1、第八章 同步掃描電路分析,8.1 同步掃描電路概述 8.2 同步分離與抗干擾電路 8.3 行掃描電路 8.4 場掃描電路 復習思考題,8.1 同步掃描電路概述,同步和掃描系統(tǒng)通常由下列電路構(gòu)成: 同步分離電路、行頻自動控制電路、行振蕩電路、行激勵放大和行輸出電路 場積分電路、場振蕩電路、鋸齒波形成電路、 場激勵放大和場輸出電路。其方框圖如圖8-1所示。,圖 8 - 1 同步掃描系統(tǒng)方框圖,對行、 場掃描電路的主要要求是: (1) 光柵的非線性失真和幾何失真要小。一般行掃描的非線性失真小于12%。 由于人眼對垂直方向失真比較敏感, 場掃描電路的非線性失真要小于8%。光柵的非線性失真主要決定于行、

2、 場掃描的電路設(shè)計。 光柵的幾何失真一般要求小于1.53%, 它主要由偏轉(zhuǎn)線圈的繞制模具和繞制工藝決定。 (2) 行、場掃描電路同步性能要好 同步穩(wěn)定、可靠, 對干擾信號的抑制能力強。場掃描電路和隔行掃描性能好, 不產(chǎn)生并行現(xiàn)象, 清晰度高。行掃描電路的同步引入范圍和保持范圍要適當, 一方面保證溫度變化和電源電壓波動時, 同步良好另一方面又要保證抗干擾能力優(yōu)良, 不產(chǎn)生圖像頂部扭曲。,(3) 振蕩頻率穩(wěn)定, 受環(huán)境溫度、電源電壓變化的影響小。 (4) 電路效率高, 損耗小。行、場掃描電路的效率主要決定于行、場掃描電路的輸出級。 (5) 行、場掃描電流的周期, 正、逆程時間要符合國家現(xiàn)行電視制式

3、標準。,8.2 同步分離與抗干擾電路,8.2.1 幅度分離電路 典型的幅度分離電路如圖8 - 2所示。它是由一只晶體管和電容C、 電阻RB、 RC構(gòu)成。輸入信號是檢波后的視頻全電視信號, 通常峰峰值在2V左右。輸出的信號是復合同步信號, 為簡單起見, 圖中只畫出了行同步脈沖, 在圖8-2的電路中, 它是向下的, 幅度在10V以上。,幅度分離電路的工作原理: 晶體管不加直流偏置, 無信號時它處于截止狀態(tài), RC上無壓降, 輸出端的電平為電源+12V。 當視頻全電視信號到來時, 晶體管的發(fā)射結(jié)與電容C、電阻RB構(gòu)成一個類似檢波的電路, 在信號電壓大于0.65V的同步脈沖時間內(nèi), 發(fā)射結(jié)導通, 電容

4、C被充電, 充電電流i充的路徑如圖8 - 2中所示。 當同步脈沖過去后, 信號電壓低于0.65V, 發(fā)射結(jié)不導通, 電容C上的電荷經(jīng)過RB和信號源(前級)放電, i放的路徑如圖所示。 如果信號波形重復若干個行周期, 這個充電、放電過程穩(wěn)定地平衡下來, 電容C上的電壓等于信號電壓的平均值。,換言之, 電容C把信號電壓的直流分量(平均值)隔斷。 晶體管只在同步脈沖的時間內(nèi)導通, RC上產(chǎn)生電壓降, 輸出電壓就成為圖中所示的負脈沖, 脈沖幅度為電源電壓減去管子飽和壓降, 大于10V。 這樣就完成了把同步脈沖從視頻全電視信號上切割下來的作用。 在圖8 - 2的電路中還具有箝位作用, 它使同步頭的電平始

5、終箝在0.65V上下。 發(fā)射結(jié)起著箝位二極管的作用。 箝位的必要性: 圖像信號的平均值隨圖像內(nèi)容要發(fā)生變化, 當畫面較暗時, 平均電平就向上移動, 趨近黑色電平。 反之, 當畫面出現(xiàn)明亮的場景時, 平均電平就要下移, 趨向白色電平。,此外, 接收信號的強度因地點、 天線方向和周圍建筑物分布情況等因素會有較大變化, 盡管接收機中采用自動增益控制(AGC)電路, 但中放輸出電平也會有百分之幾十以上的變化。 所以檢波后的視頻崐全電視信號其幅度仍有一定的變化, 所以不宜采用一個固定的電平來切割同步頭, 否則, 當信號幅度和平均值發(fā)生變化時, 切下來的同步頭高度就不同, 甚至可能切到圖像信號電平上。于是

6、同步就會不穩(wěn)定, 影響收看效果。,圖8-2電路的特點是, 當輸入信號幅度變化時, 電容上的平均電壓也隨之變化, 維持基極導通電壓在0.65V上下(或者說, 發(fā)射結(jié)的負偏置自動隨信號幅度和平均值的變化而移動)。 晶體管工作于開關(guān)狀態(tài), 在同步脈沖來到時, 瞬時導通, 當同步脈沖過去后, 大部分時間是截止的。 要使輸出同步脈沖波形良好, 就應當用開關(guān)晶體管。并且, 晶體管的飽和壓降要低, 保證10V的輸出幅度。 電容C的值要恰當, 不宜太小, 其充電時間常數(shù)應比場同步脈寬大幾倍, 否則輸出場同步脈沖頂部會跌落。 但C太大, 則不能適應圖像信號內(nèi)容(平均值)的變化, 使得畫面快速切換時同步脈沖丟失(

7、C上充的電壓來不及泄放, 后續(xù)的若干行脈沖不導通)。通常C的值在1F上下。,圖8-2的輸入信號是負極性的, 由于經(jīng)檢波輸出電路的輸出信號大多數(shù)是正極性的, 正極性視頻全電視信號的幅度分離電路如圖8-3中V2, 其工作原理同圖8 - 2。 其中晶體管V2采用PNP型的, 當向下的同步頭來到時它可以導通。 其余時間截止。 輸出電阻接在集電極和地之間, 輸出的脈沖向上。 幅度仍為10V以上。 偏置電阻68 k及510 k, 使V2基極略有一點偏置, 處于剛要導通的狀態(tài), 以提高同步靈敏度。,8.2.2 抗干擾電路 在幅度分離電路之前通常有一級抗干擾電路(在集成電路構(gòu)成的這部分電路中, 有時稱為消噪電

