1、者：Robert Kollman德州儀器 (TI) 歡迎來到電源設(shè)計(jì)小貼士！隨著現(xiàn)在對更高效、更低成本電源解決方案需求的強(qiáng)調(diào)，我們創(chuàng)建了該專欄，就各種電源管理課題提出一些對您有幫助的小技巧。該專欄面向各級設(shè)計(jì)工程師。無論您是從事電源業(yè)務(wù)多年還是剛剛步入電源領(lǐng)域，您都可以在這里找到一些極其有用的信息，以幫助您迎接下一個(gè)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。為您的電源選擇最佳的工作頻率是一個(gè)復(fù)雜的權(quán)衡過程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常來說，低頻率設(shè)計(jì)往往是最為高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。雖然調(diào)高頻率可以縮小尺寸并降低成本，但會增加電路損耗。接下來，我們使用一款簡單的降壓電源來描述這些權(quán)衡過程。我 們以濾波器組件作

2、為開始。這些組件占據(jù)了電源體積的大部分，同時(shí)濾波器的尺寸同工作頻率成反比關(guān)系。另一方面，每一次開關(guān)轉(zhuǎn)換都會伴有能量損耗；工作頻率 越高，開關(guān)損耗就越高，同時(shí)效率也就越低。其次，較高的頻率運(yùn)行通常意味著可以使用較小的組件值。因此，更高頻率運(yùn)行能夠帶來極大的成本節(jié)約。圖 1 顯示的是降壓電源頻率與體積的關(guān)系。頻率為 100 kHz 時(shí)，電感占據(jù)了電源體積的大部分（深藍(lán)色區(qū)域）。如果我們假設(shè)電感體積與其能量相關(guān)，那么其體積縮小將與頻率成正比例關(guān)系。由于某種頻率下電感的磁芯損耗 會極大增高并限制尺寸的進(jìn)一步縮小，因此在此情況下上述假設(shè)就不容樂觀了。如果該設(shè)計(jì)使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區(qū)域）便

3、會隨頻率縮小，即所需 電容降低。另一方面，之所以通常會選用輸入電容，是因?yàn)槠渚哂屑y波電流額定值。該額定值不會隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區(qū)域）往往可以保持恒定。 另外，電源的半導(dǎo)體部分不會隨頻率而變化。這樣，由于低頻開關(guān)，無源器件會占據(jù)電源體積的大部分。當(dāng)我們轉(zhuǎn)到高工作頻率時(shí)，半導(dǎo)體（即半導(dǎo)體體積，淡藍(lán)色 區(qū)域）開始占據(jù)較大的空間比例。圖1 ：電源組件體積主要由半導(dǎo)體占據(jù)。該曲線圖顯示半導(dǎo)體體積本質(zhì)上并未隨頻率而變化，而這一關(guān)系可能過于簡單化。與半導(dǎo)體相關(guān)的損耗主要有兩類：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的傳導(dǎo)損耗與 MOSFET 的裸片面積成反比關(guān)系。MOSFET 面積越大，其電阻

4、和傳導(dǎo)損耗就越低。開 關(guān)損耗與 MOSFET 開關(guān)的速度以及 MOSFET 具有多少輸入和輸出電容有關(guān)。這些都與器件尺寸的大小相關(guān)。大體積器件具有較慢的開關(guān)速度以及更多的電容。圖 2 顯示了兩種不同工作頻率 (F) 的關(guān)系。傳導(dǎo)損耗 (Pcon)與工作頻率無關(guān)，而開關(guān)損耗 (Psw F1 和 Psw F2) 與工作頻率成正比例關(guān)系。因此更高的工作頻率 (Psw F2) 會產(chǎn)生更高的開關(guān)損耗。當(dāng)開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗相等時(shí)，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著工作頻率提高，總損耗將更高。無噪聲電源并非是偶然設(shè)計(jì)出來的。一種好的電源布局是在設(shè)計(jì)時(shí)最大程度的縮短實(shí)驗(yàn)時(shí)間?；ㄙM(fèi)數(shù)分鐘甚至是數(shù)小時(shí)的時(shí)間來仔

