摘饕 摘要 隨著微電子技術(shù)、計算機技術(shù)和數(shù)字信號處理技術(shù)的1 s 速發(fā)展，數(shù)字通信技術(shù)在現(xiàn)代通 信系統(tǒng)中已經(jīng)占據(jù)了主導地位。調(diào)制解調(diào)技術(shù)也從模擬實現(xiàn)，向部分數(shù)字、全數(shù)字甚至軟件 實現(xiàn)方向發(fā)展。全數(shù)字接收機應(yīng)運而生。其解調(diào)用的本地參考載波和采樣時鐘都由獨立振蕩 器產(chǎn)生，無需調(diào)整；誤差信號的提取、校正以及信號的判決都由數(shù)字信號處理器完成。 全數(shù)字接收機不像傳統(tǒng)接收機那樣將誤差信號反饋到模擬前端進行控制，有效克服了采 用高效調(diào)制方式時鎖相環(huán)設(shè)計帶來的困難，極大地提高了接收機的穩(wěn)定性和兼容性。由于沒 有反饋控制，全數(shù)字接收機的算法顯得比較復雜。選用高效、收斂速度快、易于用d s p 實現(xiàn) 的算法，已成為數(shù)字接收機設(shè)計的一個重要課題 本文對全數(shù)字接收機的幾個關(guān)鍵技術(shù)進行了研究。主要包括：符號定時偏差的估計和校 正，信道均衡，載波頻偏的估計和校正，以及具有智能接收特性的調(diào)制類型自動識別。 主要研究成果： 1 提出了一種高效的符號定時偏差和載波頻偏盲估計算法，定時偏差和頻偏估計快速 準確。 2 給出了一種內(nèi)插濾波器的簡化實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，計算量大大降低。 3 將載波的相移校正在信道均衡器中實現(xiàn)，省掉了專門的載波相移恢復單元。 4 對4 p a m 、q p s k 、b p s k 、1 6 q a m 等類型調(diào)制信號實現(xiàn)了自動識別和自動解調(diào)。 關(guān)鍵詞：全數(shù)字接收機，符號同步，載波同步，調(diào)制類型識別，盲均衡 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 a b s 廿a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to f m i c r o e l e c t r o n i c s 、c o m p u t e ra n d d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s i n g t e c h n o l o g y ，m o d e mm o d u l a t i o n d e m o d u l a t i o nt e c h n i q u e sc o m et r u ef r o ma n a l o g u et op a r td i g i t a l ， a l ld i g i t a la n de v e ns o f t w a r ei m p l e m e n t a t i o ns ot h a ta l ld i g i t a lr e c e i v e re m e r g ea st h et i m e s r e q u i r e l o c a lo s c i l l a t o rc a r d e ra n ds a m p l i n gc l o c kr u na tf i x e df r e q u e n c i e si na l l - d i g i t a lr e c e i v e r d s pe s t i m a t e sa n dr e v i s e st h ee r r o rs i g n a l si nc o n t r a s tt oc o n v e n t i o n a lr e c e i v e 5a l l d i g i t a l r e c e i v e rd o e sn o tr e q u i r et h ef e e d b a c ko f s i g n a l st ot h ea n a l o gp a r ta n do v e r c o m e sd i f f i c u l t i e si n p h a s el o c kl o o pd e s i g n n of e e d b a c ke n h a n c e ss t a b i l i t ya n dc o m p a t i b i l i t y ，s oc h o o s i n ga l g o r i t h m s i sam a i nt o p i co f a l l d i g i t a lr e c e i v e r ，w h i c hi se f f e c t i b l e ，f l e e t l yc o n v e r g e n ta n de a s yt or e a l i z e b y d s p 。 