10.1脈沖模擬調(diào)制10.2脈沖數(shù)字調(diào)制10.3基帶傳輸10.4載波傳輸10.5脈沖數(shù)字調(diào)制應(yīng)用第10章脈沖調(diào)制10.1脈沖模擬調(diào)制10.1.1采樣

1.自然采樣

(1)低通信號采樣。語音信號、圖像信號、生物電信號等等都是低通信號。這些信號都是時(shí)間上、取值上連續(xù)的模擬信號，故又把它們叫做模擬基帶信號。如一個(gè)低通信號f(t)，它的頻帶寬度為0~fm。采樣脈沖為一個(gè)周期性的矩形脈沖序列s(t)。兩個(gè)信號相乘得到采樣信號fs(t)=f(t)×s(t)，如圖10.1所示。

稱這種采樣方式為自然采樣。根據(jù)“信號與系統(tǒng)”的知識(shí)可知，當(dāng)(10.1―1)圖10.1自然采樣

其中，ωs為采樣角頻率,Ts=2π/ωs。當(dāng)采樣頻率fs≥2fm時(shí)，采樣信號的頻譜Fs(ω)如圖10.2所示。不失真的恢復(fù)基帶信號，采樣頻率fs一定要大于2fm，否則會(huì)產(chǎn)生頻譜的重疊，高頻端的頻率分量就會(huì)疊加到低頻端上，從而引起失真。若是語音信號就會(huì)影響語音信號的可懂度。如信號頻率fm=60Hz，采樣頻率fs=100Hz，這樣恢復(fù)出來的信號就會(huì)出現(xiàn)40Hz的頻率成分，如圖10.3所示。圖10.2自然采樣頻譜圖10.3fs<2fm時(shí)頻譜重疊失真

(2)帶通信號采樣。在實(shí)際應(yīng)用中，如廣播、郵電、通信等方面遇到的帶通信號很多。像多路載波電話，每路電話信號的頻帶等于4kHz，采用單邊帶調(diào)制，60路信號采用頻率分割方法傳送，共占頻帶240kHz，頻率范圍為312~552kHz。對于這樣的帶通信號，采樣頻率并不需要高于上限頻率的兩倍。圖10.4示出了帶通信號采樣頻率fs與帶通信號上、下限頻率的關(guān)系。由圖10.4(c)可見采樣頻率fs應(yīng)選取等于2B。由此可導(dǎo)出(10.1―2)圖10.4帶通信號采樣的頻譜

(a)fH=B;(b)fH=1.5B;(c)fH=2B圖10.4帶通信號采樣的頻譜

(a)fH=B;(b)fH=1.5B;(c)fH=2B2.瞬時(shí)采樣自然采樣在采樣脈沖寬度期間都包含著基帶信號的信息，而實(shí)際上，只要把采樣脈沖到來那個(gè)瞬時(shí)的基帶信號的數(shù)值采樣下來就可以了。為此，提出瞬時(shí)采樣。瞬時(shí)采樣的采樣脈沖是沖擊脈沖序列δTs(t)。把它與基帶信號f(t)相乘，得到瞬時(shí)采樣信號

如圖10.5(c)所示。經(jīng)過保持電路，把f

s′(t)變成寬度等于τ的矩形脈沖序列，脈沖的幅值等于相應(yīng)時(shí)刻的瞬時(shí)采樣值。這個(gè)矩形脈沖序列信號就是瞬時(shí)采樣的采樣信號fs(t)，如圖10.5(e)所示。在時(shí)域，它的表示式可以寫成(10.1―3)

式中，h(t)為寬度等于τ的門函數(shù)，瞬時(shí)采樣信號fs(t)的傅氏變換(10.1―4)

式中，ωsδωs(ω)是沖擊脈沖序列信號的傅氏變換，H(ω)是門函數(shù)h(t)的傅氏變換(10.1―5)

