6.

1概述在調(diào)制中，角度調(diào)制是頻率調(diào)制和相位調(diào)制的合稱。用調(diào)制信號(hào)控制載波的瞬時(shí)頻率，使之與調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)

律成線性關(guān)系，稱為頻率調(diào)制或調(diào)頻，用FM表示；用調(diào)制

信號(hào)控制載波的瞬時(shí)相位，使之與調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律成線

性關(guān)系，稱為相位調(diào)制或調(diào)相，用PM(PhaseModulation)表

示。事實(shí)上，無論是調(diào)頻波還是調(diào)相波，它們的振幅均不

改變，而頻率的變化和相位的變化均表現(xiàn)為相角的變化，因

此，把調(diào)頻和調(diào)相統(tǒng)稱為角度調(diào)制或調(diào)角。圖6.1.1給出了調(diào)幅、調(diào)頻、調(diào)相三種信號(hào)的波形。振幅調(diào)制波形的包絡(luò)線變化規(guī)律與調(diào)制信號(hào)完全相同，但頻率

始終不變。從調(diào)頻波可以看出已調(diào)信號(hào)的頻率受調(diào)制信號(hào)

的控制，對(duì)應(yīng)調(diào)制信號(hào)為最大值時(shí)，調(diào)頻信號(hào)的頻率最高，

波形最密，隨著調(diào)制信號(hào)的改變，調(diào)制信號(hào)的頻率也做相應(yīng)

的變化，當(dāng)調(diào)制信號(hào)為最小時(shí)，調(diào)制信號(hào)頻率最低，波形最

疏，但振幅不變。從相位調(diào)制波形可以看出已調(diào)信號(hào)的相

位受調(diào)制信號(hào)的控制，在調(diào)制波平坦的地方(相位不變),PM

除了相位不同以外，和載波類似。當(dāng)調(diào)制波增大的時(shí)候正弦波發(fā)生聚攏，調(diào)制波減小的時(shí)候則擴(kuò)展，但振幅始終不

變。(c)

調(diào)幅波

(d)調(diào)頻波m()(e)

調(diào)相波圖6.1.1調(diào)幅、調(diào)頻、調(diào)相信號(hào)波形圖uc(t)0(a)調(diào)制信號(hào)

(b)

載波um()u?(t)0uAM(t)0和調(diào)幅制相比，調(diào)角制具有以下優(yōu)點(diǎn)：(1)抗干擾能力強(qiáng)。從上一章的討論可知，調(diào)幅信號(hào)的邊頻功率最大只能等于載波功率的一半(當(dāng)調(diào)幅系數(shù)ma=1時(shí)),而調(diào)角信號(hào)的邊頻功率遠(yuǎn)較調(diào)幅信號(hào)強(qiáng)。邊頻功率是運(yùn)載有用信號(hào)的，因此調(diào)角制具有更強(qiáng)的抗干擾能力。另外，對(duì)于信號(hào)傳輸過程中常見的寄生調(diào)幅，調(diào)角制可以通過限幅

的方法加以克服而調(diào)幅制則不行。(2)設(shè)備的功率利用率高。因?yàn)檎{(diào)角信號(hào)為等幅信號(hào)，最大功率等于平均功率，所以不論調(diào)制度為多少，發(fā)射機(jī)末

級(jí)功放管均可工作在最大功率狀態(tài)，晶體管得到充分利用。

而調(diào)幅制則不然，調(diào)幅制的平均功率遠(yuǎn)低于最大功率，因而

功率管的利用率不高。(3)調(diào)角信號(hào)傳輸?shù)谋Ｕ娑雀?。因?yàn)檎{(diào)角信號(hào)的頻帶寬且

抗干擾能力強(qiáng)，因而具有較高的保真度。6.2調(diào)角信號(hào)的分析6.2.1調(diào)頻信號(hào)設(shè)調(diào)制信號(hào)為單一的正弦波，f(t)=ug(t)=UomcosQt,

未調(diào)制時(shí)的載波信號(hào)為u(t)=UcmcOSwt,

調(diào)頻時(shí)載波高頻振蕩

的瞬時(shí)頻率隨調(diào)制信號(hào)u(t)呈線性變化，其比例系數(shù)為K,

則調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率為w(t)=wc+△w(t)=w。十

kqun(t)=w。+kUamcost=w。+

△wmcosΩt

(6.2.1)式中：wc

是未調(diào)制時(shí)載波的角頻率，即調(diào)頻波的中心頻率；kug(t)

是瞬時(shí)頻率相對(duì)于w。的偏移，叫做瞬時(shí)頻率偏

移，簡(jiǎn)稱頻率偏移或頻偏。可以得到調(diào)制信息寄載在調(diào)頻

波的頻偏中，△wm

是相對(duì)于載頻的最大角頻偏。調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率是在wc

的基礎(chǔ)上增加了與ug(t)成

正比關(guān)系的頻率偏移，則調(diào)頻波的相位為(6.2.2)令為調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)，則得調(diào)頻波的表示式如

下

：UFM(t)=Uemcosφ(t)=Uemcos(wat+m

sinΩt)(6.2.3)也可用復(fù)數(shù)形式將上式表示為UFM(t)=Re[Ucmei(②]=Re[Umelce+m

sin2)]

(6.2.4)在調(diào)頻波形的表示式中，有兩個(gè)重要參數(shù)，即△wm

及m,下面分別予以討論。1.最大角頻偏(峰值角頻偏)△wm△wm=kUam

(6.2.5)△wm

是相對(duì)于載頻的最大角頻偏，與之對(duì)應(yīng)的△fm

稱為最大頻偏。在頻率調(diào)制中，△wm(△fm)與Ugm成正

比，是衡量信號(hào)頻率受調(diào)制程度的重要參數(shù)，表示受調(diào)制信

號(hào)控制的程度。比如常見的調(diào)頻廣播，其最大頻偏定為75kHz

,就是一個(gè)重要的指標(biāo)。式(6.2.5)中，K

是比例常數(shù)，

它是產(chǎn)生FM

信號(hào)電路的一個(gè)參數(shù)，表示Uom對(duì)瞬時(shí)角頻率

的控制能力，稱為調(diào)制靈敏度。圖6.2.1是頻率調(diào)制過程中調(diào)制信號(hào)、調(diào)頻信號(hào)相對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位波形。由圖6.2.1(c)可看出，瞬時(shí)頻率變化范圍為(f.-△fm)~(f.+△fm),

最大變化值為2△fm。(b)

調(diào)制信號(hào)0L

?t(c)

瞬時(shí)頻率圖6.2.1調(diào)頻波的波形(e)

瞬時(shí)相應(yīng)(d)

調(diào)頻波(a)

載波θ(t)m

稱為調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)，它是無量綱。由式(6.2.3)可知，它是調(diào)頻波與未調(diào)載波的最大相位差△φm。如圖6.2.1(e)所示，成正比，與Ω(F)

成反比。圖6.2.2表示了△fm、m

與調(diào)制頻率F

的關(guān)系。2.調(diào)制指數(shù)m(6.2.6)調(diào)頻波的波形如圖6.2.1(d)所示。它是一個(gè)等幅波，當(dāng)u(t)最大時(shí)，w(t)也最高，波形密集；ug(t)為負(fù)峰值時(shí)，頻