8、路)。 當室內(nèi)照明、 家用電器開關(guān)或室外的工業(yè)、雷電干擾串入電視機電路中, 會造成干擾, 破壞同步 工作。圖8-3, 虛線脈沖表示外來的干擾, 它的瞬時值可能很大, 甚至超過同步頭。當干擾脈沖混在同步脈沖群中, 作用于幅度分離電路時, 會使接收機掃描失去同步。同8-3是常用的分立元件抗干擾電路。它的工作原理如下:,在正常工作時, 晶體管V1處于飽和導通狀態(tài), 其集電極電壓小于1 V。 二極管V D1的負極電壓約為6.7V, 正極7V, 因此V D1導通。 輸入的視頻全電視信號經(jīng)過C1、 V D1直接加到幅度分離級(V2的基極)上。 當負極性的大幅度的干擾脈沖出現(xiàn)時, 通過C2、 VD2耦合到V

9、1基極, 使V1截止, 于是VD1的負極電壓升到+12V而截止, 使干擾脈沖不能加到同步分離級。干擾過后,V1恢復導通, 正常工作。 這種干擾電路可以消除很大的干擾, 效果令人滿意。 還有一些抗干擾電路, 如簡單RC并聯(lián)電路, 當串接于同步分離級的基極電路中, 也可以削弱干擾脈沖對基極的作用。,8.2.3 脈寬分離電路 幅度分離電路分離出來的是復合同步信號, 其中包含行、 場同步信號。 接下來是把這兩者分離開來。 這兩種同步信號的區(qū)別在于脈寬不同, 場同步脈寬接近于160s (2.5 TH), 而行同步脈寬只有4.7s。 因此只要能鑒別脈寬, 就能實現(xiàn)兩者的分離。 最簡單的脈寬鑒別電路是積分和

10、微分電路。 圖8-4(a)是RC積分電路, 當行、場同步脈沖加在它輸入端時, 輸出波形如圖8-4(b)所示。 對于4.7s的行同步脈沖, 輸出很小, 而160s的場同步脈沖來到時, 積分后輸出一個幅度較大的鋸齒波, 如圖中所示。,因此在積分電路輸出端, 行同步脈沖幾乎消失, 只剩下場同步脈沖。這樣就實現(xiàn)了把場同步脈沖從復合同步脈沖群中取出來的任務。這個鋸齒波直接送到場振蕩器去同步場振蕩脈沖的發(fā)生時間。,通常選擇積分電路的時間常數(shù)RC為幾十s, 它比行同步脈寬4.7s大十幾倍。 在輸出端場同步脈沖的幅度比行同步脈沖的幅度大十幾倍, 具體計算可以通過RC電路對于脈沖信號的響應(1-e-t/RC)來

11、求得, t取4.7 s和160s就可得到兩者的比值(本節(jié)不討論)。 圖8 - 5給出一個實際使用的積分電路, 它有兩節(jié)RC電路。 從晶體管發(fā)射極輸出的復合同步脈沖經(jīng)兩節(jié)RC電路積分后, 場比行脈沖大30倍左右。 行同步脈沖的剩余波約為0.07 V (峰-峰), 場同步脈沖的幅度為2V。 (輸入復合同步脈沖的幅度為5V)。這兩節(jié)積分電路的時間常數(shù)分別為79.2s和39.6s。,利用微分電路可以去掉場同步脈沖而取得行同步脈沖。 因為微分電路只對脈沖的上升和下降跳變有反應, 對脈沖寬度沒有響應。本小節(jié)只討論微分電路的原理和實用電路形式。 圖8 - 6是RC微分電路。當RC時間常數(shù)比脈寬小得多時, 輸

12、入矩形脈沖波的ui, 輸出電壓只反應ui脈沖上升和下降邊緣, 成為兩個尖頭脈沖, 向上的尖頭對應ui脈沖的上升沿, 下尖頭對應ui脈沖的下降沿。 因為電容C很小, ui脈沖前沿到來時, 立即把C充滿電荷, 于是在脈沖平頂時間內(nèi)輸出uo降到零。直到ui下降時, uo再隨著反應電容C放電而成為負尖脈沖。 因此輸出uo(t)是輸入ui(t)的微分。 這種微分電路對于寬或窄的同步脈沖反應的均是一對向上、 向下的尖頭脈沖。 于是場同步信號消失, 僅剩下行同步信號。通過微分電路的行同步脈沖再經(jīng)整形放大就加到AFC電路上去同步行掃描振蕩。,圖8 - 7所示電路是ICTA7609P中的同步分離電路, 其工作原

13、理與前述相似。c是幅度分離管, 負極性的全電視信號通過隔離電阻3R01, 經(jīng)耦合電容3C01、3D01加到Q1基極即16腳上。 在未加信號時, 無基極偏壓, Q1截止 當同步脈沖到來時, 輸入端處在高電平, 此時3D01、 Q1均導通, 3C01被充電, 由于充電時間常數(shù)小, 3C01上充有接近同步脈沖幅值的電壓。 同步頭過去之后, 3C01經(jīng)3R02放電, 時間常數(shù)較大, 放電很慢, 所以在3C01上存在一個對Q1而言的反偏壓。 它使Q1在掃描正程期間保持截止, 從而Q1集電極分離出負極性的行、 場復合同步脈沖, 供給行掃描系統(tǒng)自動相位控制的鑒相器, 作為行同步信號。,Q1集電極分離出的復合

14、同步脈沖經(jīng)Q2Q5整形放大后, 由14腳輸出, 供給場掃描系統(tǒng)積分后做場同步信號。同時, 復合同步也作為彩色解碼器的色同步選通脈沖和亮度通道的鉗位脈沖之用。3C02、 3D01組成抗脈沖干擾電路。 由于3C02、 3D01, 一旦大幅度窄干擾脈沖到來, 3C02上很快充有較高的電壓, 而3D01上電壓則因容量大, 電荷變化慢而沒有多大變化。 在干擾消失后, 3C02通過3D01很快放電, 使大脈沖干擾造成很負的偏壓迅速下降, 從而保證了電路正常切割。,8.3 行掃描電路,8.3.1 行掃描電路方框圖 圖8 - 8是一般電視機行掃描電路的方框圖, 行掃描電路主要由振蕩器、 激勵級、 輸出級以及高

15、壓電路等幾部分組成。 由于行頻很高(15 625 Hz), 為使行輸出級獲得較高的效率, 這一級采用開關(guān)電路來產(chǎn)生鋸齒波電流。 行振蕩器產(chǎn)生的矩形脈沖信號經(jīng)過激勵級放大后送給行輸出級, 行為輸出電路的開關(guān)信號。,因為行同步脈沖比較窄(4.7 s), 極易受到外界的干擾影響, 所以一般都不是簡單地采用微分電路直接從復合同步信號中取出行同步信號, 而是采用間接同步的方法, 把行輸出的信號與外來的同步信號相比較, 由行頻自動控制(AFC)電路根據(jù)兩者的相位差輸出一個誤差信號電壓, 加到行振蕩器上, 間接地控制行振蕩器的頻率和相位, 從而達到同步的目的, 并且大大地提高了電路的抗干擾能力。,8.3.2