t h ep a p e ri n t r o d u c e ss e v e r a lk e yt e c h n o l o g i e si na l l d i g i t a lr e c e i v e r , i n c l u d i n ge s t i m a t i n g a n dr e v i s i n gt i m i n go f f s e t ，c a r d e rf r e q u e n c yo f f s e t ，b l i n de q u a l i z a t i o na n da u t o m a t i cm o d u l a t i o n i d e n t i f i c a t i o n s o m er e s u l t so f t h i sp a p e ri sa sf o l l o w s 1 a na l g o r i t h mi sp r e s e n t e df o r j o i me s t i m a t i o no f t i m i n gp h a s eo f f s e ta n dc a r r i e r f r e q u e n c yo f f s e t ，w h i c hi m p l e m e n t e dw i t hg r e a te f f i c i e n c ya n ds p e e d 2 a ne f f i c i e n tw a yt oi m p l e m e n tp o l y n o m i a li n t e r p o l a t i o nf i l t e r si sp r e s e n t e d 3 c a r r i e rp h a s er e c o v e r yi si m p l e m e n t e dd u r i n gt h ep r o c e s so f b l i n de q u a l i z a t i o n 4 f o u rt ) i p e so f m o d u l a t i o nm o d e sc a nb ec l a s s i f i e d ，i n c l u d i n g4 p a m ，q p s k ，b p s ka n d 1 6 q a m k e y w o r d s ：a l l - d i g i t a lr e c e i v e r , c a r r i e rs y n c h r o n i z a t i o n ，b l i n de q u a l i z a t i o n ， s y m b o ls y n c h r o n i z a t i o n ，a u t o m a t i cm o d u l a t i o ni d e n t i f i c a t i o n ， 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文2 第一章緒論 第1 章緒論 1 1 引言 隨著微電子技術(shù)、計算機技術(shù)特別是d s p ( 數(shù)字信號處理) 器件的發(fā)展，全數(shù)字接收機 應(yīng)運而生。它采用獨立振蕩于固定頻率的高穩(wěn)定度采樣時鐘和本振，對接收信號采樣和解調(diào)。 載波相位誤差和符號同步定時誤差消除、信號判決等全部由采樣后的數(shù)字信號處理器完成。 這種接收機不需要將信號反饋到模擬部分進行控制，大大簡化了接收機的前端設(shè)計，能更快 地獲得同步，提高了穩(wěn)定性、兼容性。一經(jīng)提出便受到j(luò) “泛關(guān)注。其具體實現(xiàn)已成為當今通 信領(lǐng)域的一個重要研究課題。 1 2 全數(shù)字接收機的特點 傳統(tǒng)的數(shù)字接收機，采樣前的各單元都用模擬器件實現(xiàn)。模擬解調(diào)單元體積大，形式復 雜，調(diào)試周期長，器件內(nèi)部噪聲大，易受環(huán)境影響，可靠性差。以q a m 接收機為例( 如圖1 2 - 1 所示) ，采樣器的位置決定了接收機的數(shù)字化程度不高，不能完全發(fā)揮數(shù)字通信的優(yōu)勢。