第五章音頻功率放大器設計Multisim電路系統(tǒng)設計與仿真教程課件CONTENTS設計任務1集成運放音頻放大電路設計3晶體管音頻功率放大器的設計2擴展電路設計45.1設計任務

Multisim的元件音頻功率放大器是音響系統(tǒng)中的關鍵部分，其作用是將傳聲器件獲得的微弱信號放大到足夠的強度去推動放聲系統(tǒng)中的揚聲器或其它電聲器件，使原聲響重現(xiàn)。

一個音頻放大器一般包括兩部分,如圖5-1所示。

由于信號源輸出電壓幅度往往很小，不足以激勵功率放大器輸出額定功率，因此常在信號功率放大器前插入一個前置放大器將信號源輸出電壓信號加以放大，同時對信號進行適當?shù)囊羯幚?。而功率放大器不僅放大電壓，而且對電流進行放大，從而提高整體的輸出功率。圖5-1音響系統(tǒng)結(jié)構圖5.1設計任務

1）總體設計要求

在放大通道的正弦信號輸入電壓幅度大于5mV小于100mV、等效負載電阻RL為8Ω下放大通道應滿足：額定輸出功率POR≥2W；帶寬BW≥（50～10000）Hz；音調(diào)控制范圍：低音;高音；在POR下和BW內(nèi)的非線性失真系數(shù)；在POR下的效率≥55%；當前置放大級輸入端交流短接到地時，RL=8Ω上的交流噪聲功率≤10mW。下面是音頻功放的擴展性設計要求，可根據(jù)要求選做。

5.2晶體管音頻功率放大器的設計

晶體管音頻功率放大器主要由三部分組成，即前置級、音調(diào)控制電路和OCL功率放大器。前置級：主要是同信號源阻抗匹配并有一定的電壓增益。一般要求輸入阻抗提高，輸出阻抗低，為后級提供一定信噪比的信號電壓。音調(diào)控制電路：主要是實現(xiàn)高、低音的提升和衰減。OCL功率放大器：

將電壓信號進行功率放大，保證在揚聲器上得到不失真的額定功率。下面介紹一下各級電壓增益的分配：根據(jù)額定輸出功率和，求出輸出電壓為：（為有效值）。

∴整機中頻電壓增益為：，(5.2晶體管音頻功率放大器的設計

，(5.2晶體管音頻功率放大器的設計

若取CL為計算出的397.89μF的50倍，即CL=19894.5μF，這樣的電容太大，所以在滿足雙電源供電的情況下，選擇OCL電路更合適。由于設計要求功放的效率大于55%，且為了保證輸出信號不失真，所以選擇甲乙類的電路形式。甲乙類工作狀態(tài)

為了消除交越失真，使靜態(tài)工作點的值取在如圖5-2所示的Q點，具有這種工作點特性的放大器稱為甲乙類工作狀態(tài)，這種工作狀態(tài)下的放大器的特點是，功放管在信號半個周期以上的時間內(nèi)處于導通狀態(tài)，由于電路的靜態(tài)工作點ICQ較小，靜態(tài)功耗也小，在理想情況下，甲乙類放大器的轉(zhuǎn)換效率接近一類放大器。，(圖5-2甲乙類工作狀態(tài)圖解分析5.2晶體管音頻功率放大器的設計

乙類和甲乙類放大器雖然具有功率轉(zhuǎn)換效率高的特點，但都存在著波形失真的問題。要解決波形失真問題，還需要增加穩(wěn)定的附加措施，即調(diào)整功放電路結(jié)構。最簡單的甲乙類功放如圖5-3所示。

電路的仿真結(jié)果如圖5-4所示。由圖可知，輸出信號幅值略小于輸入信號，輸入信號幅值稍大時，輸出信號頂部存在一定的失真。，(圖5-3簡單的甲乙類功放電路圖5-4瞬態(tài)仿真曲線5.2晶體管音頻功率放大器的設計

典型的實用OCL電路如圖5-4所示。，(圖5-4典型的實用OCL電路5.2晶體管音頻功率放大器的設計

如圖5-5所示，本電路較之圖5-4主要作了兩點修改：一是采用恒流長尾式差動電路；二是改用了擴大電路來對

、提供偏置，使溫度補償特性更好。由于Multisim仿真庫中沒有揚聲器，所以電路中用一個8Ω的蜂鳴器來代替。，(圖5-5修改后的OCL電路、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

OCL放大器的設計方法OCL功率電路通?？煞殖桑汗β瘦敵黾墶⑼苿蛹墸罴墸┖洼斎爰壢糠?。圖5-6所示是一個典型的OCL電路。，(圖5-5修改后的OCL電路、圖5-6典型的OCL電路5.2晶體管音頻功率放大器的設計

Multisim電路仿真調(diào)整

根據(jù)以上計算所得的參數(shù)建立電路，給電路輸入正弦波小信號，然后對電路先進行瞬態(tài)分析，觀察電路性能。瞬態(tài)分析的結(jié)果如圖5-7所示。可以看到，輸出的放大信號基本不失真，但波形中含有直流分量。再分析電路的輸出端的直流工作點特性，可得靜態(tài)時電路輸出為-186.18mV，所以需要調(diào)整電路參數(shù)，使靜態(tài)時電路輸出為零。，(圖5-7初始瞬態(tài)分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

通過上面的原理介紹，我們知道調(diào)節(jié)W1或者改變電阻的值可以在靜態(tài)時對輸出端調(diào)零。下面我們只對W1進行舉例。把和用一個電阻統(tǒng)一代替，然后對這個電阻進行參數(shù)掃描分析，觀察電阻取值對輸出端直流工作點的影響，分析結(jié)果如圖5-8a所示，可見當阻值在1400Ω到1500Ω之間時，靜態(tài)輸出可能為零，在這個區(qū)間再對該電阻進行參數(shù)掃描，選擇掃描直流工作點，得5-8b的結(jié)果，當電阻在1410歐左右，輸出可實現(xiàn)調(diào)零。此時，取為電阻，可用可調(diào)電位器，調(diào)節(jié)