5、細(xì)查看電源布局，便可以省去數(shù)天的故障排查時(shí)間。圖 1 顯示的是電源內(nèi)部一些主要噪聲敏感型電路的結(jié)構(gòu)圖。將輸出電壓與一個(gè)參考電壓進(jìn)行比較以生成一個(gè)誤差信號，然后再將該信號與一個(gè)斜坡相比較，以生成一個(gè)用于驅(qū)動功率級的 PWM（脈寬調(diào)制）信號。電源噪聲主要來自三個(gè)地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對這些節(jié)點(diǎn)進(jìn)行精心的電氣設(shè)計(jì)和物理設(shè)計(jì)有助于最大程度地縮短故障診斷時(shí)間。一般而言，噪聲會與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設(shè)計(jì)可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠(yuǎn)離所有開關(guān)波形。接地層也具有屏蔽作用。圖1 ：低電平控制電路的諸多噪聲形成機(jī)會。誤 差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節(jié)點(diǎn)，因?yàn)?/p>

6、其通常具有最多的連接組件。如果將其與該級的極高增益和高阻抗相結(jié)合，后患無窮。在布局過程中，您必須最 小化節(jié)點(diǎn)長度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網(wǎng)絡(luò)中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其 后。并且，串聯(lián)電阻-電容也可能形成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。最理想的結(jié)果是，將電阻靠近誤差放大器輸入端放置，這樣，如果高頻信號注入該電阻-電容節(jié)點(diǎn)時(shí)，那么該高頻 信號就不得不承受較高的電阻阻抗而電容對高頻信號的阻抗則很小。斜坡是另一個(gè)潛在的會帶來噪聲問題的地方。斜坡通常由電容 器充電（電壓模式）生成，或由來自于電源開關(guān)電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是

7、一個(gè)問題，因?yàn)殡娙輰Ω哳l注入信號的阻抗很小。而電流 斜坡卻較為棘手，因?yàn)榇嬖诹松仙呇胤逯?、相對較小的斜坡振幅以及功率級寄生效應(yīng)。圖 2 顯示了電流斜坡存在的一些問題。第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產(chǎn)生的電流斜坡。比較器（根據(jù)其不同速度）具有兩個(gè)電壓結(jié)點(diǎn) (potential trip points)，結(jié)果是無序控制運(yùn)行，聽起來更像是煎熏肉的聲音。利 用控制 IC 中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控制 IC 放置。正如這兩種波形表現(xiàn)出來的那樣，另一種常見的問題是次諧波振蕩。這種寬窄驅(qū)動波形表現(xiàn)

8、為非充分斜率補(bǔ)償。向當(dāng)前斜坡增加更多的電壓斜坡便可以解決 該問題。電源管理開關(guān)調(diào)節(jié)器通常優(yōu)于線性調(diào)節(jié)器，因?yàn)樗鼈兏咝?，而開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)則十分依賴輸入濾波器。這種電路元件與電源的典型負(fù)動態(tài)阻抗相結(jié)合，可以誘發(fā)振蕩問題。本文將闡述如何避免此類問題的出現(xiàn)。一般而言，所有的電源都在一個(gè)給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。圖 1 顯示的是一個(gè)開關(guān)電源的特征。隨著電壓的下降，電流不斷上升。圖1：開關(guān)電源表現(xiàn)出的負(fù)阻抗。負(fù)輸入阻抗電壓-電流線呈現(xiàn)出一定的斜率，其從本質(zhì)上定義了電源的動態(tài)阻抗。這根線的斜率等于負(fù)輸入電壓除以輸入電流。也就是說，由 Pin = V ? I，可以

9、得出 V = Pin/I；并由此可得 dV/dI = Pin/I2 或 dV/dI V/I。該近似值有些過于簡單，因?yàn)榭刂骗h(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應(yīng)。但是很多時(shí)候，當(dāng)涉及電流模式控制時(shí)這種簡單近似值就已足夠了。為什么需要輸入濾波器開 關(guān)調(diào)節(jié)器輸入電流為非連續(xù)電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會中斷系統(tǒng)的運(yùn)行。大多數(shù)電源系統(tǒng)都集成了一個(gè)如圖 2 所示類型的濾波器。電容為功率級的開關(guān)電流提供了一個(gè)低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個(gè)高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關(guān)電流最小 化。在低頻率時(shí)，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時(shí)，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時(shí)，

10、輸出電容分流阻抗。在中間頻率時(shí)，電感和電容 實(shí)質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現(xiàn)出較高的電阻。大多數(shù)情況下，峰值電源阻抗可以通過首先確定濾波 器 (Zo) 的特性阻抗來估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。接下來，對電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 和電感的電阻求和。這樣便得到電路的 Q 值。峰值電源阻抗大約等于 Zo 乘以電路的 Q 值。圖2：諧振時(shí)濾波器的高阻抗和高阻性。振蕩但 是，開關(guān)的諧振濾波器與電源負(fù)阻抗耦合后會出現(xiàn)問題。圖 3 顯示的是在一個(gè)電壓驅(qū)動串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個(gè)電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于