圖10.5瞬時(shí)采樣

圖10.6示出了瞬時(shí)采樣信號的頻譜。由圖可見，瞬時(shí)采樣信號頻譜也是基帶信號的頻譜周期性加權(quán)，其加權(quán)值是H(ω)。由于H(ω)是隨頻率連續(xù)變化的函數(shù)，所以會(huì)引起頻譜失真。這種失真通常叫做孔徑失真。為了消除這種失真，在接收機(jī)中必須經(jīng)過幅頻特性等于1/H(ω)的低通濾波器。此外，瞬時(shí)采樣保持時(shí)間τ越長，采樣信號各個(gè)頻率分量的幅值越高，信號的帶寬越小，因而信號的傳輸質(zhì)量也就越高。圖10.6瞬時(shí)采樣的頻譜圖10.6瞬時(shí)采樣的頻譜10.1.2脈沖模擬調(diào)制脈沖模擬調(diào)制是用采樣信號的采樣值去控制脈沖序列信號的參數(shù)。脈沖序列信號有4個(gè)參數(shù)：脈沖幅度、脈沖寬度、脈沖位置、脈沖頻率。因此脈沖模擬調(diào)制有4種方式：脈沖幅度調(diào)制(PAM)、脈沖寬度調(diào)制(PWM)、脈沖頻率調(diào)制(PFM)、脈沖位置調(diào)制(PPM)。這幾種調(diào)制信號的波形如圖5.3所示。1.PPM調(diào)制信號的產(chǎn)生脈沖位置調(diào)制信號的幅度和脈沖寬度均恒定不變，脈沖的位置相對于載波脈沖序列信號的位置產(chǎn)生一個(gè)Δτ的時(shí)延。載波脈沖序列信號的時(shí)域表示式可以寫為(10.1―6)TC是脈沖序列的重復(fù)周期，Gτ(t)是脈沖寬度等于τ的門函數(shù)。(10.1―7)

脈沖位置調(diào)制的每個(gè)脈沖偏離載波脈沖序列的時(shí)延(10.1―7)KPPM是脈沖位置調(diào)制的調(diào)制靈敏度，等于常數(shù)。脈沖位置調(diào)制信號(10.1―8)

圖10.7示出了脈沖位置調(diào)制信號產(chǎn)生電路的原理框圖。圖10.8示出了相應(yīng)各點(diǎn)的波形，圖中定時(shí)脈沖序列信號產(chǎn)生器產(chǎn)生一串等寬的采樣脈沖。在采樣保持電路中，采樣脈沖對調(diào)制信號進(jìn)行瞬時(shí)采樣，得到圖10.8(c)所示的脈沖幅度調(diào)制信號。同時(shí)把采樣脈沖送入到鋸齒波形成電路，形成雙極性的鋸齒波。鋸齒波寬度與脈沖幅度調(diào)制信號的脈沖寬度相同，如圖10.8(d)所示。脈沖幅度調(diào)制信號與鋸齒波信號在加法器中相加，如圖10.8(e)所示。在電平比較器中，通過過零比較，得到與過零點(diǎn)對應(yīng)的脈沖；再通過脈沖形成電路得到脈沖位置調(diào)制信號，見圖10.8(f)。圖10.7PPM信號形成電路框圖圖

圖10.8PPM信號形成波形圖

圖10.8PPM信號形成波形圖

由上述可見，只要鋸齒波的線性很好，脈沖的時(shí)延Δτ與采樣信號的采樣值成正比，若以脈沖幅度調(diào)制信號的脈沖中心為基準(zhǔn)位置時(shí)，脈沖位置調(diào)制信號的脈沖時(shí)延2.脈沖位置調(diào)制信號的解調(diào)脈沖位置調(diào)制信號解調(diào)的框圖如圖10.9所示，相應(yīng)的各點(diǎn)波形如圖10.10所示。為了提高脈沖位置調(diào)制信號解調(diào)的質(zhì)量，往往不采用直接把脈沖位置調(diào)制信號通過濾波器，濾取出調(diào)制信號的方法，因?yàn)檫@種方法很難抑制噪聲、提高輸出信噪比。圖10.9所示電路是將脈沖位置調(diào)制信號首先變換成脈寬調(diào)制信號，之后再將脈寬調(diào)制信號變換成脈沖幅度調(diào)制信號，再用振幅檢波方法取出原始的調(diào)制信號。圖10.9PPM信號解調(diào)框圖圖10.10PPM解調(diào)原理波形圖10.2脈沖數(shù)字調(diào)制10.2.1量化

1.均勻量化常見的采樣信號是一個(gè)標(biāo)量信號。對一個(gè)標(biāo)量信號的量化過程是根據(jù)采樣值的范圍和要求的量化精度，把信號可能的最大取值范圍分成若干層，每一層代表一個(gè)量化級，每一級對應(yīng)的中間電平值叫做該級的量化電平。采樣值落在哪個(gè)量化級中，就取哪一級的量化電平值代替該采樣值。相鄰兩個(gè)量化級的量化電平之差稱為量化間隔，用Δ表示。量化間隔相等的量化分層叫均勻量化。表10.1采樣值與量化值之間對應(yīng)關(guān)系表