率最低，波形最疏?？傊?，調(diào)頻是將信息寄載在頻率上而不是幅度上，也可

以說在調(diào)頻信號(hào)中信息是寄存于單位時(shí)間內(nèi)的波形數(shù)目中。由于各種干擾作用主要表現(xiàn)在振幅上，而調(diào)頻系統(tǒng)中，可以

通過限幅器來消除這種干擾，所以FM

波的抗干擾能力較強(qiáng)。圖6.2.2調(diào)頻波△fm、m

與F

的關(guān)系6.2.2調(diào)相信號(hào)設(shè)調(diào)制信號(hào)為單一的正弦波，f(t)=ua(t)=Uamcos2t,未調(diào)制時(shí)的載波信號(hào)為u(t)=Uem

cosw。t,根據(jù)調(diào)相信號(hào)的定義，調(diào)相信號(hào)的瞬時(shí)相位為φ(t)=w

。t+kpun(t)=wet+kpUamcosΩt

(6.2.7)其中，kp

是比例常數(shù)，它是產(chǎn)生

PM信號(hào)電路的

一個(gè)參數(shù)，與

FM波中

k

的

物

理

概

念

相同。瞬時(shí)相偏：△φ(t)=kpUamcosΩt

(6.2.8)

最大相偏：△φm=kpUam

(6.2.9)

根據(jù)瞬時(shí)角頻率和瞬時(shí)相位的關(guān)系，還可以寫出調(diào)相信號(hào)的瞬時(shí)角頻率的表達(dá)式為

(6.2.10)

其中，瞬時(shí)角頻偏為△w(t)=kpUamΩsinΩt=△wmsinΩt

(6.2.11)據(jù)此，可以寫出調(diào)制信號(hào)為單一頻率余弦信號(hào)的調(diào)相信號(hào)的數(shù)學(xué)表達(dá)式為UPM(t)=Uemcos[φ.+

△φ(t)]=Uemcos(wet+kpUamcosΩt)=Uemcos(wet+mpcosΩt)式

中

，mp=kpUam稱為調(diào)相信號(hào)的調(diào)制系數(shù)，大小等于調(diào)相信號(hào)的最大相偏。由式(6.2.12)得到：圖6.2.3給出了調(diào)制信號(hào)分別為余弦波和方波時(shí)的調(diào)相信號(hào)的波形及其瞬時(shí)相移的變化示意圖。最大角頻偏為△wm=kpUnmΩ

或△fm=kpUamF(6.2.14)(6.2.15)(6.2.12)(6.2.13)圖6.2.3調(diào)相波及其瞬時(shí)相移的波形6.2.3調(diào)頻與調(diào)相的關(guān)系為了方便比較，將調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)的一些特征列于

表6.2.1中。在表6.2.1中，還列出了調(diào)頻和調(diào)相在非單音調(diào)

制時(shí)的一般數(shù)學(xué)表達(dá)式。調(diào)頻信號(hào)調(diào)相信號(hào)瞬時(shí)頻率w(t)=we+Kun(t)瞬時(shí)相位θ(t)=Wet+Kpun(t)+φo=Wt+△B(t)

+φo最大頻偏△w=KIun(t)

|max=K?Uam最大相移mi稱為調(diào)頻指數(shù)mp=Kplun(t)Imax=KpUammp稱為調(diào)相指數(shù)數(shù)學(xué)表達(dá)式u(t)=Umcosθ(t)==Umcos(w.t+msinΩt+φ)u(t)=Umcosθ(t)=Umcos

[wet+Kpun(t)+φo]=Umcos(w.t+mpcosΩt+φo)表6

.

2

.

1調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)比較從前面的討論可以看出，當(dāng)調(diào)制信號(hào)為單一頻率的余弦信號(hào)時(shí)，從數(shù)學(xué)表達(dá)式及波形上均不易區(qū)分是調(diào)頻信號(hào)還是

調(diào)相信號(hào)，但它們?cè)谛再|(zhì)上存在以下區(qū)別：(1)無論是調(diào)頻波還是調(diào)相波，它們的瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)

相位都隨時(shí)間發(fā)生變化，但變化的規(guī)律不同。調(diào)頻時(shí)，瞬

時(shí)頻偏的變化與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系，瞬時(shí)相偏的變化與調(diào)

制信號(hào)的積分成線性關(guān)系，即△w(t)=kqua(t)

(6.2.16)

(6.2.17)調(diào)相時(shí)，瞬時(shí)相偏的變化與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系，瞬時(shí)頻偏的變化與調(diào)制信號(hào)的微分成線性關(guān)系，即△φ(t)=kpua(t)

(6.2.18)

(6.2.19)(2)調(diào)頻波和調(diào)相波的最大角頻偏(△wm)和調(diào)制系數(shù)(mf或m)

均與調(diào)制幅度Uom

成正比。但它們與調(diào)制角頻率Ω的關(guān)

系則不同。調(diào)頻波的最大角頻偏與調(diào)制角頻率Ω無關(guān)，調(diào)

制系數(shù)與調(diào)制角頻率Ω成反比。調(diào)相波的最大角頻偏與調(diào)

制角頻率Ω成正比，調(diào)制系數(shù)與調(diào)制角頻率Ω無關(guān)，即調(diào)

頻

：△wm=kUam

(6.2.20)

(6.2.21)調(diào)頻波、調(diào)相波的最大頻偏(△wm)和調(diào)制系數(shù)(m

或mp)與調(diào)制角頻率Ω的關(guān)系不同，其根本原因就在于，對(duì)于調(diào)頻

波而言，調(diào)制電壓先改變頻率，然后通過積分關(guān)系再改變相

位，而對(duì)于調(diào)相波，調(diào)制電壓直接改變相位。(6.2.22)(6.2.23)(6.2.24)△φm=kpUam△wm=kpuamΩ調(diào)相：比較調(diào)頻波和調(diào)相波的數(shù)學(xué)表達(dá)式及其基本性質(zhì)，可以畫出實(shí)現(xiàn)調(diào)頻及調(diào)相的方框圖，如圖6.2.4所示。u?(1)調(diào)頻電路

uFM(t)

u(t)

積分電路

調(diào)相電路

UFM(t)u.(t)4()(a)直接調(diào)頻

(b)間接調(diào)頻u?(t)o

調(diào)相電路

uFM(t)u?(t)o

微分電路調(diào)頻電路

UFM(t)u(t)

u(t)(c)

直接調(diào)相

(d)間接調(diào)相圖6.2.4調(diào)頻及調(diào)相方框圖6.2.4調(diào)角信號(hào)的頻譜和頻帶寬帶由于調(diào)頻波和調(diào)相波的形式類似，其頻譜也類似，下面就分析調(diào)頻波的頻譜。為了獲得調(diào)頻波的頻譜，可將調(diào)頻

信號(hào)的數(shù)學(xué)表達(dá)式展開，為了便于計(jì)算，令Ucm=1,

則可得式(6.2.25)還可利用貝塞爾函數(shù)進(jìn)一步展開，并獲得若干頻率分量，將它們分別標(biāo)在頻率軸上，即可獲得調(diào)頻信號(hào)

的頻譜，如圖6.2.5所示。uFM(t)=Uemcos(wct+msinΩt)=cosow

t

cos(m;sinΩ2t)-sinw

。tsin(msinΩt)

(6.2.25)圖6.2.5m

為不同值時(shí)調(diào)頻波的頻譜由單一頻率的余弦信號(hào)調(diào)制的調(diào)頻信號(hào)的頻譜具有以下特點(diǎn)