直到靜態(tài)時輸出為零，此時T7管集電極電流大于0.5mA。

，(圖5-8輸出端調(diào)零掃描、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

調(diào)好電路參數(shù)后，對電路輸出端進行瞬態(tài)分析，可得圖5-9的分析結(jié)果，可見輸出波形基本正常。，(圖5-10OCL功放電路交流分析、圖5-9OCL功放電路瞬態(tài)分析再分析電路的交流特性，如圖5-10所示，此功放電路的頻率特性遠大于設計要求。5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行傅立葉分析，從圖5-11的分析結(jié)果可以看到，電路的總諧波失真THD非常小，即電路的非線性失真很小，輸出波形中各次諧波的幅值很小，可以忽略。THD的定義式為：，(圖5-11OCL功放電路傅里葉分析、其中，A1為基波幅值；An（n=2，3，…∞）為n次諧波的幅值。5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行噪聲分析，由圖5-12可知，電路中各元器件在電路輸出端總的噪聲和等效到輸入端的噪聲的數(shù)量級都很小，對應不同頻段，又有微小變化。低頻時，輸入輸出噪聲都相當稍高；通帶區(qū)域噪聲基本不變；高頻區(qū)，電路對信號和噪聲的放大能力都減小了。具體的噪聲類型分析，可以參考本書第四章4.7節(jié)的內(nèi)容。，(圖5-12噪聲分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

2）音調(diào)控制電路設計電路形式及工作原理常用的音調(diào)控制電路有三種，一是RC衰減式音調(diào)控制電路，其調(diào)節(jié)范圍較寬，但容易產(chǎn)生失真；另一種是反饋型音調(diào)控制電路，非線性失真小，調(diào)節(jié)范圍小一些，用得比較多；第三種是混合式音調(diào)控制電路，其電路復雜，多用于高級收錄機中。從經(jīng)濟效益來看，負反饋型電路簡單，失真小，均多選用負反饋型。負反饋型音調(diào)控制電路如圖5-20所示。

和是由RC組成的網(wǎng)絡，放大電路為集成運放（例LF347N）。，(、、當信號頻率不同時，

和的阻值也不同，所以

隨著頻率的改變而變化。假設和包含的RC元件不同，可以組成四種不同形式的電路，如圖5-13（a）、（b）、（c）、（d）所示。5.2晶體管音頻功率放大器的設計

，(圖5-13四種負反饋型音調(diào)控制電路、（a）低音提升（b）高音提升（c）高音衰減（d）低音衰減5.2晶體管音頻功率放大器的設計

如果將四種形式的電路組合起來，即可得到反饋型音調(diào)控制電路。如圖5-14所示。，(圖5-14反饋型音調(diào)控制電路、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

Multisim電路仿真

下面對圖5-14所示的音調(diào)控制電路用進行Multisim進行仿真。反向放大器RW1和RW2中心抽頭放在中間位置，對電路進行瞬態(tài)分析如圖5-15所示?？梢钥吹捷敵霾ㄐ闻c輸入波形幅值相等、相位相反，所以此時的電路為反向放大電路，放大倍數(shù)為1。，(圖5-15瞬態(tài)分析結(jié)果、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行交流分析，得圖5-16，電路的帶寬約1MHz。，(圖5-16交流分析結(jié)果、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

低頻提升電路

當把RW1保持在中間位置，RW2滑到B端，電路變成低頻提升電路。把信號源頻率改成低頻，此時電路的瞬態(tài)響應如圖5-17所示。電路對輸出信號進行了放大，而且相位發(fā)生了一定程度的偏移。，(圖5-17低頻提升電路瞬態(tài)響應、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行交流分析，如圖5-18的結(jié)果所示。游標1對應的是最大的點。

我們知道，通帶截止頻率是最大放大倍數(shù)的0.707倍對應的頻率，即通帶截止頻率對應的幅值放大倍數(shù)為圖5-18中對應的8.3198*0.707=5.882。下面來求阻帶下限頻率對應的放大倍數(shù)。，(圖5-18低頻提升電路交流分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

由圖5-19可知，在fL2處，設放大倍數(shù)為AL2，則

，所以AL2=1.413。因此，fL1=49.5Hz，fL2=369.4Hz。，(圖5-19標定交流分析圖、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

低頻衰減電路

當把RW1保持在中間位置，RW2滑到A端，電路變成低頻衰減電路。此時電路的瞬態(tài)響應如圖5-20所示。輸出信號電壓幅值減小，而且相位發(fā)生了一定程度的偏移。，(圖5-20低頻衰減電路瞬態(tài)響應、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

低頻衰減電路對電路進行交流分析，結(jié)果如圖5-21所示。低頻最低衰減量為0.118，即-18.6dB。中頻放大倍數(shù)約為1倍。所以通帶截止頻率

對應的電壓放大倍數(shù)約為0.707。而-15.6dB對應的阻帶上限截止頻率

fL1

可通過計算相應的電壓放大倍數(shù)，然后在交流特性曲線上標定得到。如圖5-22所示。，(圖5-21低頻衰減電路交流分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

-15.6dB對應的電壓放大倍數(shù)為0.166。因此對應的

，(圖5-22交流特性曲線標定、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

高頻提升電路

當把RW2保持在中間位置，把RW1滑到D端，電路變成高頻提升電路。把信號源頻率改成高頻（10KHz），此時電路的瞬態(tài)響應如圖5-23所示。電路對輸入信號進行了放大，而且相位發(fā)生了一定程度的偏移。，(圖5-23高頻提升電路瞬態(tài)響應、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行交流分析，得圖5-24所示的分析結(jié)果。高頻最大提升量為8.21，低頻放大倍數(shù)為1.024。在低頻時，電壓沒有進行縮放，而高頻處的電壓才進行的放大。，(圖5-24高頻提升電路瞬態(tài)響應、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

頻率

對應的電壓放大倍數(shù)為8.21*0.707=6.322，3dB對應的電壓放大倍數(shù)為1.413，在交流特性曲線上標定電壓放大倍數(shù)的值，如圖5-25所示，可得

，

，和計算結(jié)果基本相符。，(圖5-25交流特性曲線標定、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

高頻衰減電路

當把RW2保持在中間位置，把RW1滑到C端，電路變成高頻衰減電路。把信號源頻率改成高頻（10KHz），此時電路的瞬態(tài)響應如圖5-26所示。輸出信號幅度衰減，而且相位發(fā)生了一定程度的偏移。，(圖5-26高頻衰減電路的瞬態(tài)分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行交流分析，結(jié)果如圖5-27，低頻放大倍數(shù)約為1，高頻衰減到0.122，和計算值相符。，(圖5-27高頻衰減電路交流分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

由前面的分析可知，

對應的電壓放大倍數(shù)約為0.707。對應波特圖

處的增益為-18.4dB+3dB=-15.4dB，所以對應的增益為0.17。將這兩個增益值在圖5-28的交流特性圖中標定，可以得到

和計算結(jié)果基本相符。，(圖5-28交流特性圖的標定、fH1=2.3KHz，fH2=19.3KHz，5.2晶體管音頻功率放大器的設計

3）前置級的設計

根據(jù)總體指標要求，前置級輸入阻抗應該比較高，輸出阻抗應當?shù)?，以便不影響音調(diào)控制網(wǎng)絡正常工作。同時要求噪聲系數(shù)NF盡可能小。為此，本級選用場效應管共源放大器和場效應管源極跟隨器組成，如圖5-29（a）所示。該電路輸入阻抗高，