如信號的采樣值變化范圍是±7V。量化后的誤差|ε|要求小于0.5V，因此，可以把-7V~+7V分成15量化級。采樣值與量化值之間對應(yīng)關(guān)系如表10.1所示。把它們之間的關(guān)系曲線稱為均勻量化特性曲線，如圖10.11所示。根據(jù)表格或曲線可見，量化過程相當(dāng)于“四舍五入”取整的過程。量化值與采樣值的差稱為量化誤差ε，最大的量化誤差等于量化間隔Δ的一半。在此例中，量化間隔Δ=1V，量化誤差|ε|≤0.5V，滿足設(shè)計(jì)要求。圖10.11均勻量化特性

圖10.12(a)中的階梯波是量化后的信號，圖10.12(b)示出的是量化誤差與時(shí)間的關(guān)系曲線。量化分層越多，量化誤差越小。量化誤差是隨機(jī)的，量化值可以看成采樣值上疊加一個(gè)噪聲電壓的結(jié)果。因此又稱量化誤差為量化噪聲。均勻量化由于量化間隔恒定，最大量化誤差也恒定。量化誤差與采樣值之比稱為相對誤差。圖10.12量化信號與量化誤差表10.2采樣值、量化值及量化誤差表2.非均勻量化非均勻量化是在采樣值比較小的范圍內(nèi)量化間隔小，隨采樣值的增大，量化間隔增大，以保證在整個(gè)采樣值的變化范圍內(nèi)相對量化誤差基本不變。非均勻量化特性如圖10.13所示。圖10.13非均勻量化特性

10.2.2編碼編碼是用有限的符號組合起來表示信息的過程。脈沖數(shù)字調(diào)制中的編碼是把量化值變成數(shù)字代碼的過程。數(shù)字代碼的形式很多，通常采用的有二進(jìn)制碼、八進(jìn)制碼、十進(jìn)制碼、十六進(jìn)制碼……，應(yīng)用最多最普遍的是二進(jìn)制碼。二進(jìn)制碼又有很多種，如自然二進(jìn)制碼、折疊二進(jìn)制碼、格雷碼等等。采用哪種代碼要根據(jù)系統(tǒng)總體性能指標(biāo)要求而定。例如對于雙極性的語音信號多采用折疊二進(jìn)制碼。代碼的位數(shù)要根據(jù)量化的級數(shù)確定。若量化級數(shù)為N，代碼的進(jìn)位基數(shù)為R，則代碼的位數(shù)n應(yīng)滿足(10.2―1)或

數(shù)字序列信號的基本單元稱為碼元。每秒鐘傳送碼元的速率叫做數(shù)碼率，單位為波特。當(dāng)采樣頻率為fs，每個(gè)采樣周期分隔成N個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙傳送一路信號，每路信號用n位二進(jìn)制代碼時(shí)，數(shù)碼率

f=N·nfs(波特)(10.2―2)10.2.3A/D和D/A變換由模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的過程稱為A/D變換。由數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號的過程叫D/A變換。A/D變換包含采樣保持、量化、編碼。PCM調(diào)制就是A/D變換過程。近年來，由于超大規(guī)模集成電路技術(shù)的發(fā)展，單片集成的PCM編碼器、解碼器已經(jīng)制成產(chǎn)品在市場上銷售。

逐次逼近型A/D變換的原理框圖如圖10.15所示。當(dāng)采樣電壓值輸入以后，邏輯電路產(chǎn)生一個(gè)數(shù)碼：10000000。經(jīng)D/A變換把這數(shù)碼轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的模擬電壓ud。ud等于參考電壓UEF的一半(ud=UEF/2)。在電壓比較器中，采樣電壓us與ud進(jìn)行比較。當(dāng)us>ud時(shí)，反饋控制邏輯電路輸出的數(shù)碼改為11000000。再經(jīng)D/A變換，輸出的模擬電壓ud變成3UEF/4。圖10.142914芯片的框圖圖10.15逐次逼近型A/D變換原理框圖10.3基帶傳輸

二進(jìn)制碼的兩種狀態(tài)用兩種電脈沖波形g1(t)和g2(t)表示。g1(t)代表1狀態(tài)，g2(t)代表0狀態(tài)。每個(gè)碼元所占據(jù)的時(shí)間叫做碼元周期，用T表示。這樣二進(jìn)制的數(shù)字序列信號就可以表示為(10.3―1)