：(1)調(diào)頻波是由載波w。和無數(shù)邊頻w

。±nΩ

組成，這些邊頻對(duì)稱地分布在載頻兩邊，載頻分量與各個(gè)邊頻分量的振幅由調(diào)制指數(shù)m

所確定。相鄰的邊頻分量的頻率間隔為Ω(或

F)。(2)邊頻次數(shù)越高(n

愈大),其振幅越小(中間可能有起

伏)。m

越大，振幅大的邊頻分量越多。(3)對(duì)于某些m

值，載頻或某些邊頻分量振幅為零，如

m=2.4

時(shí)，載頻分量振幅為零。(4)調(diào)制后的所有頻率分量的功率之和等于未調(diào)制的載

波功率，即調(diào)頻實(shí)際上是把載波功率重新分配給載波w。和無數(shù)邊頻w

。±nΩ上。從理論上說，調(diào)頻波的邊頻分量有無數(shù)多個(gè)，其頻帶寬度應(yīng)為無窮大，但是對(duì)于任一給定的m

值，高到一定次數(shù)

的邊頻分量的振幅已經(jīng)小到可以忽略，以致濾除這些邊頻分

量對(duì)調(diào)頻波形不會(huì)產(chǎn)生顯著影響。因此，調(diào)頻信號(hào)的頻譜

寬度實(shí)際上可以認(rèn)為是有限的。如果將小于載波振幅10%的邊頻分量略去不計(jì)，則頻譜的有效帶寬Bw可由下列近似公式求出：Bw=2(m+1)F

(6.2.26)式(6.2.26)說明了在計(jì)算頻譜的有效帶寬時(shí)，通常取m+1由于因此式(6.2.26)也可以寫成Bw=2(△fm+F)我們一般把m<1的調(diào)頻稱為窄帶調(diào)頻，這時(shí)

Bw≈2F把m》1

的調(diào)頻稱為寬帶調(diào)頻，這時(shí)Bw≈2△fm對(duì)邊頻分量即可。(6.2.27)(6.2.28)(6.2.29)(6.2.30)例6.

1調(diào)頻廣播中F=15kHz,m=5,

求頻偏△fm和頻譜帶

寬Bw

。解

調(diào)頻時(shí)，△fm=mF=75kHzBw=2(m+1)F=180

kHz例6.2

設(shè)調(diào)制信號(hào)頻率為F=1kHz,m=m=△φm=12rad的調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)。試求：(1)它們的最大頻偏△fm

和有效頻帶寬度Bw;(2)如果調(diào)制信號(hào)振幅不變，而調(diào)制信號(hào)頻率提高到F=2kHz,則這時(shí)兩種信號(hào)的最大頻偏△fm

和有效頻帶寬度

Bw

為多少；(3)如果調(diào)制信號(hào)頻率不變?nèi)詾?kHz,

而調(diào)制信號(hào)的振

幅降到原來的一半時(shí)，問這時(shí)兩種信號(hào)最大頻偏△fm

和有效

頻帶寬度Bw為多少。調(diào)相信號(hào)：△fm=mpF=12×1=12

kHzBw=2(mp+1)F=2(12+1)=26

kHz這表明，當(dāng)F

和調(diào)制指數(shù)m相同時(shí)，調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信

號(hào)的最大頻偏和有效頻帶寬度完全相同。解

(1)當(dāng)F=1kHz,m=mp=12

時(shí)調(diào)頻信號(hào)：△fm=mF=12×1=12Bw=2(m+1)F=2(12+1)=26kHzkHz則Bw=2(m+1)F=2(6+1)×2=28kHz或者Bw=2(△fm+F)=2(12+2)=28kHz調(diào)相信號(hào)：△fm=kpUamF

與調(diào)制頻率成正比，故△fm=12×2=24

kHz(2)當(dāng)調(diào)制幅度不變，調(diào)制頻率變化時(shí)調(diào)頻信號(hào)：△fm=k

Uam

與調(diào)制頻率無關(guān)，故仍有△fm=12kHz但是這表明，當(dāng)調(diào)制幅度不變，調(diào)制頻率成倍變化時(shí)，調(diào)頻信號(hào)最大頻偏不變，頻帶寬度增加有限；而調(diào)相信號(hào)最大頻

偏和頻帶寬度都將成倍增加。所以調(diào)相信號(hào)在頻帶利用率

方面不及調(diào)頻優(yōu)越。mp=12則Bw=2(mp+1)F=2(12+1)×2=52或者Bw=2(△fm+F)=2(24+2)=52而mp=kpUam

與調(diào)制頻率無關(guān)，所以kHzkHzBw=2(m+1)F=2(6+1)×1=14

kHzBw=2(△fm+F)=2(6+1)=14

kHz(3)調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)的△fm

和m與調(diào)制幅度成正比，故當(dāng)調(diào)制頻率不變，調(diào)制幅度減半時(shí)，調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)均有這表明，這兩種信號(hào)對(duì)于調(diào)制幅度的變化規(guī)律是相同的。所以或者6.2.5調(diào)角波的功率調(diào)頻波和調(diào)相波的平均功率與調(diào)幅波一樣，也為載波功

率和各邊頻功率之和。由于調(diào)頻和調(diào)相的幅度不變，所以調(diào)角波在調(diào)制后總的功率不變，只是將原來載波功率中的一

部分轉(zhuǎn)入邊頻。因此，調(diào)制過程并不需要外界供給邊頻功率，只是高頻信號(hào)本身載頻功率與邊頻功率的重新分配而已。上式表明調(diào)角波的平均功率等于調(diào)制前載波的功率，或等于調(diào)頻波信號(hào)頻譜中每個(gè)頻率的平均功率之和，即角度調(diào)

制僅是對(duì)信號(hào)功率進(jìn)行了重新分配，而總平均功率并不發(fā)生

變

化

。由單音調(diào)制調(diào)頻波的頻譜特性結(jié)論得到：(6.2.31)6.3調(diào)頻原理及電路6.3.1調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)的方法有很多，歸納起來主要有兩種：直

接調(diào)頻和間接調(diào)頻。直接調(diào)頻是用調(diào)制信號(hào)直接控制載波

的瞬時(shí)頻率，以產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)。間接調(diào)頻是先將調(diào)制信號(hào)

進(jìn)行積分，然后對(duì)載波進(jìn)行調(diào)相，結(jié)果也可產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)。1.直接調(diào)頻原理直接調(diào)頻的基本原理是用調(diào)制信號(hào)直接去線性地改變載

波振蕩的瞬時(shí)頻率。知道振蕩器的頻率主要取決于振蕩回路的元件參數(shù)。例如，在LC

正弦波振蕩器中其振蕩頻率主要取決于振蕩回路的電感量和電容量。因此，可以在振蕩回路中并入可變電抗元件，作為回路的一部分，用調(diào)制信號(hào)去控制可變電抗元件的參數(shù)，即可產(chǎn)生振蕩頻率隨調(diào)制信號(hào)變化的調(diào)頻信號(hào)。

圖6.3.1說明了這一過程的原理。LC振蕩器

調(diào)制信號(hào)輸入圖6.3.