，并引入電流串聯(lián)負反饋，提高了電路的穩(wěn)定性。適當選取

、

，可得到滿意的增益。第二級源極跟隨器，可以得到較小的輸出阻抗，同時其輸入阻抗高，對前級影響很小。為了節(jié)省場效應管，第二級也可用晶體三極管射極跟隨器，如圖5-29（b）所畫電路，此電路亦可滿足指標要求。，(圖5-29前置級電路、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

Multisim電路仿真①輸出級為源極跟隨器的前置級仿真

按以上的計算配置電路的參數(shù)，對電路進行瞬態(tài)分析，觀察輸入信號、共源放大電路和源極跟隨器的輸出信號，如圖5-30所示。從圖中游標1所對應的各曲線數(shù)值我們可以看到，一級為反向放大，放大倍數(shù)約為6.1倍，二級放大倍數(shù)約為0.73倍。電路總的放大倍數(shù)為4.5倍。，(圖5-30瞬態(tài)分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

由于理論計算參數(shù)不一定精確，會造成實際電路仿真結(jié)果和預期結(jié)果的差別。改變電阻R3可以改變共源放大器的放大倍數(shù)。對R3進行參數(shù)掃描分析，觀察其阻值變化對輸出端瞬態(tài)響應的影響，如圖5-31所示，減小R3的阻值可以增大放大倍數(shù)。

對電路進行交流分析，一級電路輸出端和電路總輸出端的幅頻特性，如圖5-32所示，電路的通頻帶接近1MHz，足以設計要求。，(圖5-31參數(shù)掃描分析、圖5-32交流特性分析5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行傅立葉分析，從圖5-33的仿真結(jié)果可以看到電路的諧波失真很小，信號中的直流成分也很小。

對電路進行溫度掃描分析，結(jié)果如圖5-34所示，溫度大于150℃時，電路性能發(fā)生變化。，(圖5-33傅里葉分析、圖5-34溫度掃描分析5.2晶體管音頻功率放大器的設計

對電路進行傳遞函數(shù)分析，得圖5-35的分析結(jié)果。傳遞函數(shù)為0是因為軟件設置此分析只針對直流小信號模型，而本電路為交流通路，且存在耦合電容，對直流信號起了割斷作用。輸入輸出阻抗的分析和計算所得結(jié)果相近。，(圖5-35傳遞函數(shù)分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

②傳輸出級為三極管射極跟隨器的前置級仿真

輸入級仍為上面的共源放大電路，所以放大倍數(shù)為6.1倍。接三極管射極跟隨器后，電路的輸出如圖5-36所示，此時射極跟隨器的放大倍數(shù)不到1，調(diào)節(jié)R5和R7的值可以改變電路的放大倍數(shù)。，(圖5-36瞬態(tài)分析結(jié)果、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

②傳輸出級為三極管射極跟隨器的前置級仿真

分析晶體管基極和發(fā)射極的靜態(tài)電壓，如圖5-37，可以看到

對電路進行交流分析，結(jié)果如圖5-38，電路的通頻帶很寬，可以滿足系統(tǒng)的要求。，(圖5-37靜態(tài)工作點分析、圖5-38交流分析5.2晶體管音頻功率放大器的設計

當輸入為標準正弦波信號時，對電路進行傅立葉分析，分析結(jié)果如圖5-39所示。此電路的總諧波失真THD比輸出極為源極跟隨器的電路大。

按上節(jié)的方法對電路進行傳遞函數(shù)分析，從圖5-40的分析結(jié)果可以看到電路的輸入輸出阻抗。輸出阻抗的大小和計算偏差較大，減小R5和R7的值可以減小輸出阻抗，但這樣也會使電壓放大倍數(shù)減小。而更換放大倍數(shù)小的三極管后，電路的性能仍不能達到要求，所以采用射極跟隨器的電路性能不如采用源極跟隨器的前置級電路性能好，我們在后面的總電路設計中將采用源極跟隨器作為前置級的輸出級，(圖5-39傅里葉分析、圖5-40傳遞函數(shù)分析5.2晶體管音頻功率放大器的設計

③穩(wěn)壓源分壓電路仿真

功放電路和音調(diào)調(diào)整電路的供電電源都為15V，而本級需要提供10V的供電電壓。所以需要在電源輸出端加一分壓電路，如圖5-41所示。D1為10V的穩(wěn)壓二極管。C5可作為濾波電容濾除電網(wǎng)中的高頻干擾。為了克服高頻時大電解電容的電感效應，可在電路中并一個100nF的小電容。，(圖5-41穩(wěn)壓源分壓電路示意圖、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

電阻R8的另一個重要作用就是控制回路中的電流使之不超出穩(wěn)壓管的穩(wěn)定電流范圍，對R8進行參數(shù)掃描，如圖5-42所示，可以看到把電壓源連入前置級電路中，當R8選210Ω左右，輸出電壓和10V電壓最接近。，(圖5-42對R8的參數(shù)掃描分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

4）總體電路仿真分析

音頻放大總體電路由以上分析的前置級、音調(diào)控制級和OCL功放極組成，如圖5-43所示。為了控制音量，在音調(diào)控制電路的輸出端通過耦合電容C16接電位器RW3，經(jīng)分壓后再由C10送入OCL功率放大器。RW3的數(shù)值一般根據(jù)放大單元帶負載能力來選擇，本電路選擇RW3為47KΩ的電位器，C16取10μF?？紤]對小信號的放大能力，可適當減小R3和R20的阻值，以增加前置級和功放級的放大倍數(shù)。電路確定后，當輸入的信號稍大，為防止削波失真，可調(diào)節(jié)RW3，以獲得好的音質(zhì)效果。，(、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

，(圖5-43音頻放大總體電路圖、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

檢查電路連接無誤后，我們在Multisim中對整體電路進行仿真分析，測試電路的性能是否達到指標。測量各級靜態(tài)工作點：

為保護功率管，首先負載開路測試。接通電源，粗測各級管子靜態(tài)工作情況，逐級檢查各管和。若發(fā)現(xiàn)

（管子截止）或

（管子飽和）均屬不正常。檢查場效應管

和

是否符合設計值。首先排除故障，在逐級調(diào)整工作點。輸出級：輸出中點電位應為0V。若偏離0V，調(diào)節(jié)RW4。注意在調(diào)整時，RW4應由小到大，使