式中k是碼元的序號。ak是第k個(gè)碼元的取值。ak的取值可以是1，也可以是0，若取1的概率為P，則取0的概率為(1-P)。圖10.16示出了幾種常用的二進(jìn)制傳輸代碼。圖10.16(a)是一組數(shù)字代碼。圖10.16(b)是用幅度為A、寬度等于T的正極性矩形脈沖表示1狀態(tài)；用幅度為0、寬度等于T的正矩形脈沖表示0狀態(tài)。這種傳輸代碼叫非歸零碼。圖10.16(c)示出的是歸零碼。

歸零碼與非歸零碼不同之處僅是碼元脈沖寬度不同，歸零碼的碼元脈沖寬度小于碼元周期T，是窄脈沖，如用占空比為0.5的正矩形脈沖表示1，沒有脈沖表示0。圖10.16(d)示出的是傳號差分碼，它用電平變化表示1，電平不變表示0。圖10.16(e)是空號差分碼，它用電平不變表示1，電平變化表示0，正好與傳號差分碼相反。差分碼又叫相對碼，而歸零碼或非歸零碼往往又被稱為絕對碼，相對碼與絕對碼可以互相轉(zhuǎn)換。若絕對碼數(shù)字序列信號表示為

{ak}=…a-k

a-(k-1)…a-2a-1a0a1a2…ak…圖10.16幾種常用的二進(jìn)制傳輸代碼

其中，ak為序號為k的碼元取值。相對碼數(shù)字序列信號表示為{a′k}，a′k是序號為k的相對碼碼元的取值。則由絕對碼轉(zhuǎn)換成傳號差分碼的關(guān)系式是(10.3―2)

實(shí)現(xiàn)這種轉(zhuǎn)換的邏輯電路框圖如圖10.17所示。由絕對碼轉(zhuǎn)換成空號差分碼的關(guān)系式是或(10.3―3)

實(shí)現(xiàn)這種碼型轉(zhuǎn)換的邏輯電路框圖如圖10.18所示。反過來，由傳號差分碼轉(zhuǎn)換成絕對碼的邏輯關(guān)系式是(10.3―4)

圖10.17絕對碼轉(zhuǎn)換成傳號差分碼邏輯框圖圖10.18絕對碼轉(zhuǎn)換成空號差分碼邏輯框圖

(10.3―5)相應(yīng)的邏輯電路框圖如圖10.20所示。

圖10.17絕對碼轉(zhuǎn)換成傳號差分碼邏輯框圖圖10.18絕對碼轉(zhuǎn)換成空號差分碼邏輯框圖

圖10.19由傳號差分碼轉(zhuǎn)換成絕對碼的邏輯框圖圖10.20由空號差分碼轉(zhuǎn)換成絕對碼邏輯框圖10.3.2基帶傳輸系統(tǒng)把以傳輸代碼表示的數(shù)字基帶信號直接送入到信道中進(jìn)行傳輸?shù)南到y(tǒng)叫基帶傳輸系統(tǒng)。如市內(nèi)電話、閉路電視、電纜電視、近距離計(jì)算機(jī)網(wǎng)的數(shù)據(jù)交換和處理……都可以是基帶傳輸系統(tǒng)?；鶐到y(tǒng)都是通過電纜信道，其數(shù)字信號傳送的距離不太遠(yuǎn)。實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)距離傳輸必須通過調(diào)制把基帶信號的頻譜變換到高頻處之后，通過無線信道或光纖信道傳輸。如微波中繼通信、多路載波電話、數(shù)字通信、衛(wèi)星通信等都是載波傳輸系統(tǒng)。

基帶傳輸是載波傳輸?shù)幕A(chǔ)。基帶傳輸系統(tǒng)傳送的是數(shù)字基帶信號。在以傳輸碼表示的數(shù)字基帶信號中包含有直流和豐富的低頻分量，所以基帶傳輸系統(tǒng)是一個(gè)具有低通特性的系統(tǒng)。基帶系統(tǒng)的組成如圖10.21所示。圖10.21基帶傳輸系統(tǒng)