11、無窮大。當(dāng)您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負(fù)電阻 時(shí)，您也就會面臨一個(gè)類似的電源系統(tǒng)情況；這時(shí)，電路往往就會出現(xiàn)振蕩。圖3：與其負(fù)阻抗耦合的開關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩。設(shè)計(jì)穩(wěn)定電源系統(tǒng)的秘訣是保證系統(tǒng)電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負(fù)載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達(dá)到這一目標(biāo)。在“電源設(shè)計(jì)小貼士 3”中，我們討論了輸入濾波器的源極阻抗如何變得具有電阻性，以及其如何同開關(guān)調(diào)節(jié)器的負(fù)輸入阻抗相互作用。在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號相反從而構(gòu)成了一個(gè)振蕩器。業(yè)界通用的標(biāo)準(zhǔn)是輸入濾波器的源極阻抗應(yīng)至少比開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸入阻抗低 6dB，作為最小

12、化振蕩概率的安全裕度。輸 入濾波器設(shè)計(jì)通常以根據(jù)紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（圖 1 所示 CO）開始的。第二步通常包括根據(jù)系統(tǒng)的 EMI 要求選擇電感 (LO)。正如我們上個(gè)月討論的那樣，在諧振附近，這兩個(gè)組件的源極阻抗會非常高，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。圖 1 描述了一種控制這種阻抗的方法，其將串聯(lián)電阻 (RD) 和電容 (CD) 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個(gè)跨接 CO 的電阻，可以阻尼濾波器。但是，在大多數(shù)情況下，這樣做會導(dǎo)致功率損耗過高。另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個(gè)串聯(lián)連接的電感和電阻。圖1：CD 和 RD 阻尼輸出濾波器源極阻抗。選擇阻尼電阻有 趣的是，一旦選擇了四個(gè)其

13、他電路組件，那么就會有一個(gè)阻尼電阻的最佳選擇。圖 2 顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波 器的輸出阻抗。紅色曲線表示過大的阻尼電阻。請思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會非常的高，且僅由 CO 和 LO 來設(shè)定。藍(lán)色曲線表示阻尼電阻過低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個(gè)電容和電感的并聯(lián)組合共同設(shè)置。綠色曲線代表 最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計(jì)算方法（見參考文獻(xiàn) 1）就可以很輕松地得到該值。圖2：在給定 CD-CO 比的情況下，有一個(gè)最佳阻尼電阻。選擇組件在 選擇阻尼組件時(shí)，圖 3 非常有用。該圖是通過使用 RD Middlebrook 建立的閉型解得到的。橫坐標(biāo)為阻尼濾波器

14、輸出阻抗與未阻 尼濾波器典型阻抗 (ZO = (LO/CO)1/2) 的比?？v坐標(biāo)值有兩個(gè)：阻尼電容與濾波器電容 (N) 的比；以及阻尼電阻同該典型阻抗的比。利 用該圖，首先根據(jù)電路要求來選擇 LO 和 CO，從而得到 ZO。隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 (6dB)。最小電源輸入阻抗等于 Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比, 您便可以計(jì)算得到 一個(gè)橫坐標(biāo)值。例如，一個(gè)具有 10?H 電感和 10?H 電容的濾波器具有 Zo = (10?H/10 ?F)1/2 = 1 Ohm 的典型阻抗。如果它正對一個(gè) 12V

15、最小輸入的 12W 電源進(jìn)行濾波，那么該電源輸入阻抗將為 Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohms。這樣，最大源極阻抗應(yīng)等于該值的二分之一 ，也即 6 Ohms?，F(xiàn)在，在 6/1 = 6 的 X 軸上輸入該圖，那么，CD/CO = 0.1，即 1F，同時(shí) RD/ZO = 3，也即 3 Ohms。圖3：選取 LO 和 CO 后，便可從最大允許源極阻抗范圍內(nèi)選擇 CD 和 RD。電子電路通常都工作在正穩(wěn)壓輸出電壓下，而這些電壓一般都是由降壓穩(wěn)壓器來提供的。如果同時(shí)還需要負(fù)輸出電壓，那么在降壓升壓拓?fù)渲芯涂梢耘渲孟嗤慕祲嚎刂破鳌Ｘ?fù)輸出電壓降壓升壓有時(shí)稱之為負(fù)反向，其工作占空比為 50