1直接調(diào)頻原理圖C?LC?可控電

抗元件FM信號(hào)輸出因此，如果將調(diào)制信號(hào)先積分，然后對(duì)載波再進(jìn)行調(diào)相，則所得到的調(diào)相信號(hào)就是用u(t)作為調(diào)制信號(hào)的調(diào)頻信號(hào)。

根據(jù)這一原理，間接調(diào)頻的組成原理方框圖如圖6.3.2所示。

這種調(diào)頻方法可以采用頻率穩(wěn)定度非常高的振蕩器(如石英

晶體振蕩器)作為載波振蕩器，再在它的后級(jí)進(jìn)行調(diào)相，這

樣就可以得到中心頻率穩(wěn)定度很高的調(diào)頻波。2.間接調(diào)頻原理從前面的知識(shí)可知，用調(diào)制信號(hào)對(duì)載波進(jìn)行調(diào)頻時(shí)，其

瞬時(shí)相位也隨之變化，相偏與調(diào)制信號(hào)成積分關(guān)系：(6.3.1)調(diào)

制

信

號(hào)u?(t)圖6.3.2間接調(diào)頻原理框圖載波振蕩器緩沖放大器調(diào)相電路積分電路調(diào)頻信號(hào)uFM(t)6.3.2對(duì)調(diào)頻振蕩器的要求通常，對(duì)調(diào)頻振蕩器有如下要求：(1)調(diào)制特性的線性要好。調(diào)制特性是指頻率偏移△f與

調(diào)制電壓u(t)的變換關(guān)系，如圖6.3.3所示，曲線的線性范圍

要寬而直，以保證△f~ug(t)的線性關(guān)系。圖中實(shí)線表示的

是實(shí)際曲線，虛線代表理想情況。圖6.3.3調(diào)制特性曲線(2)調(diào)制靈敏度要高。在調(diào)制特性線性范圍內(nèi)，單位調(diào)制電壓所產(chǎn)生的頻率偏移稱為調(diào)制靈敏度。通常用調(diào)制特

性零點(diǎn)附近的斜率表示，即調(diào)制靈敏度顯

然

，S?

愈大，調(diào)制信號(hào)的控制作用越強(qiáng)，越易產(chǎn)生大頻偏的調(diào)頻信號(hào)。(6.3.2)(3)載波頻率f.

要穩(wěn)定。調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率是以f.

為中

心變化的，若f.不穩(wěn)定，不僅會(huì)使接收質(zhì)量變差，調(diào)制特性

也會(huì)產(chǎn)生失真。(4)振蕩器的振蕩電壓幅度要穩(wěn)定，寄生調(diào)幅要小。6.3.3變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路變?nèi)荻O管實(shí)際上是一個(gè)電壓控制可變電容元件。當(dāng)

外加反向偏置電壓變化時(shí)，變?nèi)荻O管PN

結(jié)的結(jié)電容會(huì)隨

之變化。其特性如圖6.3.4所示。y=2y=0.5γ=3u

0圖6.3.4式中：U

為PN結(jié)的勢(shì)壘電位差(硅管約為0.7V,鍺管約為0.2~0.3V);C?為未加外電壓，即u(t)=0時(shí)的結(jié)電容；u(t)為

變?nèi)荻O管二端所加的電壓；γ為變?nèi)荻O管結(jié)電容變化指數(shù)，它與

PN

結(jié)的摻雜情況有關(guān)。變?nèi)荻O管的結(jié)電容C;(t)與變?nèi)荻O管兩端所加的反向偏置電壓u()之間的關(guān)系可以用下式來表示：(6.3.3)變?nèi)荻O管的外形與普通二極管沒有什么區(qū)別。它在電路中的符號(hào)如圖6.3.5所示。為了保證變?nèi)荻O管在調(diào)制

信號(hào)電壓變化范圍內(nèi)保持反向偏置，必須給電路外加反向固

定偏壓

E,此電壓作為變?nèi)荻O管的靜態(tài)工作電壓，在此基

礎(chǔ)上加入調(diào)制信號(hào)電壓u?(t)。因

此

，u(t)由反向固定偏壓E和調(diào)制電壓ug(t)兩部分組成。假定調(diào)制信號(hào)為單音余弦信號(hào)

，u(t)=UomcosQt,

則加于變?nèi)莨軆啥说碾妷簎(t)為u(t)=E+un(t)=E+UnmcosΩt(6.3.4)圖6.3.5變?nèi)荻O管的符號(hào)及偏置把式(6.3.4)代入式(6.3.3),得C;(t)=Cjo(1+m

cosΩt)?

(6.3.5)式中：C?Q

為變?nèi)荻O管在靜態(tài)工作點(diǎn)處，即u(t)=E時(shí)的電容量；為結(jié)電容調(diào)制指數(shù)，它反映了結(jié)電容受

調(diào)制的深淺程度。由式(6.3.5)可以看出，變?nèi)荻O管電容量C(t)受信號(hào)ug(t)所調(diào)制，

C;(t)的變化規(guī)律一般不是與u?(t)成正比的，而是取決于電容變化指數(shù)γ。假設(shè)振蕩回路由變?nèi)荻O管C?與電感L組成，如圖6.3.6所示，其振蕩頻率為

(6.3.6)將式(6.3.5)代入式(6.3.6),得w=w

。(1+mcosΩt)/2

(6.3.7)式

中

，

未加調(diào)制信號(hào)(ug(t)=O)時(shí)的振蕩頻率，即

載

頻

。圖6.3.6變?nèi)莨芙M成的諧振回路由式(6.3.7)可見，調(diào)頻振蕩器的振蕩頻率是隨著調(diào)制信號(hào)的y/2次方變化。如果適當(dāng)?shù)剡x擇γ值，就可改善調(diào)制線

性。下面來進(jìn)行定性分析。(1)若取γ=2,則由式(6.3.7)可得w=w(1+mcosQt),即調(diào)

頻振蕩器的瞬時(shí)頻率與調(diào)制電壓成正比，實(shí)現(xiàn)了頻率調(diào)制的

功

能

。(2)若取y≠2,雖然變?nèi)莨艿淖內(nèi)萏匦訡~u

是非線性的，

而w~C也是非線性的，適當(dāng)選擇E

的大小，可使這兩個(gè)非

線性互相補(bǔ)償，從而使w~u(t)達(dá)到較好的線性關(guān)系，于是

便完成了調(diào)頻功能。在此條件下，式(6.3.7)可以用泰勒級(jí)數(shù)

展開，在展開項(xiàng)包含了Ω的基波分量，即體現(xiàn)了w與u(t)的

線性關(guān)系。圖6.3.7(a)是某通信電臺(tái)的變?nèi)莨苷{(diào)頻器電路。圖中：R?

、R?是振蕩管的偏置電阻，L?、C?和C?組成電源濾波電

路

；L?

為高頻扼流圈，防止高頻信號(hào)流過音頻放大器；電

容C?

、C6

、C?

、C?

的數(shù)值均為1000pF,起高頻濾波作用；振蕩回路由C?

、C?

、C?