16、 行振蕩器 行振蕩器的任務是產(chǎn)生頻率為156 25Hz、幅度在23V的矩形脈沖, 以推動行激勵級和行輸出級, 使它們工作在開關(guān)狀態(tài)。 行輸出級要求在64 s的行掃描周期內(nèi), 有18s20 s的截止期, 44s46 s的導通期, 行振蕩器產(chǎn)生的矩形脈沖應滿足這個要求。另外, 行振蕩器應是一種壓控振蕩器(VCO), 其振蕩頻率和相位受AFC電路輸出的控制電壓的影響。在行振蕩器的輸入端常設(shè)有穩(wěn)頻電路, 以提高行同步的穩(wěn)定性。,一、 間歇振蕩器工作原理 在圖8 - 9(a)中, 晶體管工作于共發(fā)射極方式, 其集電極電壓通過變壓器T反饋回基極, 而變壓器繞組的接法應實現(xiàn)正反饋。 當電路一接通, 立即產(chǎn)生

17、強烈的自激振蕩, 晶體管迅速進入飽和工作區(qū), 集電極電壓uce達到飽和電壓0.3V左右。該正反饋過程對應脈沖上升沿。時間很短,因此上升沿很陡。見圖8 - 9(b)。當晶體管進入飽和區(qū)后, ib就失去了對ic的控制作用。 但ic仍可稍有增大, 因為變電器的電感(磁通)使ic不能突然停止增長。ic的繼續(xù)增長(但小得多)使變壓器繞組上維持感應電壓, 極性不變, 但同時基極電容CB被充電, 所以基極電壓ube在下降。ube的下降使基極電流ib減小。 這個過程需要一定時間, 對應于脈沖的平頂階段。,當ib減小到ic /時, 晶體管又進入放大狀態(tài), 于是ib的減小引起ic的減小, 造成變壓器繞組上感應電動

18、勢方向的改變, 這一改變的趨勢進一步引起ib的下降。 如此又開始強烈地循環(huán), 直到晶體管迅速地改變成截止狀態(tài)。 這個過程也很快, 它對應脈沖的下降沿。 在這個過程結(jié)束時, 變壓器上的壓降方向與圖8-9(a)中標的方向相反, 并且很大, 因此ube變成一個很負的負值。 當晶體管截止后, ic =0。但變壓器中的磁通不能立即消失, 這些儲藏的能量通過集電極分布電容(和變壓器的電感)形成高頻諧振, 造成反峰。 這些高頻振蕩被變壓器耦合到基極去, 基極承受反向電壓的能力低, 故往往在繞組兩端并上二極管來衰減振蕩。 常用2AP9型鍺二極管作為阻尼二極管。,晶體管截止后, 振蕩器進入休止階段。 此時電容C

19、B通過RB、RW和電源放電, 由于RC時間常數(shù)大, 這個過程是較慢的。 放電時ube逐漸上升, 當ube升到0.6V左右時, 晶體管重新開始導通, 于是下一周期開始, 重復上述各階段。 間歇振蕩器的計算是很復雜的。平頂階段時間T1與變壓器磁化電流、 電感量和基極RC時間常數(shù)等有關(guān), 間歇時間T2與RC放電時間常數(shù)有關(guān)。 振蕩周期T= T1 + T2 。實際電路中發(fā)射極還接有ReCe, 它的充、放電也起作用。這里不再詳細討論。 應當指出的是變壓器工作在脈沖狀態(tài), 所以是脈沖變壓器。 從上述各階段的工作情況可知, 基極電路中接上可調(diào)電位器RW可以改變充放電時間常數(shù), 因此改變了振蕩周期。,二、 行

20、間歇振蕩器 圖8 - 10(a)是一個變壓器耦合的行間歇振蕩器, 圖8 - 01(b)是其簡化電路。 該振蕩器的工作原理與前述的間歇振蕩器原理基本相同, 不再重復。 區(qū)別只是由于行頻高, 所以基極或發(fā)射極定時回路的時間常數(shù)比較小 另外為提高行同步的穩(wěn)定性, 行振蕩器常設(shè)有穩(wěn)頻電路 下面討論圖8 - 10(b)所示的行間歇振蕩器中, 由電感L、 電容C與電阻R組成的穩(wěn)頻電路的作用。,1.不加穩(wěn)頻電路 振蕩器的基極電壓ub波形如圖8 - 11(a)所示、ub0 為基極導通的正向偏置電壓。在t1t2期間, 晶體管導通 在tt2時晶體管截止。當t=t3時, ub上升至ub0, 晶體管再由截止變導通。

21、2.加穩(wěn)頻電路 由于L、C組成一個LC振蕩回路, 并且接在行振蕩器基極電路中, 因此, 當電源閉合時, LC回路由于電壓激勵產(chǎn)生正弦振蕩, 這個振蕩疊加在具有指數(shù)放電規(guī)律的基極電壓上, 使ub的波形如圖8-11(b)所示。 穩(wěn)頻電路中的L、 C決定了正弦振蕩的頻率和相位, R是阻尼電阻, 它影響LC回路的Q值, 決定了正弦振蕩的振幅。 如果改變穩(wěn)頻電路的參數(shù), 則ub的幅度與相位也隨之改變。,由于晶體管的導通電平是會隨溫度變化等原因發(fā)生改變的, 當外界因素使ub0產(chǎn)生ub0的變化時, 如果沒加入穩(wěn)頻電路, 振蕩管由截止變導通的時間將提前t1, 而加入穩(wěn)頻電路后, 則時間提前t2, 顯然t2t1

22、。 這表明穩(wěn)頻電路減少了外界因素對行振蕩周期的影響, 提高了行振蕩器的頻率穩(wěn)定度。 同時, 穩(wěn)頻電路還可以提高振蕩器的抗干擾能力, 如圖8 - 11(c) 所示。 當具有一定幅度的干擾脈沖疊加在基極電壓上時, 如果沒有加穩(wěn)頻電路, 脈沖電壓會超過ub0, 而使振蕩管錯誤導通, 加入穩(wěn)頻電路后, 干擾脈沖就不能起作用了。,3.變形間歇振蕩器 前述的穩(wěn)頻電路缺點是比較復雜, 如果振蕩變壓器及其元件的參數(shù)離散性較大時, 調(diào)試工作也麻煩, 不利于大批量生產(chǎn)。 目前絕大多數(shù)分立元件電視機的行振蕩器都采用變形間歇振蕩器, 優(yōu)點是電路結(jié)構(gòu)比較簡單, 頻率穩(wěn)定度高。 圖8 - 12是變形間歇振蕩器的典型電路,