因 此全數(shù)字接收機的研究越來越受到人們的重視。 圖1 2 - 1 傳統(tǒng)接收機框圖 全數(shù)字接收機的載波同步和符號同步完全由數(shù)字信號處理器完成。圖1 2 - 2 所示的是一 種開環(huán)結(jié)構(gòu)的全數(shù)字接收機。 輸入 圖1 2 - 2 開環(huán)結(jié)構(gòu)的全數(shù)字接收機框圖 號 從圖中可以看出全數(shù)字接收機與傳統(tǒng)的接收機相比明顯不同，采樣器靠前，數(shù)字化程度 比傳統(tǒng)按收機大大提高。最大的區(qū)別在載波恢復和符號定時恢復上。 1 載波恢復方面 全數(shù)字接收機將載波恢復分成“同頻”與“同相”兩步。采用一個高精度固定本振對中 頻信號解調(diào)，并利用數(shù)字信號處理算法對a d 采樣后的信號進行載波頻偏和相移估計。根據(jù) 頻偏和相移誤差的估計值做相應(yīng)補償。傳統(tǒng)的接收機則不然，通常采用鎖相環(huán)( p l l ) 技術(shù)實 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第一章緒論 現(xiàn)載波同步，需要提取載波相位誤差控制壓控振蕩器( v c o ) ，才能止確恢復載波。由于鎖相 環(huán)環(huán)路濾波器參數(shù)的調(diào)整很麻煩，m 一0 a m 、m p s k 等高效調(diào)制方式對靜態(tài)相差的要求x 很嚴， 隨著m 的增加，鎖相環(huán)的設(shè)計更加困難。 2 符號同步恢復方面。 與載波恢復相似，全數(shù)字接收機的符號定時利用高精度同定采樣時鐘，無需調(diào)整，用數(shù) 字信號處理算法對定時誤差估計和校正。而傳統(tǒng)接收機則是采用鎖相環(huán)，電路調(diào)整、理論分 析都很復雜。 比較圖1 2 一l 與圈1 2 2 可見，由丁載波同步與符號同步采用數(shù)字信號處理算法實現(xiàn) 全數(shù)字接收機具有以r 特點： ( 1 ) 整個接收機由一個基于d s p 芯片的數(shù)字信號處理系統(tǒng)實現(xiàn)，通用性強，集成度高， 便于維護和測試。 ( 2 ) 大部分的信號處理操作均由d s p 軟件編程實現(xiàn)，便丁更新算法，靈活性強，適用于 多種傳輸速率，多種調(diào)制方式。 ( 3 ) 使用d s p 算法可以完成載波同步和符號定時同步的快速恢復，實現(xiàn)信號的最佳接收。 基于上述特點，全數(shù)字接收機一經(jīng)提出，便得到了j 1 。泛的關(guān)注。 1 3 全數(shù)字接收機的發(fā)展概況 全數(shù)字接收機是2 0 世紀8 0 年代提出的，關(guān)鍵技術(shù)是載波恢復和符號定時恢復。其中載波 和符號定時同步恢復方式可分為反饋和前饋兩類，相應(yīng)全數(shù)字接收機也分為閉環(huán)和開環(huán)兩 類。對于基于反饋( 閉環(huán)) 鎖相環(huán)的補償方式，由于反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定需要個調(diào)整過程，限 制了同步速度，1 i i 基于前饋( 開環(huán)) 的補償方式同步速度快，更適合用于高速、實時、復雜的 應(yīng)用場合，但要準確知道誤差的大小，算法比較復雜。目前開環(huán)全數(shù)字接收機是研究的主要 方向。 對于全數(shù)字接收機的載波恢復和定時恢復問題。f r a n k sl e 提出了一種基于晟大似然參 數(shù)估計( 札) 的符號定時誤差估計算法”，f r a n ka r j 等提出了種典型豹數(shù)字載波相位估計 算法。從此全數(shù)字接收機逐漸成為通信研究領(lǐng)域的熱點。m o e r d e r 等利用數(shù)字濾波和平 方律檢波的方法給出了一種時延誤差的估計算法”1 ，該方法與載波相位無關(guān)，可再載波恢 復前進行。這些工作都是針對全數(shù)字接收機關(guān)鍵技術(shù)的一個方面進行的討論，至此還沒有出 現(xiàn)個真正意義上的結(jié)構(gòu)完整的全數(shù)字接收機。直到o a s c h e i d ，等利用極大似然準則對接收 信號載波和時鐘誤差直接估計和校正，實現(xiàn)了一個8 p s k 的接收機系統(tǒng)，這才出現(xiàn)了第一個完 整的全數(shù)字接收機”。盡管現(xiàn)在看來這個接收機過于復雜沒有實用價值，但是它為后來的 研究提供了重要的理論依據(jù)。