放大補(bǔ)償電路又叫補(bǔ)償器或均衡器，對接收到的信號進(jìn)行加工，對由于信道的頻率特性而引入的失真進(jìn)行補(bǔ)償。定時(shí)電路是從接收的信號中提取出碼元同步信號，保證在信噪比最大時(shí)對信號進(jìn)行采樣。識(shí)別判決電路是把信號與門限電平進(jìn)行比較，當(dāng)高于門限電平時(shí)，判決電路控制再生電路形成一個(gè)脈沖。圖10.22電路的各點(diǎn)波形如圖10.23所示。圖10.23中的a是輸入信號，b是定時(shí)電路形成的碼元同步信號，c是判決電路輸出的脈沖，d是再生的信號波形。由此可見，中繼器的輸出完全恢復(fù)成了發(fā)射的數(shù)字信號。圖10.22中繼器框圖圖10.23中繼器框圖各點(diǎn)波形

10.4載波傳輸10.4.1二進(jìn)制振幅鍵控(2ASK)

用數(shù)字基帶信號去控制高頻正弦波的幅度就是振幅鍵控調(diào)制。最簡單的振幅鍵控信號的產(chǎn)生方法是用數(shù)字基帶信號s(t)與載波信號uC(t)相乘，如圖10.24所示。圖10.24ASK信號產(chǎn)生框圖與波形

二進(jìn)制數(shù)字基帶信號載波ωC為載波角頻率。2ASK信號(10.4―1)

二進(jìn)制振幅鍵控信號的解調(diào)方法如圖10.25所示。信號經(jīng)過信道加入了噪聲和干擾，經(jīng)過帶通濾波器可濾除帶外干擾和噪聲，再通過包絡(luò)檢波器就可以得到基帶信號。但是由于帶內(nèi)干擾與噪聲的存在和前端電路(濾波器、檢波器等電路)的頻率特性限制，使脈沖序列信號的前沿和后沿都變得平滑。在這種情況下，有可能把1錯(cuò)判為0，把0錯(cuò)判為1，從而造成誤碼。為了減少誤碼率，往往在解調(diào)器中加入采樣和判決再生電路，利用鎖相的方法從輸入的信號中提取出碼元同步脈沖(又稱為位同步脈沖)，然后用位同步脈沖對包絡(luò)檢波器輸出信號采樣，之后再通過判決再生電路得到PCM信號uo，各點(diǎn)的波形如圖10.25(b)所示。

圖10.25ASK解調(diào)

(a)解調(diào)框圖；(b)解調(diào)波形

圖10.25ASK解調(diào)

(a)解調(diào)框圖；(b)解調(diào)波形10.4.2二進(jìn)制頻率鍵控(2FSK)

二進(jìn)制頻率鍵控是用數(shù)字基帶信號的兩種狀態(tài)去控制載波的頻率。狀態(tài)為1，載波頻率為f1；狀態(tài)為0，載波的頻率為f2，如圖10.26所示。2FSK信號時(shí)域表達(dá)式可寫為(10.4―2)

這種信號的帶寬等于基帶信號帶寬的兩倍再加(f2-f1)的差值。圖10.26FSK調(diào)制信號波形

頻率鍵控信號的產(chǎn)生方法很多。利用直接調(diào)頻電路是最簡單的一種方法。圖10.27示出的是一個(gè)變壓器耦合的LC振蕩器，振蕩器頻率是由LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率決定。它是用數(shù)字基帶信號s(t)控制回路電容的大小，從而實(shí)現(xiàn)振蕩頻率的改變。當(dāng)s(t)=1時(shí)，VD1、VD2截止，振蕩頻率由L和C1決定；當(dāng)s(t)=0時(shí)，VD1、VD2導(dǎo)通，振蕩頻率由L、C1、C2決定。頻率鍵控信號的解調(diào)方法如圖10.28、圖10.29所示，前者是相干解調(diào)，后者是過零檢測法解調(diào)。圖10.29(a)中各點(diǎn)的波形如圖10.29(b)所示。圖10.27FSK直接調(diào)頻電路

頻率鍵控信號的解調(diào)方法如圖10.28、圖10.29所示，前者是相干解調(diào)，后者是過零檢測法解調(diào)。圖10.29(a)中各點(diǎn)的波形如圖10.29(b)所示。圖10.282FSK相干解調(diào)

圖10.292FSK過零檢測解調(diào)

10.4.3二進(jìn)制相位鍵控(2PSK)1.絕對調(diào)相(PSK)

絕對調(diào)相是以載波的相位為基準(zhǔn)。數(shù)字信號的1狀態(tài)使已調(diào)波的相位與載波同相；數(shù)字信號的0狀態(tài)使已調(diào)波的相位與載波相差180°，如圖10.30所示。這種信號的產(chǎn)生方法如圖10.31所示。首先將單極性數(shù)字基帶信號通過電平轉(zhuǎn)換電路變成雙極性的數(shù)字脈沖序列信號，之后在乘法器中與載波信號相乘，正極性時(shí)載波相位不變，負(fù)極性時(shí)載波相位相反。圖10.302PSK信號波形圖10.312PSK信號產(chǎn)生原理框圖