23、 行振蕩線圈L是在塑料骨架上繞制的自耦變壓器, 變壓器磁芯是由鐵氧體材料制成的螺紋磁芯, 旋轉(zhuǎn)插在磁芯中的方孔里的塑料調(diào)節(jié)桿, 可以使磁芯在線圈中的位置移動, 起到改變線圈電感量的作用。線圈繞組L1和L2分別為400500匝和200300匝。,基極偏置電壓由EC經(jīng)R6、 R7、VD、 R5、R4供給, 來自鑒相器的誤差電壓EAFC也加在基極, 控制振蕩器工作, C2為穩(wěn)頻電容。 對變形間歇振蕩器的工作原理不多介紹, 只給出其工作波形如圖8 - 13所示。,4.行振蕩器的電壓控制特性 為了提高行掃描電路的抗干擾能力, 采用鎖相技術(shù), 即把行輸出的信號與輸入的外來同步信號相比較, 由AFC電路根據(jù)

24、兩者的相位差輸出一個誤差信號電壓, 從而控制行振蕩器的頻率和相位。 但是要使鎖相環(huán)路能夠鎖定于外來同步信號的頻率上, 將決定于這個環(huán)路捕捉信號的能力和捕捉范圍(又叫引入范圍)。 鎖相環(huán)路的捕捉范圍是: 當環(huán)路的壓控振蕩器的振蕩頻率為f0時, 只要外來信號的頻率f介于f1Pf2P之間(f1P f2P), 環(huán)路就能夠與外來信號同步振蕩, 即鎖定于外來信號的頻率上。 用公式表示為 fP=f2P-f1P (8 - 1),這樣, 當外來同步信號的頻率在一定范圍內(nèi)發(fā)生漂移, 回路仍能保持鎖定狀態(tài)。 把這個由于頻率漂移而仍能保持鎖定狀態(tài)的頻率范圍稱做保持范圍(也叫同步范圍)。 對于電視機的行掃描電路來說,

25、當電視機的行頻fH在某一頻率范圍內(nèi)時, 只要有同步脈沖存在, 即使由于干擾而失去同步, 也還能被拉回到與同步脈沖相同步的狀態(tài), 這個行頻fH的范圍叫捕捉范圍 當電視機已處于同步狀態(tài)時, 慢慢改變行頻fH, 在失去同步之前能夠保持同步的fH范圍叫保持范圍。 由于電視機中設(shè)有行頻自動控制(AFC)電路, 所以它的行頻保持范圍大于捕捉范圍。 如8-14所示。 如果沒有AFC系統(tǒng), 則電視機的行頻捕捉范圍和保持范圍是相同的。 我國廣播電視接收機的標準規(guī)定, 甲級和乙級電視機的行同步捕捉范圍分別為不小于400Hz和200Hz, 行同步的保持范圍分別為不小于800 Hz和400 Hz。,由于行振蕩器是壓控

26、振蕩器, 要求AFC系統(tǒng)在行同步捕捉范圍內(nèi)給出不同的誤差電壓來控制行振蕩器的頻率。 將行振蕩器頻率變化值與控制電壓變化值之比叫做壓控振蕩器的壓控靈敏度, 單位是Hz/V。 式中 fH-壓控振蕩器的頻率變化值 EAFC-輸入的控制電壓變化值。,(8-2),在電路中, 壓控靈敏度越高越好, 但為了提高振蕩器的抗干擾能力而采取的穩(wěn)頻措施又使壓控靈敏度受到限制, 所以壓控靈敏度一般在1 0002 000Hz/V。 此外, 改變壓控振蕩器的直流偏置, 也可改變其振蕩頻率。振蕩頻率與崐直流偏置的關(guān)系是 式中 T-振蕩周期(S) Rb-振蕩器充放電回路的等效電阻 Cb-振蕩器充放電回路的等效電容 EC-晶體

27、管集電極電源電壓 Eb-晶體管基極等效的電源電壓。,(8-3),8.3.3 TA7609P集成電路中行振蕩與行掃描同步原理 該行振蕩器直接產(chǎn)生2fH(31 250Hz)的脈沖, 經(jīng)雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器組成的21分頻器后, 輸出占空比為50%的行頻(15 625Hz)脈沖。 這樣設(shè)計可以提高隔行掃描精度, 避免并行, 使垂直清晰度提高。 這是因為在廣插電視中心設(shè)備中, 先產(chǎn)生二倍行頻脈沖 而后經(jīng)21分頻產(chǎn)生15 625Hz的行同步脈沖。2fH脈沖再經(jīng)6251分頻(實際是四個5分頻器串聯(lián))形成50Hz的場同步脈沖。,這樣處理能使行場同步脈沖之間的相位關(guān)系嚴格保持一致, 能保證隔行掃描正常運行。如果在電視接

28、收機中也先產(chǎn)生2fH脈沖, 再經(jīng)21分頻器后產(chǎn)生15 625 Hz的行頻脈沖, 那么只要行AFC電路, 保證2 fH脈沖與同步脈沖相位準確, 場同步脈沖一定能使場掃描電路隔行準確, 從而提高了隔行掃描精度。 圖8 - 15為行振蕩電路, 由Q14Q24組成, 腳外接的電容3C12為定時電容, 外接等效電阻R為定時電容3C12的充電電阻。,Q15和Q16組成差動比較放大器, Q17是被D10偏置的恒流源, R25和Q18為Q16的集電極負載, 它的輸出電壓經(jīng)PNP晶體管Q18、Q19、Q20分三路輸出。Q18、 Q18的集電極分別連到Q22、Q24與Q21、 Q23的基極, Q23 、 Q21的

29、集電極通過電阻R24連到Q15的基極 Q23 、Q24的集電極通過電阻R30連到Q16的基極(即腳)。 這樣 Q16集電極的輸出信號, 經(jīng)Q18、Q19倒相、放大, 分別通過Q21、Q22、Q23、Q24進一步倒相放大, 經(jīng)R24、 R30加到Q15、Q16的基極, 形成正反饋環(huán)路, 腳接慣性元件3C12, 利用它的充放電過程和正反饋環(huán)路, 產(chǎn)生31 250 Hz的振蕩脈沖。,Q14為箝位管, 它的基極接固定偏置電壓UBO14, 與Q22、Q24相比, 由于Q21、Q23基極未接串聯(lián)電阻, Q19充分導通時, Q21、 Q23的基極電位被箝定在UBO14+UBE14, 使它不致飽和過深, 提高

30、了翻轉(zhuǎn)速度, 脈沖前、 后沿陡削。 為便于分析, 將圖8 - 15簡化為圖8 - 16, 開關(guān)K1(Q21、Q22)、K2(Q23、Q24)是通過Q18、Q19受Q16控制的兩個電子開關(guān), Uces22、Uces24為電子開關(guān)導通時的壓降, 約為0.5V。 該行振蕩器的輸出波形為在電容3C12上形成一連續(xù)振蕩的正向鋸齒波, Q16的集電極輸出連續(xù)振蕩的負脈沖, 其波形如圖8 - 17所示。,下面敘述行掃描同步原理。圖8-18給出TA7609P的行AFC電路。 它由三部分組成: Q6Q9和D4D9組成鑒相器 外電路3R10、3C07、3C8組成比較鋸齒波形成網(wǎng)絡 3R12、3C9、3R11、3C