電容及可調(diào)電感及變?nèi)荻O管組成。其簡(jiǎn)化電路如圖6.3.7(b)所示，它構(gòu)成電容三端式振蕩電路。圖6.3.7變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路實(shí)例廣義地講，調(diào)頻振蕩器都可稱為壓控振蕩器(VCO),

因?yàn)檫@類振蕩器的振蕩頻率都是受外加電壓的控制。但在實(shí)際中，壓控振蕩器通常是指受慢(對(duì)于高頻信號(hào)而言)變化電壓控制的受控振蕩器，即改變變?nèi)莨艿撵o態(tài)工作點(diǎn)，使其中

心頻率隨調(diào)制信號(hào)變化的受控振蕩器。壓控振蕩器是自動(dòng)頻率微調(diào)系統(tǒng)(AFC)

和自動(dòng)相位控制系統(tǒng)(PLL)環(huán)路中的一個(gè)重要部件。本書將在后面的章節(jié)中專門討論

VCO

的應(yīng)用。變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，容易獲得較大的頻偏，因此在頻偏不大的場(chǎng)合，線性可以很好，非線性失

真可以很小。這種電路的缺點(diǎn)是變?nèi)荻O管的一致性較差，

提高了生產(chǎn)工藝的復(fù)雜度。另外，變?nèi)莨艿慕Y(jié)電容易受環(huán)

境溫度、電源電壓的變化影響，使結(jié)電容產(chǎn)生漂移，從而造

成調(diào)頻波的中心頻率不穩(wěn)。因此在頻率穩(wěn)定度要求較高的

場(chǎng)合，就不能用簡(jiǎn)單變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。為了提高調(diào)頻器振蕩電路頻率的穩(wěn)定度，可以采用間接

調(diào)頻，或者采用“自動(dòng)頻率微調(diào)”的方法加以改善。6.3.4變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路直接調(diào)頻電路的優(yōu)點(diǎn)是容易獲得較大的頻偏，缺點(diǎn)是中

心頻率穩(wěn)定度低，即使是直接對(duì)石英晶體振蕩器進(jìn)行調(diào)頻，

中心頻率的穩(wěn)定度也會(huì)受到調(diào)制電路的影響。為了避免調(diào)制電路對(duì)振蕩電路的影響，在調(diào)頻時(shí)，可想

辦法把調(diào)制與振蕩兩個(gè)功能分開，再采用穩(wěn)定度很高的振蕩

器來產(chǎn)生頻率穩(wěn)定度很高的載波。其方法是：采用高穩(wěn)定

度的晶體振蕩器作為主振，然后再對(duì)這個(gè)穩(wěn)定的載頻信號(hào)用

積分后的調(diào)制信號(hào)對(duì)其進(jìn)行調(diào)相，則可從調(diào)相器輸出中心頻

率穩(wěn)定度很高的調(diào)頻波。實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵電路是調(diào)相器。調(diào)相器的種類很多，通常有三類：

一類是用調(diào)制信號(hào)控制諧振回路或移相網(wǎng)

絡(luò)電抗的調(diào)相電路(如變?nèi)荻O管調(diào)相器);第二類是矢量合

成的移相電路；第三類是脈沖調(diào)相電路。移相法調(diào)相的原理方框圖如圖6.3.8所示，未調(diào)制載波由

晶體振蕩器產(chǎn)生后，通過一個(gè)相移受調(diào)制信號(hào)u(t)控制的相

移網(wǎng)絡(luò)，即可實(shí)現(xiàn)調(diào)相。圖6.3.8移相法調(diào)相方框圖晶體振蕩器△φ=f(u)相移網(wǎng)絡(luò)0u(t)相Uemcoswt-圖6.3.8中，要求相移網(wǎng)絡(luò)的相移在一定范圍內(nèi)正比于調(diào)制信號(hào)電壓，即△φ(t)=kpun(t)

(6.3.8)常用的移相網(wǎng)絡(luò)有多種形式，如RC

移相網(wǎng)絡(luò)、LC調(diào)諧回路移相網(wǎng)絡(luò)等。這里僅介紹LC

調(diào)諧回路移相網(wǎng)絡(luò)組成及

實(shí)現(xiàn)調(diào)相的原理。圖6.3.9(a)是用變?nèi)荻O管對(duì)LC

調(diào)諧回路作可變移相的一種調(diào)相電路，圖6.3.9(b)是其交流等效電路。圖6.3.9變?nèi)莨芤葡嗟膯位芈芬葡嚯娐?.3.5調(diào)頻信號(hào)產(chǎn)生方案舉例圖6.3.10為某調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)的方框圖，發(fā)射機(jī)的中心

頻率f

=88~108MHz,最大頻偏

△fm=75kHz。多級(jí)倍頻器

功率放大器N?=4888~108

MHzf=10.5~11.0

MHz混頻器可變頻率振蕩器圖6.3.10調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)的方框圖f.=200kHz振蕩器u(t)調(diào)相器積分器預(yù)加重多級(jí)倍頻器N?=64f=88~108MHz△fm=75

Hzf=200

kHz△fm=25Hzf.?=12.8MHz1.8~2.3

MHz間接調(diào)頻器u?(t)6.4調(diào)頻波的解調(diào)及電路調(diào)頻波是一等幅高頻振蕩信號(hào)，調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律反映在高頻振蕩信號(hào)的瞬時(shí)頻率變化上，而不像普通調(diào)幅波那

樣調(diào)制信號(hào)變化的規(guī)律反映在高頻振蕩信號(hào)的振幅(包絡(luò))變

化上。因此，不能直接用包絡(luò)檢波器解調(diào)出原來的調(diào)制信

號(hào)，必須用本節(jié)所介紹的鑒頻器來完成調(diào)頻波的解調(diào)任務(wù)。

調(diào)頻接收機(jī)的解調(diào)是從調(diào)頻波中恢復(fù)出原調(diào)制信號(hào)的過程，

這個(gè)過程稱為鑒頻(又稱為頻率檢波),完成調(diào)頻信號(hào)解調(diào)的

電路稱為鑒頻器。6.4.1鑒頻方法及實(shí)現(xiàn)模型鑒頻就是把調(diào)頻波瞬時(shí)頻率變化轉(zhuǎn)換成電壓的變化，完

成頻率—電壓的變換。鑒頻的方法常用的有兩種。

一種方

法是振幅鑒頻：把輸入調(diào)頻波進(jìn)行頻—幅變換，就是將輸

入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率變化不失真地變換為調(diào)頻波的包絡(luò)變化

(即為調(diào)幅—調(diào)頻波),再采用一個(gè)線性的包絡(luò)檢波器檢出

調(diào)幅—調(diào)頻波的包絡(luò)變化(即反映調(diào)制信號(hào)變化規(guī)律)。另

一種方法是相位鑒頻：先將輸入的調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行頻—相變

換，變換為頻率和相位都隨調(diào)制信號(hào)而變化的調(diào)相—調(diào)頻

波，然后根據(jù)調(diào)相—調(diào)頻波相位受調(diào)制的特征，通過相位

檢波器還原出原調(diào)制信號(hào)。如圖6.4.1所示是振幅鑒頻器的基本框圖。輸

入uFM(t)○—

FM-AM

變換器

振幅檢波器輸

出u?(t)圖6.4.1振幅鑒頻器的基本框圖鑒頻特性是指鑒頻器的輸出電壓u。與輸入信號(hào)頻偏△f之間的關(guān)系，頻偏△f

定義為輸入信號(hào)頻率與鑒頻器中心頻

率之差，通常鑒頻器的中心頻率選擇為調(diào)頻波的中心頻率f。

圖6.4.2為典型的鑒頻特性曲線，由于它的曲線像英文字母“S”,

所以有時(shí)又稱為S曲線。當(dāng)輸入信號(hào)的頻率等于鑒頻

器中心頻率時(shí)，△f=0,對(duì)應(yīng)的輸出電壓u?=0;