此后f m g a r d n e r 等對全數(shù)字接收機插值算法作了詳盡分析， 給出了幾種插值器的參數(shù)“”。首次提出異步采樣條件下通過內(nèi)插方法調(diào)整位時鐘誤差，才 能得到最佳采樣點的估計值。至此全數(shù)字接收機的結(jié)構(gòu)才發(fā)生了根本變化。 從9 0 年代開始，各種新的解調(diào)算法“0 1 “。”1 不斷被提出和完善，大大促進了全數(shù)字 接收機技術(shù)的發(fā)展。 研究上述文獻不難發(fā)現(xiàn)，就全數(shù)字接收機的算法而言，真正適合應(yīng)用于全數(shù)字解調(diào)的算 法應(yīng)滿足以下幾點：算法在穩(wěn)定情況下應(yīng)是無偏差而且有效的，算法的收斂速度應(yīng)足夠快， 算法應(yīng)便于用d s p 或硬件實現(xiàn)。 從全數(shù)字接收機的硬件實現(xiàn)方面來看，近2 0 年來隨著超大規(guī)模集成電路( v l s i ) 技術(shù)的 進步，數(shù)字集成電路的復雜度和功能達到前所未有的程度。d s p 的運算能力成倍提高，這樣 一些較復雜的算法可以用到信號處理中?？梢哉f無論是通信系統(tǒng)的內(nèi)在要求還是外在條件都 促使接收機向全數(shù)字方向發(fā)展。由此可見，全數(shù)字接收機的算法研究及其應(yīng)用具有遠大的前 景。 中國科學技術(shù)犬學碩士畢業(yè)論文4 第一蕈緒論 1 4 本文工作 本文在上述文獻的基礎(chǔ)上，對全數(shù)字接收機的幾個關(guān)鍵問題進行了分析研究。其目的是 給出一個可以實現(xiàn)對4 p a m 、b p s k 、q p s k 、1 6 q a m 四種調(diào)制方式自動識別、自動解調(diào)的 開環(huán)結(jié)構(gòu)全數(shù)字接收機。由丁識別調(diào)制類型前，各單元( 符號定時偏差估計、信道均衡、載 波頻偏估計) 并不知道調(diào)制類型，增加了算法的難度，要求各單元的算法具有“盲”特性和 很好的通用性。 基于這兩點要求，本文擬對如f 關(guān)鍵技術(shù)進行研究： 1 載波頻偏盲估計及恢復。 2 載波相移盲恢復。 3 符號定時偏差盲估計。 4 內(nèi)插濾波器的實現(xiàn)。 5 信道盲均衡。 6 4 p a m 、b p s k 、q p s k 、1 6 q a m 調(diào)制類型的自動識別，自動解調(diào)。 7 給出一個適用于所有線性調(diào)制的全數(shù)字接收機開環(huán)實現(xiàn)結(jié)構(gòu)。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文5 第二章符哮定時偏差和載波頻偏盲估計 第二章符號定時偏差和載波頻偏盲估計 全數(shù)字接收機的采樣時鐘和本振由獨立振蕩器產(chǎn)生，因此即使信道是理想的也必然存在 符號定時偏差和載波頻偏。c j j 環(huán)結(jié)構(gòu)的全數(shù)字接收機是用鎖相環(huán)完成符號定時偏差和載波頻 偏的恢復，由于鎖相環(huán)具有捕獲過程，同步相對較慢。開環(huán)結(jié)構(gòu)的全數(shù)字接收機，由于沒有 反饋控制，可以快速實現(xiàn)載波頻偏和定時偏差恢復，但需要準確估計時偏差和載波頻偏的數(shù) 值。 2 1 數(shù)學模型 假設(shè)線性己調(diào)信號通過平坦信道“1 后接收到的包絡(luò)信號為： r a t ) = 版( 啪j ( 2 戤“卿j ( ，) 垂”( 卜打一，丁) + 怫( f ) ( 2 1 一1 ) 1 式中， 肛o ) 為平坦信道產(chǎn)生的乘性噪聲， g ，( f ) 為發(fā)送的脈沖波形， t 為符號周期， s ( f ) 為發(fā)送的復值符號， 蛻 為載波的頻偏， 0 為載波的相移。 占， 為在一個符號內(nèi)的傳輸延時( 0 s 1 ) ， n a t ) 為平穩(wěn)的加性噪聲。 經(jīng)匹配濾波器蘚”輸出信號為 t ( f ) = 0 ) + 重”( ，) ( 表示卷積) ( 2 1 - 2 ) 設(shè)采樣速率為p t ( p 為夔數(shù)，表示一個符號采幾個樣點) ，采樣后得到的數(shù)字信號為 x ( n ) = t t ( n ) e j c 2 戤舢s ( 1 ) g ( n - i t ) + v ( n ) ( 2 1 3 ) f 式中。 x ( 押) = x a t ) l 訓，p u ( n ) = u o ( t ) k ， v ( 珂) = ，( f ) + g ：7 鐘0 ) i ；r ，。