始終工作在放大區(qū)，防止RW4過大燒毀

。前置級：調(diào)節(jié)，使管的源極電壓為設計數(shù)值。再調(diào)整，使。，(、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

測量工作情況，要求輸出端電壓為0V。當供電電源微小變化時，對電路的輸出端進行靜態(tài)工作點分析，得圖5-44的結(jié)果，電路的靜態(tài)輸出接近于零。電源在允許范圍內(nèi)變化，偏移電壓不應超過100mV。若偏移過大，說明互補對稱管參數(shù)相差太大，或者差分對管不對稱。，(、圖5-44

電路的靜態(tài)輸出5.2晶體管音頻功率放大器的設計

設置輸入信號源參數(shù)，使，，、置于中點，置于最大，觀察輸出波形，調(diào)使波形剛好不產(chǎn)生交越失真，這時測出輸出的靜態(tài)電流（不加），即正常。在電路的輸出端加探針，如圖5-45所示，靜態(tài)電流非常微小。，(圖5-45

靜態(tài)電流的觀察、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

測輸出最大功率：

在前一步的基礎上，逐漸加大波形剛好不產(chǎn)生削波失真。此時對電路進行傅立葉分析，電路總的諧波失真度。此時電路的輸出電壓最大，對電路添加探針，測得輸出的電壓電流值，如圖5-63所示。根據(jù)，此數(shù)值大于設計指標。，(、圖5-46電路總的諧波失真和輸出最大功率下輸出探針顯示5.2晶體管音頻功率放大器的設計

測輸入靈敏度：變化，使為指標要求的數(shù)字，側(cè)即可。測頻率響應：保持恒定，進行交流分析以觀察電路的幅頻特性，如圖5-64所示。游標1和2分別指示了20Hz和20KHz下電路的輸出電壓值。這兩個頻率值都處于通帶范圍內(nèi)。，(圖5-47

交流特性分析、5.2晶體管音頻功率放大器的設計

20Hz和20KHz下對電路進行瞬態(tài)分析，瞬態(tài)響應分別見圖5-48(a)和(b)所示。，(圖5-48

瞬態(tài)分析結(jié)果、(a)20Hz下瞬態(tài)響應(b)20KHz下瞬態(tài)響應5.2晶體管音頻功率放大器的設計

失真度測量：當輸入信號為10mV正弦波，在表1所列的頻率下分析電路總的失真度THD。測量噪音電壓：、置于中點，最大，短路，觀察輸出波形如圖5-49所示。電壓有效值遠小于15mV，滿足設計要求。，(圖5-49

噪聲電壓測量、

表1失真度測量頻率20Hz100Hz1KHz5KHz20KHz失真度1.17%0.41%0.048%0.047%0.11%5.2晶體管音頻功率放大器的設計

測音調(diào)控制電路的高低音控制：

使，不動，A、C點觀察電路高音提升和低音提升的交流特性，如圖5-50(a)所示。然后將、滑至B、D點觀察高音衰減和低音衰減的交流特性，如圖5-50(b)所示。，(、圖5-50音調(diào)控制電路特性(b)高音衰減和低音衰減特性(b)高音衰減和低音衰減特性5.2晶體管音頻功率放大器的設計

5）硬件電路調(diào)試與電路散熱問題

我們可以根據(jù)軟件仿真的結(jié)果來合理設計硬件電路。實際的電路搭建起來后，我們需要檢查電路元件焊接是否正確、可靠，注意元件的位置、管子型號、管腳是否接對，電解電容極性要正確無誤；檢查電源電壓是否正確，正負電源電壓數(shù)值要對稱，要符合設計要求，接線要對。電路檢查無誤后，可按軟件仿真調(diào)試的步驟對硬件電路進行調(diào)試，測試電路的接法如圖5-68所示。電路測試通過后，輸出接揚聲器負載，開機后無時，不應有嚴重的交流聲。用收錄機輸入信號，加大，則音量應逐漸加大。調(diào)和，高低音應有明顯變化，不應出現(xiàn)噪聲。，(、圖5-51測試電路接線圖5.2晶體管音頻功率放大器的設計

電路制板前我們應考慮大功率管的散熱問題。晶體管工作時，電流流過集電極，集電結(jié)會發(fā)熱，而熱量發(fā)散到外部空間，要受到一定的阻力，這種阻力稱為熱阻，用表示。越小，管子熱量越易于發(fā)散出去。

總熱阻的計算公式為：

其中，為集電結(jié)至管殼之間的熱阻，可由管子手冊查得。

取決于管子和散熱板之間是否墊有絕緣層，和兩者之間的接觸面積和緊固程度，一般她的取值為0.1～3℃/W。增大接觸面（接觸面光滑或涂上硅油脂）、增大接觸壓力、減小絕緣層厚度，甚至在可能的情況下取消絕緣墊片都能使降低。

為散熱器到空間的熱阻，其大小取決于散熱板表面積、薄厚、材料、顏色表面狀態(tài)和散熱的放置位置。散熱面積越大，熱阻就越?。簧嵫b置經(jīng)氧化處理涂黑后，可使其熱輻射加強，熱阻也可減??；因垂直放置空氣對流好，所以垂直放置比水平放置的熱阻小。，(、

（5-23）5.2晶體管音頻功率放大器的設計

與散熱板面積可按表5-2進行估算。散熱板較厚且垂直放置時，表中數(shù)值取下限；較薄且水平放置時取上限。，(、表5-2散熱片面積與熱阻的關系散熱板面積（cm2）1002003004005006004.5～63.5～4.53～3.52.5～32～2.51.5～2.5

散熱器包括平板散熱器和散熱型材。目前，利用鋁、鎂合金擠壓型材做成的散熱器已獲得廣泛的應用。鋁型材散熱器的熱阻決定于它的包絡體積。5.2晶體管音頻功率放大器的設計

散熱器的尺寸可按以下計算過程來確定：設總熱阻為：，(、其中，為管子最高結(jié)溫；為最高工作環(huán)境溫度。公式中一般取最高結(jié)溫的80%～90%。例如，對于3AD6管，。參看其手冊得：，若要求，，則。若不加絕緣材料，且表面接觸良好，則，則：（5-24）5.2晶體管音頻功率放大器的設計