31、10、3 C11組成積分濾波器。 負極性的同步脈沖加到Q6的基極, 經(jīng)射隨器Q6后作用到D4D6及Q7的基極。 正極性的行逆程脈沖經(jīng)3C08、3R10隔直, 積分成負向的比較鋸齒波, 經(jīng)腳、R11送到P點。,圖 8 - 18 行AFC電路,當行同步脈沖未到來時, PNP型管Q6因基極電位很高而截止, 其發(fā)射極輸出高電位通過D4、D6使D7飽和導通, D8也導通, Q7的集電極(Q點)電位很低 , UQ=Uces70.2V, 因此D9 、Q9截止。由于K點電位UK=UD8+UQ0.9V, 故D7、Q8也截止。 腳沒有電流輸出, 不影響行振蕩器的工作。 當行同步脈沖到來后, PNP型管Q6因基極電

32、位降低而飽和導通, 其集電極輸出低電位, 使D4D6、Q7均截止, 此時Q8、Q9的導通與否取決于送至P點的行比較鋸齒波電壓的大小和基準電壓UR的大小。 由圖可看出, 為了使Q8導通, K點電位應滿足:,UK=UD7+UDE8+UP=2UP + UP (8 - 4) 為了使Q9導通, K點電位則應滿足 UK=UD8+UD9+UBE9+UR=2UD+(UR +UD) (8 - 5) 由此可見, 當P點電位UP UR + UD時, 則UK UK, 此時K點實際電位UK= UK, 因此D7、Q8導通而D8、D9、D9截止, Q8的射極電流i1經(jīng)R11通過腳流入外電路。當P點電位UPUR+UD時, 則

33、UK UK, 此時K點的實際電位UK= UK, 因此D8、D9、Q9導通而D7、Q8截止, 由外電路通過腳經(jīng)電阻R11向Q9灌入電流i2。 經(jīng)鑒相以后得到的電流i1-i2, 經(jīng)3R12、3C9、3R11、3C10、3C11積分濾波后通過電阻R13作用到行振蕩器的定時電容3C12上。,圖8-19畫出了行同步脈沖與行逆程比較鋸齒波相位不同時, Q8、Q9的電流i1、i2的變化情況。圖(b)為同步情況, 行比較鋸齒波中心點恰好和行同步中心點相遇, 在行同步脈沖期間, 電壓UP小于UR +UD的推移時間與UP大于UR +UD的推移時間相等, Q8導通產(chǎn)生電流i1的時間和Q9導通產(chǎn)生電流i2的時間相等,

34、 經(jīng)積分濾波平滑后, 輸出的直流誤差電壓等于零, 因而不影響行振蕩器的工作情況。圖(a)為行頻偏高的情況, 比較鋸齒波中心超前行同步脈沖中心點, Q9導通時間大于Q8的導通時間, i1i2, 因此經(jīng)積分濾波后, 送到行振蕩器的誤差電壓是負的, 誤差電流是流進腳的。,延緩對定時電容3C12的充電作用, 使行頻降低, 直至同步為止。圖(c)為行頻偏低的情況, 比較鋸齒波中心滯后行同步脈沖中心點, Q9導通時間小于Q8的導通時間, i1i2, 因此經(jīng)積分濾波后送到行振蕩器的誤差電壓是正的, 電流由腳流出, 加速對定時電容3C12的充電作用, 使行頻升高, 直至同步為止。,圖 8 - 19 鑒相器的波

35、形 (a) 行頻偏高 (b) 同頻同相 (c) 行頻偏低,8.3.4 行激勵級及X射線防護電路 行激勵級的作用是把行振蕩器送來的脈沖電壓進行功率放大并整形, 用以控制行輸出級, 使行輸出管按開關(guān)方式工作。 由于行輸出級需要的推動功率比較大, 若直接用行振蕩器輸出的功率去推動, 則會影響行振蕩級的頻率穩(wěn)定性。 因此在行振蕩級與行輸出級之間必須有行激勵級。 行輸出管在掃描輸出電路中相當于一電子開關(guān), 有飽和導通、 截止兩個狀態(tài)。 因此要使行輸出管完全飽和導通就必須提供過激勵基流i+b, 一般設(shè)計為 (8 - 6),要使行輸出管完全截止也必須提供過激勵基流i-b, 一般設(shè)計為 (8 - 7) ICP

36、是行輸出管集電極最大電流 是行輸出管的電流放大倍數(shù)。采用過激勵原因是為了提高狀態(tài)的轉(zhuǎn)換速度, 以便得到速度更快的脈沖響應。 晶體管的發(fā)射結(jié)加上反偏壓時, 晶體管就從飽和導通轉(zhuǎn)為截止。 由于基區(qū)中儲存有多余的電荷, 所以在此期間內(nèi), 有必要在基極上產(chǎn)生一個非常大的反向基極電流, 才能把基區(qū)中的多余電荷迅速抽掉, 晶體管才能迅速地截止。由此可見, 反向電流越大, 截止所需時間越短。這是i-bi+b的原因。但要注意到反偏壓不能超過行輸出管發(fā)射結(jié)的擊穿電壓值, 否則將損壞行輸出管。,如果輸入激勵電流不足, 將會使逆程脈沖前沿變緩并且變形。掃描鋸齒波電流亦減小且失真。 圖8 - 20表示的就是這種情況的

37、波形。,圖 8 - 20 激勵不足時的波形,行激勵管一般也是按開關(guān)方式工作的。它對行輸出管的激勵方式可有兩種: 一種是使行輸出管導通時, 行激勵管也導通 行輸出管截止時, 行激勵管也截止。 這種工作方式叫做同極性激勵。 在這種方式中, 當行激勵級的電流截止時, 由于激勵變壓器初、 次級電路都開路, 因此在激勵變壓器中將感應很高的反電動勢。 這個電動勢容易使行輸出管的發(fā)射結(jié)擊穿。 如圖8 - 21所示。,圖 8 - 21 行激勵級工作過程,圖 8 - 22 行預激勵電路,(1) 在t1至t2期間, 行激勵管輸入電壓Ub1為正向, 使激勵管Q1導通, 變壓器B初級線圈兩端感應電動勢U12為端正、