16、%，可提供相當(dāng)于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動調(diào)節(jié)占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來維持穩(wěn)壓。圖 1 顯示了一款精簡型降壓升壓電路，以及電感上出現(xiàn)的開關(guān)電壓。這樣一來該電路與標(biāo)準(zhǔn)降壓轉(zhuǎn)換器的相似性就會頓時(shí)明朗起來。實(shí)際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉(zhuǎn)換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器。這就是與降壓或同步降壓轉(zhuǎn)換器端相類似的地方，因?yàn)樵撾娐返倪\(yùn)行與降壓轉(zhuǎn)換器不同。FET 開關(guān)時(shí)出現(xiàn)在電感上的電壓不同于降壓轉(zhuǎn)換器的電壓。正如在降壓轉(zhuǎn)換器中一樣，平衡伏特-微秒 (V-s) 乘積以防止電感飽和是非常必要的。當(dāng) FET 為開啟時(shí)（如圖 1 所示的 ton

17、間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點(diǎn)”側(cè)上的正電壓會引起電流斜坡上升，這就帶來電感的開啟時(shí)間 V-s 乘積。FET 關(guān)閉 (toff) 期間，電感的電壓極性必須倒轉(zhuǎn)以維持電流，從而拉動點(diǎn)側(cè)為負(fù)極。電感電流斜坡下降，并流經(jīng)負(fù)載和輸出電容，再經(jīng)二極管返回。電感關(guān)閉時(shí)V-s 乘積必須等于開啟時(shí) V-s 乘積。由于 Vin 和 Vout 不變，因此很容易便可得出占空比 (D) 的表達(dá)式：D=Vout/(Vout Vin)。這種控制電路通過計(jì)算出正確的占空比來維持輸出電壓穩(wěn)壓。上述表達(dá)式和圖 1 所示波形均假設(shè)運(yùn)行在連續(xù)導(dǎo)電模式下。圖1：降壓升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積。降壓升壓電感必須工

18、作在比輸出負(fù)載電流更高的電流下。其被定義為 IL = I/(1-D)，或只是輸入電流與輸出電流相加。對于和輸入電壓大小相等的負(fù)輸出電壓（D = 0.5）而言，平均電感電流為輸出的 2 倍。精確地測量電源紋波本身就是一門藝術(shù)。在圖 1 所示的示例中，一名初級工程師完全錯(cuò)誤地使用了一臺示波器。他的第一個(gè)錯(cuò)誤是使用了一支帶長接地引線的示波器探針；他的第二個(gè)錯(cuò)誤是將探針形成的環(huán)路和接地引線均置于電源變壓器和 開關(guān)元件附近；他的最后一個(gè)錯(cuò)誤是允許示波器探針和輸出電容之間存在多余電感。該問題在紋波波形中表現(xiàn)為高頻拾取。在電源中，存在大量可以很輕松地與探針 耦合的高速、大信號電壓和電流波形，其中包括耦合自電

19、源變壓器的磁場，耦合自開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電場，以及由變壓器互繞電容產(chǎn)生的共模電流。圖1：錯(cuò)誤的紋波測量得到的較差的測量結(jié)果。利 用正確的測量方法可以大大地改善測得紋波結(jié)果。首先，通常使用帶寬限制來規(guī)定紋波，以防止拾取并非真正存在的高頻噪聲。我們應(yīng)該為用于測量的示波器設(shè)定正 確的帶寬限制。其次，通過取掉探針“帽”，并構(gòu)成一個(gè)拾波器（如圖 2 所示），我們可以消除由長接地引線形成的天線。將一小段線纏繞在探針接地連接點(diǎn)周圍，并將該接地連接至電源。這樣做可以縮短暴露于電源附近高電磁輻射的端 頭長度，從而進(jìn)一步減少拾波。最后，在隔離電源中，會產(chǎn)生大量流經(jīng)探針接地連接點(diǎn)的共模電流。這就在電源接地連接點(diǎn)和示波器 接

20、地連接點(diǎn)之間形成了壓降，從而表現(xiàn)為紋波。要防止這一問題的出現(xiàn)，我們就需要特別注意電源設(shè)計(jì)的共模濾波。另外，將示波器引線纏繞在鐵氧體磁心周圍也有 助于最小化這種電流。這樣就形成了一個(gè)共模電感器，其在不影響差分電壓測量的同時(shí)，還減少了共模電流引起的測量誤差。圖 2 顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進(jìn)的測量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。圖2：四個(gè)輕微的改動便極大地改善了測量結(jié)果。實(shí)際上，集成到系統(tǒng)中以后，電源紋波性能甚至?xí)谩Ｔ陔娫春拖到y(tǒng)其他組件之間幾乎總是會存在一些電感。這種電感可能存在于布線中，抑或只有蝕刻存在于 PWB 上。另外，在芯片周圍總是會存在額外的旁路電容，它們就是