①若采用平板散熱器，如圖5-69(a)，可得其散熱板面積，厚度d=3mm時可滿足要求。，(、(a)水平放置

(b)垂直放置圖5-52

鋁平板散熱器的熱阻與表面狀態(tài)的關系曲線5.2晶體管音頻功率放大器的設計

②若用鋁型材散熱器，的熱阻對應得包絡體積，實際選取采用的體積，若取系數(shù)為1.5，則。若選XC766型，則B=89mm，H=40mm，所以型材長度。，(、5.3集成運放音頻放大電路設計

音頻功率放大電路的設計不僅要求對音頻信號進行功率放大，以足夠的功率驅(qū)動揚聲器發(fā)聲，同時要求音質(zhì)效果良好。要實現(xiàn)功率放大，不僅要求對電流進行放大，而且要求有足夠的電壓放大倍數(shù)。利用集成運放對電壓信號進行放大，不僅可減小元器件的數(shù)量，而且會使電路更加穩(wěn)定。根據(jù)設計要求，在輸入電壓幅度為（5-10）mV、等效負載電阻RL為8Ω下，放大通道應滿足額定輸出功率POR≥2W。設輸出電壓有效值為Ursm，輸出功率為Po，則，(、

所以總體電路要求的電壓放大倍數(shù)為預期的輸出電壓值除以輸入電壓值再加上一定的設計余量，約為500到1000倍。單級放大不易實現(xiàn)如此大的放大倍數(shù)而同時保持電路性能。所以需要采取多級放大的合理連接。考慮多級放大電路雖然可以提高電路的增益，但級數(shù)太多也會使通頻帶變窄。所以下面采用三級放大設計，一級、二級電路組合以實現(xiàn)電壓放大（各提供20倍的放大倍數(shù)），同時加入改善音質(zhì)的設計（濾波），第三級功放放大電流，同時對電壓放大倍數(shù)進行調(diào)節(jié)。5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、

和晶體管功率放大器設計相同，為了保證電路安全可靠，通常使電路最大輸出功率比額定輸出功率要大一些。一般取，所以最大輸出電壓應根據(jù)來計算，因為考慮管子飽和壓降等因素，放大器總是小于電源電壓。令：稱為電源電壓利用率，一般為左右因此，以上指單邊電源電壓。再考慮功放的供電電源大小，最后選擇Vcc為15V。5.3集成運放音頻放大電路設計

1）前置放大電路設計前置放大電路的作用是先對微弱的輸入信號進行電壓放大，以保證足夠的音量。如圖5-70所示，這是一個反向比例放大電路，參數(shù)設置如圖中所示。電路輸入為10mV的交流源，產(chǎn)生1KHz的正弦波信號。電容C1是耦合電容，其容抗遠小于放大器的輸入電阻，它的作用是使前后兩級電路的靜態(tài)工作點的配置相互獨立，有隔直的功能。揚聲器上若疊加有直流成分，受話線圈的位置就會發(fā)生偏移，從而增大失真，嚴重時甚至會因發(fā)熱而燒斷受話線圈。，(、圖5-53前置放大電路5.3集成運放音頻放大電路設計

音頻功放設計要求電路有足夠的帶寬，噪聲足夠小，以及諧波失真足夠小，這就要求各級電路中運放的選擇合適。LF347是一種低功耗、高速四片集成JFET輸入運算放大器，它的主要性能指標如下：低輸入偏置電流：50pA低輸入噪聲電流：0.01pA/寬增益帶寬：4MHz高回轉(zhuǎn)率：13V/μS低供電電流：7.2mA高輸入阻抗：1012Ω低總諧波失真：Av=10時小于0.02%(RL=10k，VO=20Vp-p，BW=20Hz～20KHz)功率消耗：1000mW下面對前置放大電路進行一系列仿真來分析電路的性能。，(、5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、①交流分析：

進行交流分析時首先應該雙擊打開輸入信號源V1，對交流分析的幅度進行設置（詳見第四章交流分析一節(jié)）。交流分析的結(jié)果如圖5-54(a)所示,點擊顯示游標按鈕可在圖上顯示準確的值。中心頻率約為1KHz，對應增益為19.9958。通帶截止頻率處增益為19.9958*0.707=14.137，而這個增益對應的頻率為6.8299Hz和143.2905KHz，具體數(shù)值見圖5-54(b)?？梢娨患壏糯笥凶銐?qū)挼膸挕Ｓ山涣鞣治鰣D可以看出低頻有衰減，這是由于電容C1的作用。(a)(b)圖5-54交流分析結(jié)果5.3集成運放音頻放大電路設計，(、②瞬態(tài)分析

圖5-55為第一級放大輸入端和輸出端的瞬態(tài)響應。由于放大器接成反相放大，所以輸入輸出波形相反，輸出波形基本不失真。

圖5-55

噪聲電壓測量5.3集成運放音頻放大電路設計，(、③傅立葉分析對電路進行傅立葉分析，得5-73所示的圖表。選擇仿真結(jié)果中的表格，點擊對話框右上方的輸出到excel按鈕，可生成關于傅立葉分析的excel圖表，如表5-3所示。本電路的非線性失真度很小，各次諧波的幅值很小，可以忽略不計。

圖5-56

傅立葉分析5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、表5-3傅立葉分析具體結(jié)果DCcomponent:0.00679964No.Harmonics:9THD:0.00632948%Gridsize:256InterpolationDegree:1HarmonicFrequencyMagnitudePhaseNorm.MagNorm.Phase110000.282665179.98610220001.21644e-0051.61734.30347e-005-178.37330008.15576e-0062.047122.88531e-005-177.94440006.0839e-0062.943562.15234e-005-177.04550004.82381e-0064.016831.70655e-005-175.97660004.05779e-0064.334341.43555e-005-175.65770003.56015e-0064.509641.2595e-005-175.48880003.0453e-0065.74111.07736e-005-174.25990002.6284e-0067.203879.29866e-006-172.785.3集成運放音頻放大電路設計，(、④噪聲分析

如圖5-57是由噪聲分析所得的噪聲譜密度曲線，其中有標記的曲線是輸入噪聲的譜密度曲線，沒有標記的是輸出噪聲的譜密度曲線。輸入輸出噪聲是由各元件產(chǎn)生的各類噪聲在輸入輸出端等效而來的，單位是V2/Hz。

圖5-57

噪聲譜密度曲線5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑤交流靈敏度分析

下面分析了電容C1和電阻R2關于電路交流特性的靈敏度。由圖5-6可得，電容C1的靈敏度隨頻率增加而減小，而電阻R2的靈敏度隨頻率的增大而增大。但總體電容的靈敏度高于電阻的靈敏度。圖5-75游標指示20Hz和20KHz處元件的靈敏度，其中，有標記的曲線是C1的靈敏度分析，沒有標記的曲線是R2的靈敏度分析。圖5-58交流靈敏度分析(a)(b)5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑥參數(shù)掃描分析