， g ( n ) = g 。u 一盯) i ，：。r ，。， g 。( f ) = g ( f ) 牛g ! 腮。o ) 我們作如下假設(shè)： 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文6 第二章符號定時偏差和載波頻偏盲估計 1 設(shè)信道為平坦信道，雎( r ) 在幾百個符號周期內(nèi)為常數(shù)，多瞥勒頻率擴展( 吃r ) 非常小( 這里吼為雎( f ) 的帶寬) ”1 。實際系統(tǒng)吃r 典型范罔為1 0 _ 3 ( 慢衰落) 到 1 0 1 ( 快衰落) i s 。 2 全數(shù)字接收機采用高穩(wěn)定本振，假設(shè)幾百個符號周期內(nèi)蛻的變化菲常小，可以認 為是一個常值。 3 s ( n ) 是零均值的獨立同分布( ii d ) 序列，功率為以2 4 ) 是平穩(wěn)隨機過程，自相關(guān)函數(shù)刪2 。( f ) = e ( n ) + 0 + f ) ) ，r n 2 。的傅立葉變 換就是多普勒頻譜。 5 v ( 珂) 是獨立于( n ) 的平穩(wěn)隨機過程。 在這些假設(shè)條件下，x ( 胛) 的自相關(guān)函數(shù)為 m 2 ，( n ；f ) = e x ( n ) x + f ) ) ( 表示共軛，e 表示數(shù)學期望) ( 2 1 - 4 ) 將( 2 卜3 ) 代入，得 m 2 x ( 珥f ) = m 2 ( f ) e 叫2 “吣“g ( n - i p ) g ( n + r - l p ) + m 2 ，( f ) ( 2 1 5 ) ， 因為 m 2 ，o + 艫；r ) = 塒2 ( r ) e 叫2 州m n g ( n + k p - l p ) g + 艫+ f 一，p ) + m 2 ，( r ) = 坍2 f ( f ) p 1 2 “觚“g ( n - i p ) g ( n + r - i p ) + m 2 ，( f ) ( f = i 一1 ) j = m 2 ，( 療；r ) 所以m 2 ，( 珥力是一個周期為p 的函數(shù)，其傅立葉變換系數(shù)為 _ l 成，( 咖) ：# 他似f ) 一馴脯( = - p 2 ，一p 2 + 1 ，p 2 一1 ) t 枷 式中 ：菩p 矽馴似廳孕耐研+ 妒俐脯+ ( 2 1 - 6 ) ：等鴨p ( 力p 。( 2 州即罐打礦止砌g 2 ( 七；力+ ，( 力砸) ( 2 1 m 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文7 第二章符號定時偏差和載波頻偏盲估計 刪= 舯f 麓、町一芻w 十e j 2 z f r t p 矽c z h ， 其中g(shù) ( ) 為g ( n ) 的頻譜，當g ( n ) 為升余弦脈沖時，積分項為實數(shù)。 2 2 符號定時偏差和載波頻偏盲估計算法 從( 2 1 7 ) 式中可以看出， 如，( ；f ) 中包古了載波頻偏勻：和定時偏差占的信息。有人 使用如r 公式估計頻偏“ 蛻= 一百象盯g 鴆( 。；。) m 2 ( 一。；7 ) ( 2 1 _ 9 ) 式中，府2 ( 女；r ) = 何1 ( | j ；r ) m 2 ，( 七；f ) ，a r g 為求相角函數(shù)。 將( 2 卜9 ) 改寫成如下形式 4 z t i r a f p = 一a r g 城( j | ；f ) 臧( 一t f ) ) ( 2 1 - 1 0 ) 岡為相角范圍從一石到7 ，得 一石 的傅立葉變換系數(shù) 如，( 缸r ) ；專乏x ，諺加十力吲竹h v ，枷 第五步：計算符號定時偏差估計值 舍= 一= 1 一a r g m 2 ，( 屯f ) 2 州蛻n 一礎(chǔ)7 1 p 弦 z t 2 3 符號定時偏差和載波頻偏盲估計算法的性能仿真 一、質(zhì)量評估的幾個參數(shù) 1 估計均值e s tf = e ( a f ) ，e s t t - 聯(lián)善) 2 估計方差v a 趾f i e ( 矽一v ) 2 ) ，v h rt = e ( 舍一占) 2 其中= z 丁，4 = 馘r 。 二、仿真實驗 仿真實驗一 設(shè)載波頻偏蛻7 1 = l - 2 ，定時偏差占= o 2 5 ，f = 1 ，k = l ，p = 4 ，脈沖成形函數(shù)為升余 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文1 0 第二章符號定時偏差和載波頻偏盲估計 弦( 滾降因子0 5 ) 。