輸入信號(hào)的頻率大于鑒頻器中心頻率，即△f>0時(shí)

，u?>0;輸入信號(hào)的頻

率小于鑒頻器中心頻率，即△f<0

時(shí)

，u?<0

。

和包絡(luò)檢波器

一樣，希望這一關(guān)系是線性的，但實(shí)際上只能在一定的頻率

范圍內(nèi)近似實(shí)現(xiàn)。圖6.4.2鑒頻特性曲線6.4.2振幅鑒頻器1.單調(diào)諧回路斜率鑒頻器圖6.4.3是一種最簡(jiǎn)單的斜率鑒頻的原理電路，圖中

T的右邊是包絡(luò)檢波器，它與調(diào)幅波的二極管包絡(luò)檢波器完全

相同。

T的左邊部分則是調(diào)頻—調(diào)幅變換器。實(shí)際上左邊

的電路就是單調(diào)諧放大器，只不過諧振回路是工作在失諧狀

態(tài)而已。晶體三極管與諧振回路組成的頻一幅變換器，把

調(diào)頻信號(hào)uFM(t)變?yōu)閡(t)(AM—FM

信號(hào)),再經(jīng)二極管檢波

器變?yōu)榈皖l信號(hào)u。(t),回路諧振頻率f與調(diào)頻信號(hào)中心頻率f.是不相等的，也就是說，使回路對(duì)f。失諧，讓調(diào)頻信號(hào)處在諧振曲線的傾斜部位。圖6.4.3單調(diào)諧回路鑒頻器原理電路鑒頻器的關(guān)鍵部分就是頻—幅變換器。把調(diào)頻波轉(zhuǎn)換成

AM—FM

波最簡(jiǎn)單的電路就是利用失諧的LC并聯(lián)回路。

任何非電阻性電路對(duì)于輸入不同頻率的正弦信號(hào)具有不同

的傳輸能力。圖6.4.4(a)為單調(diào)諧回路的工作波形示意圖，圖6.4.4(b)為調(diào)幅—調(diào)頻波。圖6.4.4單調(diào)諧回路斜率鑒頻器的幅頻特性曲線2.雙失諧回路斜率鑒頻器為了獲得較好的線性鑒頻特性以減小失真，并適用于解

調(diào)較大頻偏的調(diào)頻信號(hào)，一般采用由兩個(gè)失諧回路構(gòu)成的斜

率鑒頻器，其原理電路如圖6.4.5所示，它稱為雙失諧回路(斜率)鑒頻器。圖6.4.5雙失諧回路斜率鑒頻器雙失諧回路鑒頻器也由頻—幅變換器和振幅檢波器兩部分組成。由圖6.4.5可見，它共有三個(gè)諧振回路，初級(jí)回

路調(diào)諧于調(diào)頻信號(hào)的中心頻率f,

次級(jí)回路1調(diào)諧在fo?上，次級(jí)回路2調(diào)諧在fo?上，且fo?

、fo?

均對(duì)調(diào)頻波的中心頻率f.呈左右失諧，并滿足△f=fo?-f.=f.-fo?的關(guān)系，諧振回路1和

諧振回路2的幅頻特性如圖6.4.6(a)所示。若設(shè)輸入調(diào)頻信號(hào)為uFM

(t),

變壓器初次級(jí)線圈的匝數(shù)比為1:2,回路1、2幅頻特性分別用H?

f)

和H?

f)

表示，則

信號(hào)在回路1、2兩端產(chǎn)生的電壓分別為u?和u?,其幅度分別

為H?

f)

·Usm

和

H?(f)

·Usm。若兩個(gè)包絡(luò)檢波器的檢波電壓傳

輸系數(shù)均為ka,

則雙失諧回路斜率鑒頻器的輸出解調(diào)電壓為u

。=uo—uo?=kaUsmH?(f)—kaUmH?(f)=kaUsm[H?(f)-H?(f)]

(6.4.1)式(6.4.1)就是雙失諧回路斜率鑒頻器的鑒頻特性方程。它表明，當(dāng)輸入信號(hào)電壓幅度Usm

和檢波器電壓傳輸系數(shù)ka

一定時(shí)，輸出電壓u。隨f的變化特性就是將兩個(gè)失諧回

路的幅頻特性相減后的曲線合成，如圖6.4.6(b)所示。顯然，

雙失諧回路的鑒頻特性曲線的直線性和線性范圍這兩個(gè)方面

都比單失諧回路鑒頻器有顯著的改善。這是因?yàn)?，?dāng)一邊

鑒頻輸出波形有失真，例如正半周大、負(fù)半周小時(shí)，對(duì)稱的

另一邊鑒頻輸出波形也必定有失真，但卻是正半周小、負(fù)半

周大，因而相互抵消。合成曲線鑒頻特性的形狀除了與兩回路的幅頻特性曲線形狀有關(guān)外，還取決于fo?、fo?

(△f)的選擇。若fo?、fo?配置得好，則可使兩回路幅頻特性曲線中的

彎曲部分得到有效補(bǔ)償，增大了鑒頻特性曲線的線性范圍。H(f)

;

△f

Af;fo(a)

幅頻特性圖6.4.6雙失諧回路斜率鑒頻器的幅頻特性與鑒頻特性(b)鑒頻特性H?)H?()6.4.3相位鑒頻器圖6.4.7是相位鑒頻器的組成框圖。在疊加型中又分為

電感耦合相位鑒頻器、電容耦合相位鑒頻器和比例鑒頻器。

在這里主要介紹疊加型中的兩種電路：電感耦合相位鑒頻器

和比例鑒頻器。包絡(luò)檢波頻—相轉(zhuǎn)換(a)疊加型相位鑒頻器組成框圖包絡(luò)檢波頻—相轉(zhuǎn)換(b)

乘積型相位鑒頻器組成框圖圖6.4.7相位鑒頻器的組成框圖uFM(t)uFM(t)u

。(1)u。(t)1.電感耦合相位鑒頻器疊加型相位鑒頻器的電路形式有很多。圖6.4.8所示的

耦合回路相位鑒頻器是常用的疊加型相位鑒頻器，它的相位

檢波器是由兩個(gè)包絡(luò)檢波器組成的疊加型相位檢波器，線性

移相網(wǎng)絡(luò)采用耦合回路。為了擴(kuò)大線性鑒頻范圍，這種相

位鑒頻器通常都接成平衡差動(dòng)輸出。耦合回路

u2

包絡(luò)檢波u?耦合回路

u2

包絡(luò)檢波圖6.4.8耦合回路相位鑒頻器框圖u,o—u。電感耦合相位鑒頻器如圖6.4.9所示，L?C?和L?C?為互感耦合雙調(diào)諧回路，作為鑒頻器的頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，回路的初、次級(jí)均調(diào)諧在輸入調(diào)頻波的中心頻率f.

上。二極管VD?、VD?

和電阻R

以及電容C?

、C?構(gòu)成疊加型鑒相器。隔直流電容C。對(duì)輸入信號(hào)頻率呈短路。L?

為高頻扼流圈，它對(duì)輸

入信號(hào)頻率呈高阻抗，可近似認(rèn)為開路，而對(duì)平均分量接近

短路，并為包絡(luò)檢波器提供直流通路。當(dāng)輸入調(diào)頻信號(hào)U?加到初級(jí)回路時(shí)，該信號(hào)通過互感耦合在次級(jí)回路L?C?