下面分析電容C1對系統(tǒng)交流特性的影響。由圖5-76可知電容越小，它的容抗越大，從而對低頻信號的抑制作用越強。圖5-59

電容的參數(shù)掃描5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑦零極點分析

由圖5-59所示的零極點分析結(jié)果可知系統(tǒng)閉環(huán)極點位于左半S平面，所以系統(tǒng)穩(wěn)定。同時，第一個極點遠離原點，可以認為系統(tǒng)只有一個主極點，即這是一個一階系統(tǒng)。圖5-60

零極點分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑧傳遞函數(shù)Multisim分析的是直流小信號的傳遞函數(shù)，由于電容C1是耦合電容，有隔直作用，所以進行傳遞函數(shù)分析時須去掉電容。圖5-78為傳遞函數(shù)分析的結(jié)果，而實際由于電容C1的作用，輸入阻抗會更大。圖5-61

傳遞函數(shù)分析5.3集成運放音頻放大電路設計

2）音頻功率放大器二級放大電路設計二級放大電路不僅提供進一步的電壓放大倍數(shù)，同時加入音色處理電路，還可對輸出的幅度進行調(diào)節(jié)，電路形式如圖5-79所示，各元件參數(shù)已設定。輸入信號首先通過一個高通濾波電路濾除低頻噪聲（意外的振動輸入麥克風中形成低頻干擾使聲音失真），然后通過一個反向電壓放大器，放大倍數(shù)約為20倍，最后電路輸出接一滑動變阻器，作用是當輸入電壓在一個范圍內(nèi)變化時，使輸出電壓可調(diào)，以達到合適的音量。，(、圖5-62二級放大電路5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、下面對這個電路的性能用Multisim來進行分析。①交流分析：

高通濾波器的截止頻率。對此高通濾波器進行交流仿真，得圖5-80的結(jié)果圖。由圖得到的截止頻率處的增益為中心頻率（1KHz）處增益的0.707倍，這個值見圖5-80(b)，對應的截止頻率約為25Hz。理論計算值和電路仿真結(jié)果存在一定差異，是由于帶負載后使截止頻率升高。(a)(b)圖5-63高通濾波器頻率特性5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、整個電路的交流分析如圖5-64所示，電壓放大倍數(shù)由于反向比例放大器而提升，通帶從51Hz到85.36KHz。把電容的值增大到4.7μ，可使低頻截至頻率擴展到17Hz左右。(a)(b)圖5-64高通濾波器頻率特性5.3集成運放音頻放大電路設計，(、②瞬態(tài)分析

當設定輸入信號約為200mV，輸出滑動變阻器滑到中間位置時，輸出端的瞬態(tài)響應如圖5-65所示。(a)(b)圖5-65瞬態(tài)分析結(jié)果5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、表5-4傅立葉分析具體結(jié)果DCcomponent:0.0407193No.Harmonics:9THD:0.0113855%Gridsize:256InterpolationDegree:1HarmonicFrequencyMagnitudePhaseNorm.MagNorm.Phase000.040719300.01440690110002.82637-179.8210220000.0002191.704287.75E-05181.527330000.0001462.20745.16E-05182.03440000.000112.972023.87E-05182.795550008.79E-053.82353.11E-05183.646660007.3E-054.336692.58E-05184.16770006.33E-054.686482.24E-05184.509880005.48E-055.725511.94E-05185.548990004.81E-056.887231.7E-05186.715.3集成運放音頻放大電路設計，(、③傅立葉分析

對電路進行傅立葉分析，得5-66所示的圖表。選擇仿真結(jié)果中的表格，點擊對話框右上方的輸出到excel按鈕，可生成關于傅立葉分析的excel圖表，如表5-4所示。由表可知，二級放大電路的非線性失真度很小。圖5-66

傅立葉分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、④噪聲分析

如圖5-67是由噪聲分析所得的噪聲譜密度曲線，其中沒有標記的曲線為輸入噪聲，有標記的曲線是輸出噪聲，輸入輸出噪聲是由各元件產(chǎn)生的各類噪聲在輸入輸出端等效而來的，單位是V2/Hz。

圖5-67

噪聲譜密度曲線5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑤交流靈敏度分析

對高通濾波器中的C1和R2進行交流靈敏度分析如圖5-68所示，其中有標記的曲線是C1的靈敏度分析，沒有標記的曲線是R2的靈敏度分析。電容的交流靈敏度大于電阻。圖5-68交流靈敏度分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑥參數(shù)掃描分析

上面分析了高通濾波器的交流特性，下面具體分析電阻電容取值對交流特性的影響。電容C1取值從1μF到20μF，從圖5-69的交流掃描曲線可以看到電容越小，截至頻率越高。圖5-69

電容的參數(shù)掃描分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、

當電阻R2在1k到50k均勻取值，對電路進行基于交流分析的參數(shù)掃描，得圖5-70，可以看到電阻從十幾千歐到50千歐變化時，對電路的低頻特性影響不大，即反映了電阻R2的交流靈敏度小于電容C1。圖5-70

電阻R2的參數(shù)掃描分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑦零極點分析

電路零極點分析結(jié)果如圖5-71所示。極點位于左半S平面，所以系統(tǒng)穩(wěn)定。第一個極點偏離原點太遠可忽略，所以可認為這是一個一階系統(tǒng)。圖5-71

零極點分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑧傳遞函數(shù)

反向電壓放大電路的傳遞函數(shù)分析如圖5-72所示。由于滑動變阻器只滑到中間位置，所以最后的電路增益約-10。圖5-72

傳遞函數(shù)分析5.3集成運放音頻放大電路設計

3）功率放大電路設計和晶體管音頻功率放大器一樣，我們選擇甲乙類OCL（OutputCondensertLess無輸出電容）電路作為輸出功率放大器。相關原理我們已在5.2.1節(jié)中詳細介紹過，這里不再重復。甲乙類功放前接一同向放大電路作為推動電路，如圖5-73所示，電壓放大倍數(shù)為，調(diào)節(jié)R3的阻值，可實現(xiàn)輸出電壓大小的控制，同時電阻R3連接到輸出端，引入了負反饋，使電路系統(tǒng)穩(wěn)定。為了不使電阻上消耗的功率太大，R6和R7的阻值應小于0.5Ω。由于仿真庫里沒有揚聲器，輸出端接的是蜂鳴器，阻值約8Ω。，(、圖5-73實際功放電路5.3集成運放音頻放大電路設計