38、端負, 由于變壓器初、次級的同極性端是、 端, 因此次級線圈上的感應電動勢U43為端負、 端正。這個負壓對輸出管Q2是反向偏置, 使輸出管截止。 (2) 在t2至t3期間, 激勵管輸入電壓Ub1為反向, 使激勵管的集電極電流ic1被截止,激勵變壓器B初級U12為端負、 端正, 次級U43為端正、 端負, 使行輸出管Q2導通。 并且, 在行輸出管Q2正向?qū)ㄆ陂g, 基流i+b對電容C3充電, 在C3兩端產(chǎn)生一個下端為正, 上端為負的直流電壓。 這個電壓叫做行輸出管的自給負偏壓。,(3) 在t3時刻, 激勵管輸入電壓Ub1再次變?yōu)檎?使激勵管Q1導通, U43使輸出管Q2基極電流截止, 這時加到

39、行輸出管Q2基極的電壓等于U43和電容C3上電壓的疊加, 增大了輸出管Q2基極反偏電壓, 從而使反向電流i-b2達到3ICP/, 加速了行輸出管Q2的截止, 于是有效地降低了行輸出管Q2的功耗。 由于電容C3上的負偏壓反映到激勵變壓器初級, 所以在t3至t4之間ic1也有一個尖峰。 集成電路TA7609P行預激勵電路示于圖8-22, 由Q33Q36組成。由行振蕩器送來的行頻方波分別經(jīng)電阻R13、R14送到 Q33 、 Q35的基極。 輸入方波脈沖為高電平時, Q33 、Q35飽和導通, Q34、 Q36截止, 于是腳輸出高電平 輸入方波為低電平時, Q33、Q35截止, Q34 、 Q36飽和

40、導通, 于是腳輸出低電平。,由腳輸出的行頻方波去激勵由分立元件組成的行推動級。 由于腳輸出的方波前后沿十分陡峭, 高次諧波十分豐富, 極易造成輻射, 使光柵出現(xiàn)垂直干擾條。 因此在電路設(shè)計時, 采取一些措施: 如加緩上升電路, 抑制前后沿的突變。 例如腳與腳之間加1 500 pF電容, 腳到行激勵級之間加高Q值, 低分布電容的電感L, 行激勵級基極加高頻旁路電容等 印刷板排板時這部分大面積接地, 以防地電流耦合, 使掃描電路自成體系等。 TA7609PX射線防護電路如圖8-23, 由Q37、Q39、Q40組成。,其工作原理是這樣的: 正極性行逆程脈沖, 經(jīng)3D03整流后, 在3C07兩端形成固

41、定的直流電壓, 經(jīng)3R08、2DW1、3R06分壓, 3R05、3C06平滑后, 供腳的電位較低, 使Q39、Q37及Q40處于截止狀態(tài), 對Q33Q38工作狀態(tài)沒有影響。 假設(shè)由于某種原因, 彩色顯像管高壓過高, 超過一定容限值時, 例如超過25 kV, 就會產(chǎn)生有害于人體的X射線。 這時與高壓成正比的行反峰電壓在腳形成的電位較高, Q39、 Q37組成正反饋自持電路, 進入飽和導通狀態(tài), 同時使Q40也飽和導通, Q33、 Q35基極電位下降, 處于截止狀態(tài), 而Q34、Q36則處于飽和導通狀態(tài), 腳輸出低電平, 這時不論21雙穩(wěn)觸發(fā)電路有無輸出, 都不會改變腳的電位, 行掃描電路則停止工

42、作。 當故障排除后, 電路又恢復到正常工作狀態(tài)。,過高的電壓還會損壞顯像管、行輸出管、行高壓變壓器等元部件, 這時需要立即去掉行激勵脈沖, 使行輸出級停止工作, 以便排除故障后, 再恢復工作, 這就需要過壓保護電路。 另外, 當腳串入高壓干擾脈沖時, 為防止內(nèi)電路管子(如行預激勵管Q36)被擊穿, 也應有保護電路。 過壓保護電路由R80、DW12、D24組成Q36的過壓保護電路, 當顯像管高壓打火或行激勵級電源電壓誤加入時, 腳電位上升, 經(jīng)R80、 DW12、D24、D25分壓后, 也會使腳電位上升, 同樣會使Q39、 Q37處于自持飽和導通狀態(tài)。 與X射線保護電路一樣, 使Q34、Q36飽

43、和導通, 腳電位降為低電位, 避免Q36被擊穿。,圖 8 - 23 X射線防護電路,8.3.5 行掃描輸出級 行輸出級工作在高電壓、 大電流狀態(tài)下, 其功率消耗較大, 甚至可達到整機功率消耗的一半。 行掃描輸出電路的作用是向行偏轉(zhuǎn)線圈提供鋸齒波電流, 使顯像管的電子束作水平掃描。 一、 行輸出級工作原理 行輸出級的原理電路如圖8 - 24(a)所示。 行激勵級送來的脈沖電壓經(jīng)過激勵變壓器B送到行輸出管Q的基極。D為阻尼二極管, CH為逆程電容, LH表示行偏轉(zhuǎn)線圈。,圖 8 - 24 行輸出級電路及等效電路,圖 8 - 24(b)是行輸出級的等效電路。 因晶體管工作在開關(guān)狀態(tài), 故以K表示之。

44、由于行頻較高, 行偏轉(zhuǎn)線圈的直流電阻與偏轉(zhuǎn)線圈的感抗相比可以忽略不計, 所以偏轉(zhuǎn)線圈可等效為一電感LH。 下面, 對照圖8 - 24和圖8 - 25分不同時間段來分析一下行輸出級的工作過程及波形。 1.在t1t2期間行輸出管飽和導通, 開關(guān)K閉合, 等效電路為圖8- 25(a), 電源E加在偏轉(zhuǎn)線圈(電感LH)和電容CH兩端, 立刻以很大的充電電流給電容器CH充電至電源電壓E, 其方向為上負下正(規(guī)定CH上電壓的正方向為自上至下)。 隨后, 充電電流為零, 由集電極電流ic提供的行偏轉(zhuǎn)線圈LH的電流iYH逐漸增大, iYH從零開始線性上升,(8 - 8) 在t=t2時, iYH達到最大值IYH

45、P,IYHP=(t2-t1) 即為晶體管集電極電流的最大值ICP。 2. 在t2t3期間 行輸出管截止，集電極電流ic為零, 開關(guān)S斷開, 等效電路如圖8 - 25(b)。 由于偏轉(zhuǎn)線圈LH的電感特性, 電流iYH不能立即截止, 還要繼續(xù)流通, 于是向并聯(lián)的電容器CH充電, 電感線圈中儲存的磁能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娙萜鰿H H中的電能。iYH逐漸減小時, CH上的電壓逐漸升高, 其方向為上正下負。 和t=t-3時iYH減小到零, 電容器上的正極性電壓達到最大值, 線圈中的磁能全部變成電能。 此時, 晶體管的集電極-發(fā)射極間承受很高電壓。,圖 8 - 25 行輸出級在不同時間的等效電路及其波形,3.在t-3