圖10.32示出了2PSK信號解調(diào)的框圖和各點(diǎn)的波形。解調(diào)電路中的本地信號必須與載波同步。本地信號通常是通過鎖相方法從PSK信號中提取得到的，它的初相不固定，有可能為0，也有可能為π。兩種初相解調(diào)后的脈沖數(shù)字信號0、1狀態(tài)正好相反，這樣究竟是正脈沖代表1，還是負(fù)脈沖代表1就不確定了，這當(dāng)然是不允許的?？朔镜匦盘栂辔荒：龑ο喔山庹{(diào)影響最有效的方法是數(shù)字基帶信號采用差分碼，采用相對調(diào)相。圖10.322PSK信號解調(diào)

圖10.322PSK信號解調(diào)

2.相對調(diào)相(DPSK)

相對調(diào)相各碼元的載波相位不是以未調(diào)制的載波相位為基準(zhǔn)，而是以相鄰的前一個(gè)碼元的載波相位為基準(zhǔn)去確定后一個(gè)碼元載波相位的取值。當(dāng)一個(gè)碼元取值為1時(shí)，該碼元的載波相位與相鄰的前一個(gè)碼元載波相位相同，即0相移。當(dāng)碼元取值為0時(shí)，該碼元的載波相位與相鄰的前一個(gè)碼元的載波相位相差180°，如圖10.33所示。

圖10.332DPSK信號波形

相位與相鄰的前一個(gè)碼元的載波相位相差180°，如圖10.33所示。相對調(diào)相信號的產(chǎn)生方法如圖10.34所示。首先將絕對碼通過差分編碼電路變成雙極性的差分碼，之后與載波相乘就可得到2DPSK信號。相對調(diào)相信號的解調(diào)方法有兩種方法，一種是同步解調(diào)，另一種是差動(dòng)相干解調(diào)。圖10.35示出的是同步解調(diào)的框圖。同步解調(diào)的關(guān)鍵是如何取出與載波同步的本地振蕩信號。目前最廣泛采用的本地振蕩信號提取方法是鎖相方法。有關(guān)鎖相知識(shí)在后續(xù)章節(jié)中將會(huì)介紹。

圖10.342DPSK信號產(chǎn)生原理圖圖10.352DPSK同步解調(diào)框圖

第二種解調(diào)方法是差動(dòng)相干解調(diào)，框圖如圖10.36(a)所示，圖中各點(diǎn)的波形如圖10.36(b)所示。圖中的延時(shí)網(wǎng)絡(luò)把信號延時(shí)一個(gè)碼元周期T。延時(shí)后的信號與延時(shí)網(wǎng)絡(luò)的輸入信號相比超前一個(gè)碼元周期，輸入為ak+1′，延時(shí)網(wǎng)絡(luò)的輸出為ak′。ak+1′與ak′相乘，通過低通濾波、判決再生電路得到解調(diào)信號。差動(dòng)相干解調(diào)方法是把前一個(gè)碼元的載波作為本地信號。這種方法直接得到的就是絕對碼。

圖10.362DPSK差動(dòng)解調(diào)

(a)解調(diào)框圖；(b)解調(diào)波形10.5脈沖數(shù)字調(diào)制應(yīng)用

數(shù)字信號的傳輸多采用時(shí)分復(fù)用方式。所謂復(fù)用就是將語音、數(shù)據(jù)、圖像等多路信號利用一個(gè)信道進(jìn)行獨(dú)立的傳輸。如利用一根同軸電纜同時(shí)傳輸1920路電話，各路電話之間的傳送相互獨(dú)立、互不干擾。時(shí)分復(fù)用方式與頻分復(fù)用方式相比具有電路簡單可靠、對傳輸系統(tǒng)的非線性失真要求低等特點(diǎn)。時(shí)分復(fù)用方式各路信號采用不同的時(shí)間間隔傳送，時(shí)間上互不重疊。如國際規(guī)定的A律PCM調(diào)制，采樣頻率為8kHz，采樣周期Ts=125μs。在125μs期間分成32個(gè)時(shí)間間隔，稱為時(shí)隙。每個(gè)時(shí)隙寬3.91μs，每