下面我們先分析電路的靜態(tài)工作點：當圖5-90所示的電路中輸入信號為0時，5點電壓近似為0，所以，(、甲乙類放大器要求iC不能太大，否則靜態(tài)功耗太大。所以應合適選擇R4和R5的值，一般情況下，使iB小于5mA即可。在OCL功率放大電路中，晶體管的選擇有一定的要求。首先，NPN和PNP的特性應對稱。其次，還應考慮晶體管所承受的最大管壓降、集電極最大電流和最大功耗。相關內(nèi)容可參考5.2.1節(jié)內(nèi)容。本設計中在選擇晶體管時，應滿足：5.3集成運放音頻放大電路設計

可選擇BDX53/54F作為輸出晶體管。BDX53/54F是一對互補的功率晶體管，其內(nèi)部結(jié)構如圖5-74所示。用復合管代替單管可增加電流放大倍數(shù)，使輸出功率增加。輸出二極管起到防止晶體管一次擊穿的作用。R1和R2的阻值分別為10KΩ和150Ω。查閱數(shù)據(jù)手冊可知，最大管壓降為160V，集電極最大電流為12A，集電極最大功耗為60W，所有這些參數(shù)遠大于最低標準值。，(、

仿真時由于元件庫中沒有BDX53/54F，可用BD135/136代替，但這兩個管子都是單管，最大管壓降為45V，集電極最大電流為3A，集電極最大功耗為12.5W，性能上遠不如BDX53/54F，但仍滿足要求。圖5-74BDX53F和BDX54F的內(nèi)部結(jié)構圖5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、下面對這個電路的性能用Multisim來進行分析。①交流分析：

對電路進行交流分析，得圖5-75的結(jié)果?？梢钥吹焦β史糯箅娐肪哂泻軐挼膸?。圖5-75交流分析結(jié)果5.3集成運放音頻放大電路設計，(、②瞬態(tài)分析

在輸入3V交流信號，滑動變阻器中心抽頭位于中間位置時，電路的瞬態(tài)響應如圖5-76所示。圖5-76瞬態(tài)分析結(jié)果5.3集成運放音頻放大電路設計，(、③噪聲分析

對電路進行噪聲分析，可得噪聲譜密度曲線如圖5-77所示，有標記的曲線是輸入噪聲的譜密度曲線，沒有標記的是輸出噪聲的譜密度曲線。當頻率大于1M時，噪聲明顯增加。圖5-77

噪聲譜密度曲線5.3集成運放音頻放大電路設計，(、④參數(shù)掃描

把滑動變阻器R3用普通電阻代替，然后對R3進行參數(shù)掃描，分析R3對系統(tǒng)交流特性的影響，結(jié)果如圖5-78所示。我們可以看到當反饋電阻越小，帶寬越寬，既電路增益越小，帶寬越寬。圖5-78

參數(shù)掃描用來分析交流特性5.3集成運放音頻放大電路設計，(、

接著分析R3電阻參數(shù)變化時對瞬態(tài)響應的影響，結(jié)果如圖5-96所示。電阻R3增大到約30K以后，波形失真。在電路總體設計考慮供電電壓時，我們知道由于供電電壓及管子性能的限制，功放電路有個最大輸出電壓，如果放大器的放大倍數(shù)太大，輸出電壓就會失真。圖5-79

參數(shù)掃描用來分析瞬態(tài)特性5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑤失真分析

擊輸入信號源，設定失真頻率1的幅值為3V。然后對電路進行失真分析，可得二次和三次諧波失真結(jié)果，如圖5-80(a)和(b)所示。由圖中可以看到，10Hz以后，諧波失真增加。在1MHz左右，諧波失真最大，此時二次諧波失真大于三次諧波失真。圖5-80諧波失真分析(a)(b)5.3集成運放音頻放大電路設計，(、

雙擊輸入信號源，分別設定失真頻率1和失真頻率2的幅值。然后對電路進行失真分析，可得在不同互調(diào)頻率處的互調(diào)失真結(jié)果，如圖5-81(a)、(b)和(c)所示。圖5-81

互調(diào)失真分析結(jié)果(a)(b)(c)5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑥傅立葉分析

對電路進行傅立葉分析，得5-82所示的圖表。選擇仿真結(jié)果中的表格，點擊對話框右上方的輸出到excel按鈕，可生成關于傅立葉分析的excel圖表，如表5-5所示。由表可知，功放電路的非線性失真度也很小。圖5-82傅立葉分析5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、表5-5傅立葉詳細結(jié)果DCcomponent:0.00999978No.Harmonics:9THD:7.25594e-005%Gridsize:256InterpolationDegree:1HarmonicFrequencyMagnitudePhaseNorm.MagNorm.Phase000.00865600.0010210110008.47674-0.5022510220000.005849-32.0220.00069-31.52330000.043034-99.3910.005077-98.889440000.004859-32.4950.000573-31.993550000.00468-74.4660.000552-73.964660000.003003152.3790.000354152.882770000.03617957.18190.00426857.6841880000.015466139.6920.001824140.1945.3集成運放音頻放大電路設計

4）Multisim綜合電路分析

把以上各電路組合起來就構成一個簡單的音頻功放電路，如圖5-100所示，此電路沒有加音調(diào)控制電路，需實際中需要，可在功放級前加入。，(、圖5-83綜合電路設計5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、下面對綜合電路進行具體的仿真分析。①瞬態(tài)分析：

圖5-84所示為瞬態(tài)分析結(jié)果，波形基本不失真。調(diào)節(jié)電路中的電阻R6和R11，可改變輸出幅度。圖5-84瞬態(tài)分析結(jié)果5.3集成運放音頻放大電路設計

，(、

當輸入接地時，電路的瞬態(tài)輸出如圖5-85(a)所示，輸出點探針指示如圖5-86(b)。系統(tǒng)存在小幅度的交流噪聲。但交流噪聲功率遠小于10mW。圖5-85零輸入時的輸出狀態(tài)(a)(b)5.3集成運放音頻放大電路設計，(、②靜態(tài)工作點分析

輸入不加信號，對電路進行靜態(tài)工作點分析，如圖5-86所示。由輸出靜態(tài)電壓所計算而得的靜態(tài)電流小于20mA，屬于正常情況。我們看到集成運放功率放大電路的輸出靜態(tài)電流和電壓都大于晶體管功率放大電路，且調(diào)節(jié)不方便。圖5-86靜態(tài)工作點分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、③交流分析