46、t-4期間 ub仍為負脈沖, 開關(guān)S仍斷開, 電容器CH上的正向電壓uCH又通過電感線圈LH放電,使LH中有反向電流流通, 等效電路如圖8 - 25(c)。 隨著電容器放電的持續(xù), CH上電壓越來越低, LH中反向電流iYH越來越大。CH中儲存的電能又逐漸轉(zhuǎn)變?yōu)長H中的磁能。當t=t4時, uCH=0, iYH達到反向最大值, 并且iYH的反向最大值和正向最大值iYHP兩者的幅度近似相等。,4.在t4t5期間 反向電流繼續(xù)流過LH并對CH反向充電, LH中的磁能又逐漸轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔堋?等效電路如圖8-25(d)所示。 如果電路中沒有接入阻尼二極管, 則磁能與電能的轉(zhuǎn)換將繼續(xù)下去, 產(chǎn)生正弦自由振蕩

47、, 如圖8 - 25(c)中iYH波形圖中虛線所示。當t=t-5時, 反向電流對CH充電使CH上的反向電壓達到電源電壓值E, 即uCH=-E, 并且uCH有高于電源電壓的趨勢。但是, 有阻尼二極管VD時, VD從t-5開始導通, 線圈中的電流流過二極管, 這時, 二極管iD電流表示對電源充電, 將線圈中磁能饋還給電源。等效電路如圖8-25(e)所示。這時則有 iYHIHP (8-9),(式中RiD為二極管導通內(nèi)阻, LH/RiD為放電時間常數(shù))。 當LH/RiD較大時, iYH近似為一線性變化電流, 且在t=t6時iYH=0。實際上, 當tt5時, NPN型三極管集電極加有負電壓, 其集電極有

48、反向電流流通。 所以, 電流除流經(jīng)二極管外, 還反向流過行輸出管。 在t5t6期間, 由LH、電源及二極管、行輸出管構(gòu)成電流通路。 5.在t=t6時 ub又變?yōu)檎蛎}沖, 行輸出管飽和導通, 等效開關(guān)S閉合, 繼而重復上述過程。綜上所述, 行掃描電流是流過行輸出管電流iC和阻尼二極管電流iD疊加所形成的行鋸齒波電流, 基本上呈線性。 它可分成三段描述之(如圖8 - 25(c)所示):(1) t1t2為正程掃描的后半段, 電流iYH從零上升到IYHP。 行輸出管導通, VD截止, iYH=ic0。,(2) t2t4期間為行掃描逆程, 電流由IYHP降到-IYHP, 行輸出管和VD均截止。 逆程時

49、間Tr決定于LH、CH參數(shù)的選擇, 即要求由LH、CH產(chǎn)生的自由振蕩周期的一半等于行逆程時間Tr, (8-10) 因此把CH叫做逆程電容。,(3) t4t6為正程掃描的前半段, 電流iYH由-IYHP變到零。VD導通, 行輸出管截止。 iYH=iD。 由于t1t2或t4t6均等于正程時間Tt的一半, 所以正向或反向電流iYH的最大值 (8 - 11) 式中, Tt為行掃描正程時間。 從圖8 - 25可知, 當iYH從正向最大值很快下降到負向最大值時, 即在t2t4期間, 電容器CH上將產(chǎn)生一個很高的正向脈沖, 這個脈沖電壓等于偏轉(zhuǎn)線圈LH兩端的電壓。由于這個電壓是由LH、CH的自由振蕩產(chǎn)生的,

50、 于是可以按此來估算: UC H=UL H=LHIYHP 式中,所以,將(8-10)和(8-11)兩式代入, 得到,而行輸出管集電極電壓(也叫行反峰電壓),可見, 正程時間越長, 逆程時間越短, 則UC電壓越高。 當Tr=12 s, Tt=52 s時, UC =7.8E8E 實際上, 當不加外來同步信號時, 行周期可能比64 s長, 行反峰電壓UC可達(810)E。這就要求行輸出管必須有足夠的耐壓性能。但另一方面, 我們可以利用行反峰脈沖來產(chǎn)生顯像管所需要的高壓。,值得注意的一個問題是, 對行激勵脈沖寬度(即行振蕩脈沖寬度)必須有要求。從圖8-25(a) 可以看出, 激勵脈沖的負向最小寬度t2

51、t6不能小于行逆程Tr(即t2t4)。如果小于Tr, 則當ub變?yōu)檎妷簳r, 行輸出管導通后因集電極有很高的電壓而產(chǎn)生很大的電流, 甚至損壞晶體管。為了安全起見, 并考慮到可能因為打火現(xiàn)象等異常情況而使行輸出管過早導通, 因此一般要求行激勵脈沖負向?qū)挾葹?820s (至少要大于16s)。 二、 行輸出電路中的非線性失真及其補償 為了使電視機能夠不失真地再現(xiàn)電視圖像, 要求電視機的行掃描電流為理想的鋸齒波形, 尤其在正程掃描期間, 希望行偏轉(zhuǎn)電流iYH是線性增長的。,但實際上, 行掃描電流的波形失真是不可避免的, 因此應了解引起波形失真的原因, 并且采取措施進行校正及補償。 引起行掃描電流波形失

52、真的原因主要有兩個方面: 1.電阻分量引起的波形失真 掃描電流的非線性在電阻分量上的反映是偏轉(zhuǎn)線圈的電阻RH、行輸出管的導通電阻Ri及阻尼二極管導通電阻RiD的存在, 使掃描電流不會是理想的線性輸出電流, 而是按指數(shù)規(guī)律變化的輸出電流。如圖8-26所示。當行輸出管導通時, 等效開關(guān)S閉合, 偏轉(zhuǎn)線圈中電流,iYH為近似線性波形 當ic較大時, 電流在RH及Ri上的壓降不能再忽略了, 使iYH的增長變慢而且ic越大, 增長越慢, 因此在掃描正程結(jié)束時偏離線性規(guī)律較多。在行輸出管截止時, 等效開關(guān)S斷開, 負向的偏轉(zhuǎn)電流主要流過阻尼二極管。 這時, 偏轉(zhuǎn)電流 當iD很小時, iYH 當iD較大時,

53、 iYH的增長速度加快, 即在掃描正程一開始就偏離線性規(guī)律。 這兩種情況下出現(xiàn)的行掃描電流的非線性, 造成電子束在熒光屏左邊掃描速度增大, 圖像被擴展在熒光屏右邊掃描速度減慢, 圖像被壓縮, 如圖8-27所示。,圖 8 - 26 電阻分量引起的非線性失真,圖 8-27 行輸出級電阻分量引起的圖像失真,2.顯像管熒光屏曲率引起的非線性失真 如圖8 - 28所示, 顯像管內(nèi)電子束在偏轉(zhuǎn)磁場作用下作水平方向掃描時, 即使掃描的角速度是均勻的, 但由于熒光屏曲率半徑較大(即熒光屏彎曲的程度較小, 較平坦), 而電子束掃描軌跡的球面半徑較小, 使電子束偏轉(zhuǎn)中心到熒光屏上各點的距離并不相等, 因而從熒光屏