上

產(chǎn)生U?,

同時(shí)又通過Cc、L?

和C?至地形成回路，由于CcC?對(duì)高頻近似短路，所以L?

上的電壓近似為U?。圖6.4.9電感耦合回路相位鑒頻器原理電路二極管VD?

、VD?上的電壓關(guān)系為(6.4.2)當(dāng)調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率改變時(shí)，由于諧振回路的相位特性隨頻率而變化，

U?和U?的相位差就要改變，由這兩個(gè)相量

合成的UyD1和UyD2的幅度也隨之改變，導(dǎo)致調(diào)頻波轉(zhuǎn)變成

調(diào)幅—調(diào)頻波。設(shè)兩個(gè)二極管檢波器的電壓傳輸系數(shù)分別

為ka?

和ka?,

并令ka=ka?=k,則兩個(gè)檢波器的輸出電壓分別由于鑒頻器的輸出端接成差動(dòng)形式，所以鑒頻器的輸出電壓為u

。=uo—uo=ka(|Uvn

I-IUvme

1)

(6.4.5)uo=ka|Uvn

l

(6.4.3)uo2=ka|Uvne

I

(6.4.4)為下面討論U?

和U?兩高頻信號(hào)之間的相位差引起的輸出幅度變化規(guī)律。耦合回路是對(duì)輸入調(diào)頻波進(jìn)行頻相轉(zhuǎn)換、實(shí)現(xiàn)相位鑒頻的一個(gè)重要部件。為了便于討論頻相轉(zhuǎn)換的過程，特將鑒頻器的耦合回路部分單獨(dú)畫出，如圖6.4.10所

示，實(shí)際應(yīng)用中，雙調(diào)諧回路常滿足等振等Q

的條件，即L?

=L?=L,C?=C?=C,r?=r2=r,r為電感線圈中的固有損耗

電阻

。(a)(b)圖6.4.10互感耦合回路設(shè)以初級(jí)電壓U?

為基準(zhǔn)，可以求出初級(jí)電流

I?為

(6.4.6)通過互感耦合在次級(jí)回路中產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為E=joMi?(6.4.7)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)E在次級(jí)產(chǎn)生的電流為(6.4.8)式中，Z?為次級(jí)諧振回路(串聯(lián)諧振回路)的阻抗，為回路固有諧振角頻率，Q≈wL/r

為回路有載品質(zhì)因數(shù)，ξ為廣義失諧。I?在次級(jí)回路兩端產(chǎn)生的電壓為(6.4.9)我們用相量圖對(duì)應(yīng)調(diào)頻波不同的瞬時(shí)頻率來說明，可分為以下三種情況。(1)當(dāng)ff。時(shí)，即輸入調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率等于調(diào)頻波的中心頻率時(shí)的情形。設(shè)定初級(jí)回路電壓U?為基準(zhǔn)，由式

(6.4.6)知，初級(jí)回路電壓U?超前初級(jí)回路電流i?

的相位90°。由式(6.4.7)知，次級(jí)回路的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)

E超前1?

的相位90°,因而EU?

同相。由于f=fc,次級(jí)回路呈串聯(lián)諧振，Z?為一純電阻，因此i2

與E

同相。由式(6.4.9)可知，U?

落后于I?

的相位90°。

將以上推導(dǎo)的矢量關(guān)系用矢量相加的方法，按式(6.4.2)可畫

出二極管

VD?

、VD?

兩端電壓UyD1

和UyD2的矢量，如圖6.4.11(a)所示。由圖可以看出，IUp?=UyD21。

檢波后電壓u。1

與u。大小相等，但方向相反，因而輸出電壓u?=U

。1-u?2=0。(2)當(dāng)f>f.時(shí)，即輸入信號(hào)的瞬時(shí)頻率大于調(diào)頻波中心頻率時(shí)，U?

、E

、i?

的相位情況與ff.

時(shí)一樣。但由于f>fc,此時(shí)次級(jí)回路失諧呈感性，I?落后于E,且U?

始終要落后于

i?

的相位90°,此時(shí)U?

和U?1

的相差大于90°,由此可畫出UyD1和UD2

的矢量圖如圖6.4.11(b)所示，顯然有|UVD1

I<|UyD?l,u?=U?1-Uo?<0,輸出為負(fù)值。(3)當(dāng)f<f.時(shí)，U?、E、i

?

之間的相位關(guān)系不變。由于f<f,次級(jí)回路失諧呈容性，

I?超前于E,

且U·2

始終要落后

于I?

的相位90°,此時(shí)U?

和U?的相差小于90°,由此可畫

出UyD1和UD2

的矢量圖如圖6.4.11(c)

所示，顯然有IUyp?I>UyD2l,輸

出電

壓u?=u?1-u??>0。圖6.4.11疊加型相位鑒頻器矢量圖Uyp

(c)ff.UypI(a)ff.(b)f>f。綜合以上三種情況，可以定性地畫出如圖6.4.12所示的鑒頻特性曲線。即ff時(shí)

，u?=U。1-U?2=0;隨著失諧的逐漸增

大，UD?與UyD2

的幅度差也逐漸增大，

u。的絕對(duì)值跟著增

大；且f>f.時(shí)u。為負(fù)值，f<f.時(shí)

，u。為正值。當(dāng)失諧太嚴(yán)

重時(shí)，UyD?與UyD2

的幅度急劇下降，

u。不再增長(zhǎng)，反而減

小了

。圖6.4.12疊加型相位鑒頻器的鑒頻特性曲線調(diào)整互感耦合回路的耦合系數(shù)和回路的有載品質(zhì)因數(shù)，可以改變鑒頻特性曲線的形狀，獲得較寬的線性范圍和較高

的靈敏度，以滿足調(diào)頻波的2△fm頻偏范圍的要求。另外，上述分析是假定初級(jí)回路準(zhǔn)確調(diào)諧在中心頻率f.上的。若初級(jí)回路失諧，則鑒頻特性的線性范圍將會(huì)變窄，易產(chǎn)生失真。疊加型相位鑒頻器與斜率鑒頻器比較，它的優(yōu)點(diǎn)是線

性較好、靈敏度較高、調(diào)整方便，缺點(diǎn)是工作頻帶較窄。2.

比例鑒頻器1)比例鑒頻器的基本電路如圖6.4.13所示是比例鑒頻器的基本電路。從圖中可以看出，比例鑒頻器也是由兩部分組成的。

一部分為頻—相

變換網(wǎng)絡(luò)，它與耦合回路相位鑒頻器相同。另一部分為相

位檢波器，它與耦合回路相位鑒頻器的相位檢波部分不同，

其主要差別如下：(1)將電容C?

和C?

串聯(lián)的中點(diǎn)D

與電阻R?和R?串聯(lián)的中點(diǎn)0分開，鑒頻器輸出電壓u。是從這兩個(gè)中點(diǎn)之間取出的。(2)在A

、B兩端增接了一個(gè)大電容量的電容C5,

其容量

約為10μF,它和電阻R?+R?構(gòu)成的放電時(shí)間常數(shù)很大，約為0.1~0.2s,這樣在檢波過程中，該并聯(lián)電路對(duì)15Hz以上變

化的寄生調(diào)幅呈惰性，使其兩端電壓來不及跟著寄生調(diào)幅的

幅度變化，而保持在某一恒定不變的數(shù)據(jù)值E?