21、電源的負(fù)載。這二者共同構(gòu)成一個(gè)低通濾波器， 進(jìn)一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。在極端情況下，電流短時(shí)流經(jīng) 15 nH 電感和 10 F 旁路電容的一英寸導(dǎo)體時(shí)，該濾波器的截止頻率為 400 kHz。這種情況下，就意味著高頻噪聲將會得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗(yàn)豐富的工程 師應(yīng)該能夠找到在其測試過程中如何運(yùn)用這種方法的途徑。用切實(shí)可行的螺紋旋入式 LED 來替代白熾燈泡可能還需要數(shù)年的時(shí)間，而在建筑照明中 LED 的使用正在不斷增長，其具有更高的可靠性和節(jié)能潛力。同大多數(shù)電子產(chǎn)品一樣，其需要一款電源來將輸入功率轉(zhuǎn)換為 LED 可用

22、的形式。在路燈應(yīng) 用中，一種可行的配置是創(chuàng)建 300V/0.35 安培負(fù)載的 80 個(gè)串聯(lián)的 LED。在選擇電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)，需要制定隔離和功率因數(shù)校正 (PFC) 相關(guān)要求。隔離需要大量的安全權(quán)衡研究，其中包括提供電擊保護(hù)需求和復(fù)雜化電源設(shè)計(jì)之間的對比權(quán)衡。在這種應(yīng)用中，LED 上存在高壓，一般認(rèn)為隔離是非必需的，而 PFC 才是必需的，因?yàn)樵跉W洲 25 瓦以上的照明均要求具有 PFC 功能，而這款產(chǎn)品正是針對歐洲市場推出的。就這種應(yīng)用而言，有三種可選電源拓?fù)洌航祲和負(fù)?、轉(zhuǎn)移模式反向拓?fù)浜娃D(zhuǎn)移模式 (TM) 單端初級電感轉(zhuǎn)換器 (SEPIC) 拓?fù)?。?dāng) LED 電壓大約為80 伏特時(shí)，降壓拓?fù)?/p>

23、可以非常有效地被用于滿足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負(fù)載電壓將無法再繼續(xù)使用降壓拓?fù)?。那么，此時(shí)較為折中的方法就是使用反向 拓?fù)浜?SEPIC 拓?fù)?。SEPIC 具有的優(yōu)點(diǎn)是，其可鉗制功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應(yīng)用中，可以獲得大約 2% 的效率提高。另外，SEPIC 中的振鈴更少，從而使 EMI 濾波更容易。圖 1 顯示了這種電源的原理圖。圖1：轉(zhuǎn)移模式 SEPIC 發(fā)揮了簡單 LED 驅(qū)動器的作用。該 電路使用了一個(gè)升壓 TM PFC 控制器來控制輸入電流波形。該電路以離線為 C6 充電作為開始。一旦開始工作，控制器的電源就由一個(gè) SEPIC

24、 電感上的輔助繞組來提供。一個(gè)相對較大的輸出電容將 LED 紋波電流限定在 DC 電流的20%。補(bǔ)充說明一下，TM SEPIC中的 AC 電通量和電流非常高，需要漆包絞線和低損耗內(nèi)層芯板來降低電感損耗。圖 2 和圖 3 顯示了與圖 1 中原理圖相匹配的原型電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。與歐洲線路范圍相比，其效率非常之高，最高可達(dá) 92%。這一高效率是通過限制功率器件上的振鈴實(shí)現(xiàn)的。另外，正如我們從電流波形中看到的一樣，在 96% 效率以上時(shí)功率因數(shù)非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線，而是在上升沿和下降沿呈現(xiàn)出一些斜度，這是電路沒有測量輸入電流而只對開關(guān)電流進(jìn)行測量 的緣故。但是，該波形還是足以通過歐

25、洲諧波電流要求的。圖2：TM SEPIC 具有良好的效率和高 PFC 效率。圖2：線路電流輕松地通過 EN61000-3-2 Class C 標(biāo)準(zhǔn)。在測定 EMI 性能時(shí)，您是否發(fā)現(xiàn)無論您采用何種方法濾波都依然會出現(xiàn)超出規(guī)范幾 dB 的問題呢？有一種方法或許可以幫助您達(dá)到 EMI 性能要求，或簡化您的濾波器設(shè)計(jì)。這種方法涉及了對電源開關(guān)頻率的調(diào)制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到寬帶的發(fā)射特征，從而有效地衰減諧波峰值。需要注意的是，總體 EMI 性能并沒有降低，只是被重新分布了。利用正弦調(diào)制，可控變量的兩個(gè)變量為調(diào)制頻率 (fm) 以及您改變電源開關(guān)頻率 (f) 的幅度。調(diào)制指數(shù) () 為這兩