進行交流分析時首先應該雙擊打開輸入信號源V1，對交流分析的幅度進行設置（詳見第四章交流分析一節(jié)）。交流分析的結(jié)果如圖5-87(a)所示,點擊顯示游標按鈕可在圖上顯示準確的值。中心頻率約為1KHz，對應增益為399.44。通帶截止頻率處增益為399.44*0.707=282.4，而這個增益對應的頻率為49Hz和67.5KHz，具體數(shù)值見圖5-87(b)。整體電路的帶寬符合設計要求。圖5-87交流分析結(jié)果(a)(b)5.3集成運放音頻放大電路設計，(、④傅立葉分析

把電路的輸入信號幅值設為100mV，頻率設為1KHz，然后對整體電路進行傅立葉分析，得圖5-88所示的圖表，由表可得此時非線性失真率為0.36%，所以波形失真很小。圖5-88

參數(shù)掃描用來分析交流特性5.3集成運放音頻放大電路設計，(、

把輸入信號的幅值改成10mV，分別在表5-6所列的頻率下對電路進行傅立葉分析，得到相應的總諧波失真度值。在設計要求的頻帶內(nèi)，總的失真度非常小，達到設計要求。

表5-6電路失真度分析頻率20Hz100Hz1KHz5KHz20KHz失真度0.33%0.002%0.00005%0.0001%0.014%5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑤噪聲分析

噪聲譜密度曲線如圖5-89所示，元器件所產(chǎn)生的噪聲數(shù)量級非常小。圖5-89噪聲譜密度曲線5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑥失真分析

首先分析電路的諧波失真，圖5-107(a)、(b)分別為二次和三次諧波失真曲線。圖5-90諧波失真分析(a)(b)5.3集成運放音頻放大電路設計，(、

更改信號源設置，然后進行互調(diào)失真分析，結(jié)果如圖5-108所示。三個波形分別為不同互調(diào)頻率下的失真度。(a)(b)(c)圖5-91互調(diào)失真分析5.3集成運放音頻放大電路設計，(、⑦零極點分析

電路零極點分析如圖5-92所示，由于所有極點位于左半S平面，所以系統(tǒng)穩(wěn)定。圖5-92

零極點分析

電路軟件仿真達到了設計的要求，在制作硬件電路時應參考軟件分析的結(jié)果。硬件電路的調(diào)試和晶體管功放硬件電路的調(diào)試類似，開機前滑動變阻器應從最小值往大調(diào)，防止燒壞元器件。5.4擴展電路設計、上面介紹了簡單的音頻功率放大電路，下面設計一些附加的電路以實現(xiàn)更多的功能。1）直流穩(wěn)壓源設計上面電路仿真時電路中的供電電源都采用15V直流電源直接供電，而實際應用中，如果我們希望能通過市電來對電路進行供電，就需要設計直流文雅電路來實現(xiàn)交-直流的轉(zhuǎn)換，以及穩(wěn)定供電電壓。直流穩(wěn)壓電源電路如圖5-110所示。220V市電經(jīng)變壓器輸出24V交流電。由于所需直流電壓與電網(wǎng)電壓的有效值相差較大，因而需要通過電源變壓器降壓后，再對交流電壓進行處理。變壓器輸出端接橋式整流器，將正弦波電壓轉(zhuǎn)換成單一方向的脈動電壓，它含有較大的交流分量，會影響負載電路的正常工作，例如交流分量會混入輸入信號被放大電路放大，甚至在放大電路的輸出端所混入的電源交流分量大于有用信號，因而不易直接作為電子電路的供電電源。解決的辦法是整流橋輸出接入電容構成低通濾波器，使輸出電壓平滑。由于濾波電容容量較大，因此一般均采用電解電容。此時，雖然輸出的支流電壓中交流分量較小，但當電網(wǎng)電壓波動或者負載變化時，其平均值也將隨之變化。穩(wěn)壓電路的功能是使輸出直流電壓基本不受電網(wǎng)電壓波動和負載電阻變化的影響，從而獲得足夠高的穩(wěn)定性。5.4擴展電路設計，(、D2、D3為輸出端保護二極管，是防止輸出突然開路而加的放電通路。C3、C4屬于大容量的電解電容，一般有一定的電感性，對高頻及脈沖干擾信號不能有效濾除，故在其兩端并連小容量的電容以解決這個問題。穩(wěn)壓電源最后輸出的直流電壓約15V，如果電路中需要15V以下的直流電供電，則增加5.2.3節(jié)中介紹的分壓電路，分壓電路的參數(shù)值根據(jù)所要求的輸出電壓而定。圖5-93直流穩(wěn)壓源電路5.4擴展電路設計

，(、下面用Multisim對這個電路進行如下仿真：①橋式整流輸出電壓：

整流橋輸出接負載后，用示波器觀察波形如圖5-94所示。正弦波經(jīng)整流后輸出單一方向的波動。圖5-94整流橋輸出5.4擴展電路設計、②濾波后輸出電壓

整流橋后接濾波器，輸出接電阻后電路輸出波形如圖5-95所示。由圖可以看到，交流成分減小，但仍然存在小的波動。圖5-95濾波后輸出5.4擴展電路設計、③接三端穩(wěn)壓后輸出

接三端穩(wěn)壓后，正端接負載后輸出電壓如圖5-96所示。輸出電壓基本穩(wěn)定。圖5-96穩(wěn)壓源輸出5.4擴展電路設計，(、④電壓調(diào)整率

輸入220V交流電，變化范圍為＋15%～－20%，所以電壓波動范圍為176V～253V。在額定輸入電壓下，當輸出滿載時，調(diào)整輸出電阻，使電流約為最大輸出電流，即0.1A，得滿載時電阻為138Ω。當輸入電壓為176V、負載為138Ω時，輸出電壓U1為14.832V；當輸入電壓為220V、負載為138Ω時，輸出電壓U0為14.839V；當輸入電壓為253V，負載為138Ω時，輸出電壓U2為14.842V。

取U為U1和U2中相對U0變化較大的值，則U=14.832，所以電壓調(diào)整率：5.4擴展電路設計、⑤電流調(diào)整率

設輸入信號為額定220V交流電，當輸出滿載（138Ω）時，輸出電壓U0為14.839V；當輸出空載時，輸出電壓U為15.26V；當輸出為50%滿載時，輸出電壓U0為14.98所以電壓調(diào)整率：5.4擴展電路設計、⑥紋波電壓

在額定220V輸入電壓下，輸出滿載，即負載電阻為138Ω時，在示波器中觀察輸出波形，如圖5-96所示。因只選擇了觀察交流成分，所以所觀察到的信號即紋波電壓信號，其峰峰值為2.143nV。圖5-96波紋電壓示意圖5.4擴展電路設計、⑦輸出抗干擾電路分析