上。(3)為了能構(gòu)成檢波器的直流通路，其中一個(gè)二極管必

須反接，因而在電容C?和C?上產(chǎn)生的檢波電壓u?

和u?

的極

性相同。這樣，A、B

兩端就不像耦合回路相位鑒頻器那樣

屬于差動(dòng)輸出，而是這兩個(gè)電壓之和，即UAB=U?+u?=E?,且數(shù)值基本上保持不變。圖6.4.13比例鑒頻器電路2)比例鑒頻器的工作原理盡管此電路與相位鑒頻器有以上三點(diǎn)不同，但加在每個(gè)檢波二極管上的電壓并沒有區(qū)別，仍然是(6.4.10)所以耦合回路將調(diào)頻波的變換過程也是調(diào)頻—調(diào)相—調(diào)幅，其原理與相位鑒頻器是一樣的。下面討論比例鑒頻器的輸時(shí)有(6.4.11)(6.4.12)(6.4.13)或?qū)⑸鲜鰞墒较嗉?，就可得到：出電壓u。。

由圖6.4.13可以看出，當(dāng)R?=R?把上式與相位鑒頻器的輸出電壓公式(6.4.5)進(jìn)行比較：u

。=uo-uo=ka(IUvp

I-IUvp?1)=—ka(IUvp?I-IUvn1)(6.4.14)比較結(jié)果表明，比例鑒頻器與相位鑒頻器的鑒頻特性曲線形式一樣，但是在電路參數(shù)相同的情況下，比例鑒頻器的

靈敏度較低，只有耦合回路相位鑒頻器的一半，鑒頻靈敏度sa的符號(hào)正負(fù)相反。3)比例鑒頻器抑制寄生調(diào)幅原理(自限幅原理)由式(6.4.14)有(6.4.15)(6.4.16)把分子分母同時(shí)乘以u(píng)AB=u?+u?=E?,

可得從上述分析可知，比例鑒頻器的自限幅作用實(shí)際上是利用了輸入電路的可變衰減的結(jié)果。二極管檢波器構(gòu)成了一

個(gè)自動(dòng)控制衰減的系統(tǒng)，它總是力圖維持輸入信號(hào)的振幅穩(wěn)

定。6.4.4脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的基本原理是將調(diào)頻波變換為重復(fù)頻

率等于調(diào)頻波頻率的等幅等寬脈沖序列，再經(jīng)低通濾波器取

出直流平均分量。其原理方框圖和波形圖分別如圖6.4.14和

圖6

.4

.

15所示。u1

限幅

形成

u?

單穩(wěn)

u?

低通

u?圖6.4.14脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器原理方框圖圖6.4.15脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器波形圖6.5調(diào)制方式的比較1.抗干擾能力通信的距離和可靠性，在相當(dāng)大的程度上取決于抗干擾

性能的好壞。如果無干擾或干擾對(duì)信號(hào)完全無影響，那么

即使發(fā)射機(jī)功率很小通信距離也很遠(yuǎn)。事實(shí)上，干擾總是

存在的，所以抗干擾性能的好壞是一個(gè)很重要的質(zhì)量指標(biāo)。

一般來說，調(diào)頻系統(tǒng)的抗干擾能力比調(diào)幅系統(tǒng)強(qiáng)。但這是

有條件的，當(dāng)收到的信號(hào)干擾強(qiáng)度比小于某一臨界值時(shí)，調(diào)

頻甚至比調(diào)幅系統(tǒng)還要差。圖6.5.1表示在不同的輸入信號(hào)干擾強(qiáng)度比的情況下調(diào)頻接收機(jī)輸出信號(hào)干擾強(qiáng)度比的變化情況。從圖中可以看出，當(dāng)△w/Ωmax=1

時(shí)(Qmax

是最高調(diào)制角頻率),輸入信號(hào)干擾強(qiáng)度比的臨界值約為4dB,在此臨界值以上調(diào)頻優(yōu)于調(diào)幅，而在此值以下則相反。當(dāng)頻移增到△w/2max=4時(shí)，則臨界值提高到16dB左右，在此以上調(diào)頻比調(diào)幅有更大的改善，而

在此以下則相反?？梢?，調(diào)頻的抗干擾能力必須在所收到

的信號(hào)比干擾強(qiáng)一定倍數(shù)的情況下才表現(xiàn)出來。而且頻移△w

越大，則所需的臨界輸入信號(hào)干擾強(qiáng)度比值越大。所以，大頻移的調(diào)頻(即寬帶調(diào)頻)只適合于弱干擾的情況，小頻移

的調(diào)頻則比較適合中等強(qiáng)度干擾的情況。圖6.5.1調(diào)頻接收機(jī)輸出信號(hào)干擾強(qiáng)度對(duì)比圖2.占用頻帶的寬帶調(diào)頻信號(hào)所占據(jù)的頻帶寬帶大于調(diào)幅信號(hào)，也即調(diào)幅制

比較經(jīng)濟(jì)。但發(fā)射機(jī)所能傳送的音頻頻帶越寬，聲音越逼

真，即音質(zhì)越好，所以從這個(gè)角度看，調(diào)頻信號(hào)比調(diào)幅信號(hào)

好。3.發(fā)射機(jī)所需的功率和耗電量由于調(diào)頻發(fā)射機(jī)發(fā)射的是等幅波，所以調(diào)頻波的功率不

因調(diào)制而增大，而調(diào)幅波的功率隨著調(diào)制的深度而加大。當(dāng)m=1時(shí)，調(diào)幅波的平均功率可達(dá)到載波功率的1.5倍，最

大工作點(diǎn)的峰值功率則達(dá)載波功率的4倍。因此，調(diào)頻發(fā)射

機(jī)的功率和耗電量要比相同載波功率的調(diào)幅發(fā)射機(jī)小。4.強(qiáng)信號(hào)堵塞現(xiàn)象在移動(dòng)通信中，由于傳輸距離差別懸殊，接收到的信號(hào)

強(qiáng)度也差別很大。在強(qiáng)信號(hào)情況下，接收機(jī)的載頻放大級(jí)

常工作于限幅狀態(tài)，使調(diào)幅波嚴(yán)重失真，甚至失去調(diào)幅的特

點(diǎn)，造成接收機(jī)在強(qiáng)信號(hào)情況下反而接收不好甚至完全不能

接收的情況，這種情況稱為強(qiáng)信號(hào)堵塞現(xiàn)象。假如采用調(diào)

頻系統(tǒng)，則由于調(diào)頻接收不受限幅的影響，這種情況可以在

一定程度上得到改善。6.6集成調(diào)頻、解調(diào)電路介紹6.6.1

MC2833調(diào)頻電路圖6.6.1是MC2833

內(nèi)部結(jié)構(gòu)，它包括一個(gè)話筒放大器、

射頻電壓控制振蕩器、緩沖器和兩個(gè)輔助的晶體管放大器等

幾個(gè)主要部分，使用時(shí)需要外接晶體、LC選頻網(wǎng)絡(luò)以及少

量電阻、電容和電感。話筒放大器輸人○-

56地

e極2b極2

8可變電抗器輸出濾波

23調(diào)制信號(hào)輸入○一話筒放大器輸出○-話筒放大器工V?射頻振蕩

射頻振蕩RF輸出b極1圖6.6.1

MC2833內(nèi)部結(jié)構(gòu)e極1c

極1正電源c極2參考電壓MC2833