54、上來看, 相當于左右邊緣部分電子束掃描的線速度較快, 而在中央部分掃描的線速度較慢。 其結(jié)果就形成在圖像左右兩邊被擴展的非線性失真。 這種失真叫做延伸失真。,圖 8 - 28 顯像管熒光屏曲率與電子束掃描軌跡曲率 不同引起的非線性失真,行輸出電路中非線性失真的補償辦法: 1) 可在行偏轉(zhuǎn)線圈電路中串接行線性調(diào)整線圈LT, 如圖8 - 29(a)所示 圖(b)為LT的結(jié)構(gòu)示意圖。 線圈LT的磁芯較特殊, 繞線部分的截面較小, 因而這部分容易達到磁飽和。在線圈磁芯旁有一塊永久磁鐵, 改變磁鐵離開磁芯的距離或轉(zhuǎn)動永久磁鐵的方向, 就可以改變永久磁鐵在線圈磁芯中產(chǎn)生的磁通M。 當線圈LT中流過偏轉(zhuǎn)電流

55、IYH時, 在線圈磁芯中也產(chǎn)生與偏轉(zhuǎn)電流相應的磁通T。 顯然, 在M +T的作用下, 使LT的電感量產(chǎn)生變化。,當偏轉(zhuǎn)電流IYH為負值或較小的正值時, 線圈磁芯不飽和, LT的電感量較大 而在正程掃描末期, 偏轉(zhuǎn)電流IYH為較大的正值時, M + T使線圈磁芯飽和, LT的電感量下降。 這樣, 在正程掃描末期使偏轉(zhuǎn)電流增加變快, 補償了原來電流減慢的情況, 掃描線性得到了改善。 改變永久磁鐵的位置和方向可以調(diào)整校正量。,圖 8 - 29 行掃描非線性失真的校正,(2) 對由于阻尼二極管內(nèi)阻較大引起的行掃描非線性失真, 解決的辦法是除了選擇內(nèi)阻較小的二極管, 還可以把阻尼二極管接在行輸出變壓器繞

56、組圈數(shù)較多的抽頭上, 如圖8 - 29(a) 所示。這樣, 可通過阻抗變換作用, 使歸算到偏轉(zhuǎn)線圈兩端的二極管內(nèi)阻減小, 從而減小其對偏轉(zhuǎn)電流成為線性的影響。 (3) 對顯像管熒光屏曲率所引起的非線性失真, 可采用S校正。由于圖像兩邊擴展相當于掃描速度較快, 因而可以通過減慢偏轉(zhuǎn)電流在行掃描正程期始末兩端的增長率來補償。 這時掃描電流呈S狀曲線, 如圖8-29(c)所示。為了實現(xiàn)S校正, 可在行偏轉(zhuǎn)線圈中串接一個電容器CS, 如圖8 - 29(a)所示。,由LH和CS構(gòu)成串聯(lián)諧振電路, 其諧振頻率為S=1/ 。 由于自由振蕩電流具有正弦波形狀, 若使其頻率低于行頻, 并在掃描正程內(nèi)取正弦波的一

57、部分, 則iYH稍呈S波形, 這樣就能使電子束在整個熒光屏上的掃描線速度均勻一致。 顯然, S越高, 波形彎曲程度越大, S形補償越顯著。 一般是根據(jù)掃描的失真程度來選擇CS。 例如取CS =12F。 (4) 枕形失真校正。 在大屏幕電視機中, 顯像管熒光屏曲率所引起的非線性失真更為突出, 使屏幕光柵呈圖8-30(a)所示的枕形。 前面介紹的兩種補償方法對黑白電視機適用。但對彩色電視機, 由于附加磁場影響彩色會聚與色純度, 因此需設(shè)專門的枕形校正電路。,圖 8 - 30 枕形失真及掃描電流的校正波形,枕形失真分水平方向與垂直方向兩種, 如圖8 - 30(b)、 (c)上方圖形所示。 校正這兩個

58、方向的枕形失真所需要的掃描電流波形如圖8 - 30(b)、 (c)下方圖形所示。 由水平光柵枕形失真可知, 行掃描電流幅度不應相同, 否則在屏幕中部光柵最短, 因此需要利用場頻拋物波去調(diào)制行掃描鋸齒波電流, 使場程內(nèi)各行的偏轉(zhuǎn)電流幅度不同, 并使對應屏幕中部的iHY最大, 而每場始、末時的掃描電流幅值不需校正。 圖8-30(b)所示iYH便可校正水平枕形失真。,垂直光柵枕形失真的校正方法是利用行頻拋物波疊加到線性場偏轉(zhuǎn)電流上來實現(xiàn)的。 每場掃描起始或結(jié)束處的拋物波幅度最大, 對應的校正量最大, 因為此兩處光柵彎曲最嚴重 光柵越靠中間部分, 失真越小, 所需的校正量也越小。 對于每行而言, 拋物

59、分量最大處對應著光柵的中間部分, 因為每一行光柵兩端不需校正, 而中間所需垂直校正量最大。 因此iYV每行的拋物量相當于使垂直偏轉(zhuǎn)附加了一個磁場, 上半場使每行光柵向下偏移量逐漸減少, 屏幕中間拋物量最小, 可不用校正 下半場使每行光柵向下偏移量逐漸增加。 所以上半場光柵與下半場光柵所需拋物分量方向正好相反。,在實際電路中, 水平枕形校正電路與垂直枕形校正電路工作原理相差不多, 都是利用磁飽和變壓器來進行校正的。 這里僅以CS37-2型彩色電視機中的水平枕形校正電路為例簡單介紹其校正原理。如圖8 - 31所示。 T502是水平枕形校正電路所用的磁飽和變壓器, 其次級串在行偏轉(zhuǎn)支路中, L502是行線性調(diào)節(jié)電感, C513是S校正電容 T502的初級串接在場偏轉(zhuǎn)線圈支路中, C409為場S校正電容, R423為改善場掃描電流線性的負反饋電阻 C410為避免行頻干擾場偏轉(zhuǎn)采用的行頻旁路電容, R420為阻尼電阻, 用來防止自由振蕩, R422、 D403為削波器, 防止掃描逆程感應電勢過大 另外, T502通過C409并接在R428兩端, 由于流過電感的電流是其兩端電壓的積分, 當R428兩端加有場頻鋸齒電壓時, 通過T502初級的電流便是場頻拋物波。