26、個(gè)變量的比：=f/ fm圖 1 顯示了通過正弦波改變調(diào)制指數(shù)產(chǎn)生的影響。當(dāng) =0 時(shí)，沒有出現(xiàn)頻移，只有一條譜線。當(dāng) =1 時(shí)，頻率特征開始延伸，且中心頻率分量下降了 20%。當(dāng) =2 時(shí)，該特征將進(jìn)一步延伸，且最大頻率分量為初始狀態(tài)的 60%。頻率調(diào)制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。Carson 法則表明大部分能量都將被包含在 2 * (f + fm) 帶寬中。圖1：調(diào)制電源開關(guān)頻率延伸了 EMI 特征。圖 2 顯示了更大的調(diào)制指數(shù)，并表明降低 12dB 以上的峰值 EMI 性能是有可能的。圖2：更大的調(diào)制指數(shù)可以進(jìn)一步降低峰值 EMI 性能。選 取調(diào)制頻率和頻移是兩個(gè)很重要的方面。首先

27、，調(diào)制頻率應(yīng)該高于 EMI 接收機(jī)帶寬，這樣接收機(jī)才不會同時(shí)對兩個(gè)邊帶進(jìn)行測量。但是，如果您選取的頻率太高，那么電源控制環(huán)路可能無法完全控制這種變化，從而帶來相同速率下的輸 出電壓變化。另外，這種調(diào)制還會引起電源中出現(xiàn)可聞噪聲。因此，我們選取的調(diào)制頻率一般不能高出接收機(jī)帶寬太多，但要大于可聞噪聲范圍。很顯然，從圖 2 我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會影響到電源設(shè)計(jì)，意識到這一點(diǎn)非常重要。也就是說，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容 還需要處理更低頻率運(yùn)行帶來的更大的紋波電流。圖 3 對有頻率調(diào)制和無頻率調(diào)制的 EMI 性能測量值進(jìn)行了對比。此時(shí)的調(diào)制指數(shù)為 4，正

28、如我們預(yù)料的那樣，基頻下 EMI 性能大約降低了 8dB。其他方面也很重要。諧波被抹入 (smear into) 同其編號相對應(yīng)的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。這種情況會在一些較高頻率下重復(fù)，從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此，這種方法可能并不 適用于低噪聲系統(tǒng)。但是，通過增加設(shè)計(jì)裕度和最小化 EMI 濾波器成本，許多系統(tǒng)都已受益于這種方法。圖3：改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限。過去估算半導(dǎo)體溫升十分簡單。您只需計(jì)算出組件的功耗，然后采用冷卻電路電模擬即可確定所需散熱片 的類型?，F(xiàn)在出于對尺寸和成本因素的考慮，人們渴望能夠去除散熱片，這就使得這一問題復(fù)雜化了。貼裝在散熱增

29、強(qiáng)型封裝中的半導(dǎo)體要求電路板能夠起到散熱片 的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖 1 所示，熱量經(jīng)過一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線路板 (PWB)。然后，熱量由側(cè)面流經(jīng) PWB 線跡，并通過自然對流經(jīng)電路板表面擴(kuò)散到周圍的環(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是 PWB 中的銅含量以及用于對流導(dǎo)熱的表面面積。圖1：熱量由側(cè)面流經(jīng) PWB 線跡，然后從 PWB 表面擴(kuò)散至周圍環(huán)境。半導(dǎo)體產(chǎn)品說明書通常會列出某種 PWB 結(jié)構(gòu)下結(jié)點(diǎn)至周圍環(huán)境的熱阻。這就是說，設(shè)計(jì)人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計(jì)算出溫升情況。但是，如果設(shè)計(jì)并沒有具體的結(jié)構(gòu)，或者如果需要進(jìn)一步降低熱阻，那么就會出現(xiàn)許多問題。圖 2 所示

