/90HZ開關(guān)MOS管D極電壓波形。

Chi頻率

69.b7KH2

Chi+占至比

16.55與

圖3-2SG6841Pin8Gate輸出波形(InputAC90V/60Hz)

Chi頻率

69.52kHz

...1.....1..I..j.]ch1+占空比

」口口口口口口「

圖3-3SG6841Pin8Gate輸出波形(InputAC264V/50Hz)

由于開關(guān)功率管Q901功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀

或工作異常，需加一散熱片。

由于在開關(guān)管關(guān)斷時(shí),初級(jí)線圈還有電流，因此為防止隨開關(guān)啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，

可采用R-C或L-C緩沖器。本設(shè)計(jì)中在變壓器的輸入端需設(shè)有緩沖電路，它由D901、R903

與C906組成。在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間，電感上的電流通過D901向C906充電；為了確保在開

關(guān)管截止期間，不能因?yàn)镃906的充電而減小鐵芯向負(fù)載釋放的能量，即充電時(shí)間應(yīng)小于

Toff；另外，為了防止在開關(guān)管在關(guān)斷的過程中工作在高電壓大電流區(qū)，充電時(shí)間應(yīng)大于或

等于Toff。因此綜合考慮上述兩方面的因素，應(yīng)取C906的充電時(shí)間等于Toff。因此取C906

的值為152pF,它的耐壓值為1KV。

在開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，電容C906通過R與開關(guān)管放電，放電的時(shí)間常數(shù)「二RC906,為了

減輕開關(guān)管在完全導(dǎo)通時(shí)所承受的電流，應(yīng)在開關(guān)管開啟的時(shí)間Ton內(nèi)放掉C906上的大

局部能量。

在變壓器的輸出端設(shè)有輸出整流濾波回路，對(duì)直流變換后的電壓進(jìn)行整流與濾波，使

之得到穩(wěn)定的輸出。

RQ1Q

47_1/2W_M

PQ26/22.5

4

圖3-5次級(jí)整流濾波電路

?甘醺比

Ch1最大

16.4V

圖3-6變壓器次級(jí)繞組輸出電壓波形

因?yàn)檎鞫O管D存在著反向恢復(fù)時(shí)間，在導(dǎo)通瞬間會(huì)引起較大的尖峰電流，它不僅

增加了D本身的功耗，而且使開關(guān)管流過過大的浪涌電流，增加了開通瞬間的功耗。一般

采用快速恢復(fù)二極管或肖特基二極管作為整流二極管。在低電壓、大電流輸出的開關(guān)電源

中整流二極管的功耗是其主要功耗之一。因此，當(dāng)UoW8V時(shí)，一般選用肖特基二極管

來整流，其優(yōu)點(diǎn)是，導(dǎo)通電壓Uon^O.4?0.6V,為一般PN結(jié)的一半，反向恢復(fù)快且有足

夠的反向電壓。當(dāng)Uo>8V時(shí)，一般選用快速恢復(fù)二極管整流，它的反向耐壓可到達(dá)數(shù)百

伏。同時(shí)，D的電流平均值應(yīng)大于輸出電流。

依據(jù)上述的要求，采用了兩個(gè)同樣的二極管集成塊。它們分別由兩個(gè)規(guī)格為10A/100V

的快速恢復(fù)二極管并聯(lián)而成。這樣可使整流到達(dá)較佳的效果。

當(dāng)輸出整流二極管兩端加反壓時(shí)，由于二極管中貯存電荷，也將有較大的浪涌電流產(chǎn)

生，因此在二極管及輸出電壓中將有很大的噪聲。在整流二極管上并接一RC（R919、R920、

C913）回路，可吸收.上述干擾。

L903、C916和C917組成輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路，這在上文已做了詳細(xì)介紹。