30、為熱流問題的簡化電模擬，我們可據(jù)此深入分析。IC 電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對該電路求解，其提供了對溫度的模擬。從結(jié)點(diǎn)至貼裝面存在熱阻，同時(shí)遍布于電路板的橫向電阻和電路板表 面至周圍環(huán)境的電阻共同形成一個(gè)梯形網(wǎng)絡(luò)。這種模型假設(shè)1）電路板為垂直安裝，2）無強(qiáng)制對流或輻射制冷，所有熱流均出現(xiàn)在電路板的銅中，3）在電路板兩 側(cè)幾乎沒有溫差。圖2：熱流電氣等效簡化了溫升估算。圖 3 所示為增加 PWB 中的銅含量對提高熱阻的影響。將 1.4 mils 銅（雙面，半盎司）增加到 8.4 mils（4 層，1.5 盎司），就有可能將熱阻提高 3 倍。圖中兩條曲線：一條表示熱流進(jìn)入電路

31、板、直徑為 0.2 英寸的小尺寸封裝；另一條表示熱流進(jìn)入電路板、直徑為 0.4 英寸的大尺寸封裝。這兩條曲線均適用于 9 平方英寸的 PWB。這兩條曲線均同標(biāo)稱數(shù)據(jù)緊密相關(guān)，同時(shí)都有助于估算改變產(chǎn)品說明書電路板結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數(shù)據(jù)時(shí)需要多加謹(jǐn)慎，其假設(shè) 9 平方英寸 PWB 內(nèi)沒有其他功耗，而實(shí)際上并非如此。圖3：熱流電氣等效簡化了溫升估算。本篇電源設(shè)計(jì)小貼士介紹了一種通過了解控制帶寬和輸出濾波器電容特性估算電源瞬態(tài)響應(yīng)的簡單方法。該方法充分利用了這樣一個(gè)事實(shí)，即所有電路的閉環(huán)輸出阻抗均為開環(huán)輸出阻抗除以 1 加環(huán)路增益，或簡單表述為：圖 1 以圖形方式說明了上述關(guān)系，兩種阻抗均

32、以 dB- 或 20*log Z 為單位。在開環(huán)曲線上的低頻率區(qū)域內(nèi)，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當(dāng)輸出電容和電感發(fā)生諧振時(shí)，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等 效串聯(lián)電阻 (ESR) 以及等效串聯(lián)電感 (ESL)。將開環(huán)阻抗除以 1 加環(huán)路增益即可計(jì)算得出閉環(huán)輸出阻抗。由于該 圖形以對數(shù)表示，即簡單的減法，因此在增益較高的低頻率區(qū)域阻抗會大大降低；在增益較少的高頻率區(qū)域閉環(huán)和開環(huán)阻抗基本上是一樣的。在此需要說明如下要 點(diǎn)：1）峰值環(huán)路阻抗出現(xiàn)在電源交叉頻率附近，或出現(xiàn)在環(huán)路增益等于 1（或 0dB）的地方；以及 2）在大部分時(shí)間里，電源控制帶寬都將會高于濾波器諧振，因此峰值

33、閉環(huán)阻抗將取決于交叉頻率時(shí)的輸出電容阻抗。圖1：閉環(huán)輸出阻抗峰值 Zout 出現(xiàn)在控制環(huán)路交叉頻率處一旦知道了峰值輸出阻抗，就可通過負(fù)載變動幅度與峰值閉環(huán)阻抗的乘積來輕松估算瞬態(tài)響應(yīng)。有幾點(diǎn)注意事項(xiàng)需要說明一下，由于低相位裕度會引起峰化，因此實(shí)際的峰值可能會更高些。然而，就快速估計(jì)而言，這種影響可以忽略不計(jì) 1 。第 二個(gè)需要注意的事項(xiàng)與負(fù)載變化幅度上升有關(guān)。如果負(fù)載變化幅度變化緩慢（dI/dt較低），則響應(yīng)取決于與上升時(shí)間有關(guān)的低頻率區(qū)域閉環(huán)輸出阻抗；如果負(fù) 載變化幅度變化極為快速，則輸出阻抗將取決于輸出濾波器 ESL。如果確實(shí)如此，則可能需要更多的高頻旁通。最后，就極高性能的系統(tǒng)而言，電源

34、的功率級可能會限制響應(yīng)時(shí)間，即電感器中的電流可能不能像控制環(huán)路期 望的那樣快速響應(yīng)，這是因?yàn)殡姼泻褪┘拥碾妷簳拗齐娏鬓D(zhuǎn)換速率。下面是一個(gè)如何使用上述關(guān)系的示例。問題是根據(jù) 200kHz 開關(guān)電源 10 amp 變化幅度允許范圍內(nèi)的 50mV 輸出變化挑選一個(gè)輸出電容。所允許的峰值輸出阻抗為：Zout=50 mV / 10 amps 或 5 毫歐。這就是最大允許輸出電容 ESR。接下來就是建立所需的電容。幸運(yùn)的是，ESR 和電容均為正交型，可單獨(dú)處理。一個(gè)高 (Aggressive) 電源控制環(huán)路帶寬可以是開關(guān)頻率的 1/6 或 30 kHz。于是在 30 kHz 時(shí)輸出濾波電容就需要一個(gè)不到

35、 5 毫歐的電抗，或高于 1000uF 的電容。圖 2 顯示了在 5 毫歐 ESR、1000uF 電容以及 30 kHz 電壓模式控制條件時(shí)這一問題的負(fù)載瞬態(tài)仿真。就校驗(yàn)這一方法是否有效的 10amp 負(fù)載變動幅度而言，輸出電壓變化大約為 52mV。圖2：仿真校驗(yàn)估計(jì)負(fù)載瞬態(tài)性能您是否曾詳細(xì)計(jì)算過設(shè)計(jì)中的預(yù)計(jì)組件損耗，結(jié)果卻發(fā)現(xiàn)與實(shí)驗(yàn)室測量結(jié)果有較大出入呢？本電源設(shè)計(jì)小貼士介紹了一種簡便方法，以幫助您消除計(jì)算結(jié)果與實(shí)際測量結(jié)果之間的差異。該方法基于泰勒級數(shù)展開式，其中規(guī)定（在賦予一定自由條件下）任何函數(shù)都可分解成一個(gè)多項(xiàng)式，如下所示：如果意識到電源損耗與輸出電流相 關(guān)（可用輸出電流替換 X），

36、那么系數(shù)項(xiàng)就能很好地與不同來源的電源功率損耗聯(lián)系起來。例如，ao 代表諸如柵極驅(qū)動、偏壓電源和磁芯的固定開銷損耗以及功率晶體管 Coss 充電與放電之類的損耗。這些損耗與輸出電流無關(guān)。第二項(xiàng)相關(guān)聯(lián)的損耗 a1 直接與輸出電流相關(guān)，其典型表現(xiàn)為輸出二極管損耗和開關(guān)損耗。在輸出二極管中，大多數(shù)損耗是由于結(jié)電壓引起的，因此損耗會隨著輸出電流成比例地增加。類似地，開關(guān)損耗可通過輸出電流關(guān)聯(lián)項(xiàng)與某些固定電壓的乘積近似得出。第三項(xiàng)很容易被識別為傳導(dǎo)損耗。其典型表現(xiàn)為 FET 電阻、磁性布線電阻和互聯(lián)電阻中的損耗。高階項(xiàng)可能在計(jì)算非線性損耗（如磁芯損耗）時(shí)有用。只有在考慮前三項(xiàng)情況下才能得出有用結(jié)果。計(jì) 算

37、三項(xiàng)系數(shù)的一種方法是測量三個(gè)工作點(diǎn)的損耗并成矩陣求解結(jié)果。如果損耗測量結(jié)果其中一項(xiàng)是在無負(fù)載的工況下得到（即所有損耗均等于第一項(xiàng)系數(shù) a0），那么就能簡化該解決方法。隨后問題簡化至容易求解的兩個(gè)方程式和兩個(gè)未知數(shù)。一旦計(jì)算出系數(shù)，即可構(gòu)建出類似于圖 1、顯示三種損耗類型的損耗曲線。該曲線在消除測量結(jié)果和計(jì)算結(jié)果之間的偏差時(shí)大有用處，并且有助于確定能夠提高效率的潛在區(qū)域。例如，在滿負(fù)載工況下， 圖 1 中的損耗主要為傳導(dǎo)損耗。為了提高效率，就需要降低 FET 電阻、電感電阻和互聯(lián)電阻。 圖1：功率損耗組件與二次項(xiàng)系數(shù)相匹配實(shí) 際損耗與三項(xiàng)式之間的相關(guān)性非常好。圖 2 對同步降壓穩(wěn)壓器的測量數(shù)據(jù)與曲線擬合數(shù)據(jù)進(jìn)行了對比。我們知道，在基于求解三個(gè)聯(lián)立方程組的曲線上將存在三個(gè)重合點(diǎn)。對于曲線的剩余部分，兩個(gè)曲線之間 的差異小于2%。由于工作模式（如連續(xù)或非連續(xù)）不同、脈沖跳頻或變頻運(yùn)行等原因，其他類型的電源可能很難以如此匹配。這種方法并非絕對可靠，但是有助于 電源設(shè)計(jì)人員理解實(shí)際電