在輸入符號數(shù)n ：1 0 0 、2 0 0 、5 0 0 的條件f ，對0 p s k 、1 6 q a m 在不同的s n r ( 信 噪比) 下用m a t l a b 進行5 0 0 次仿真實驗。仿真結(jié)果示丁圖2 2 - 1 2 2 - 8 。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 圖2 2 - 11 6 q a m 的頻偏估計均值 圖2 2 - 21 6 q a m 的頻偏估計方差 第一二章符吁定時偏差和載波頻偏盲估計 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 圖2 2 - 31 6 q a m 的定時估計均值 圖2 2 - 41 6 q a m 的定時估計方差 圖2 2 - 5q p s k 的頻偏估計均值 第一二章符號定時偏差和載披頻偏茸估計 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 圖2 2 - 6q p s k 的頻偏估計方差 圖2 2 - 7q p s k 的定時估計均值 圖2 2 - 8q p s k 的定時估計方差 第二章符號定時偏差和載波頻偏自估計 仿真實驗二 因為本文將定時恢復和載波恢復放在盲均衡之前完成，所以還必須仿真信道畸變條件f 的估計性能。 假設(shè)信道的單位沖擊響戍為： h = 一o 1 3 0 5 一o 0 6 5 2oo 1 3 0 5o 1 9 5 7o 2 6 0 9 o 3 9 1 4o 4 5 6 6o 5 2 1 9 o 3 2 6 2 o 1 3 0 5一o 0 6 5 2一o 1 9 5 7 一o 1 3 0 5 一o1 3 0 5 o 0 6 5 2o 1 3 0 5 設(shè)載波頻偏a l t = 1 2 ，定時偏差占= o 2 5 ，f = 1 ，k = 1 ，p = 4 ，脈沖成形函數(shù)為升余 弦脈沖( 滾降因子0 5 ) ，信道單位沖擊響應(yīng)為h ，在輸八符號數(shù)b l ：1 0 0 、2 0 0 、5 0 6 的條件下， 對q p s k 、1 6 q a m 在不同的s n r ( 信噪比) 下用s a t l a b 進： 7 5 0 0 次仿真實驗。仿真結(jié)果示于圖 2 2 9 2 2 一1 6 。 圖2 2 - 9 信道存在畸變時1 6 q a m 癩偏估計均值 圖2 2 - 1 0 信道存在畸變時1 6 q a m 頻偏估計方差 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 4 第二章符號定時偏差和載波頻偏卣估計 圖2 9 - 1 1 信道存在畸變時1 6 q a m 定時偏差 卉計均值 圖2 2 - 1 2 信道存在畸變時1 6 q a m 定時偏差估計方差 圈22 一1 3 信道存在畸變時q p s k 頻偏估計均值 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第二章符號定時偏差和裁波頻偏宮估計 圈2 2 - 1 4 信道存在畸變時q p s k 頻偏估計方差 圖2 2 - 1 5 信道存在曩毒變時q p s k 定時偏差估計均值 圖2 2 1 6 信道存在畸變時q p s k 定時偏差估計方差 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第。章倚o j 定時偏差和載波頻偏茸估計 本幸介紹了一種高效的載波頻偏雨l 符號定時偏籌的盲估計算法。利州時域相關(guān) 卉計載波 頻偏，頻偏估計范隔人。利州時域相關(guān)和載波頻偏f ，i 計的結(jié)果進 - ：符號定i 時偏差估計，精度 高，計算苗人人堿小。f 二| 丁沒有對線性闊制的類型進行限制，具有很強的適應(yīng)性， 從仿真結(jié)果可以看出，對1 6 q a m 雨iq p s k 這兩種調(diào)制，即使在信道畸變的條什f 也可 以很蚶的估計出載波頻偏和符號定時偏差。對其它線性調(diào)制類掣也會得山類似的結(jié)論。 中舊科學技術(shù)大學碩i - 畢業(yè)論文 第= 章內(nèi)捅濾波器 第3 章內(nèi)插濾波器 31 內(nèi)插濾波器原理 符號定時恢復，通常使用內(nèi)插濾波器“。1 實現(xiàn)。內(nèi)插濾波器的原理，可以用數(shù)模混合方 法解釋。 內(nèi)插濾波器的等效實現(xiàn)框圖如圖3 卜1 所示。采樣信號s ( m t ) 經(jīng)d a 變換為模擬脈沖 再經(jīng)過模擬低通濾波器冉( f ) 濾波得到時間連續(xù)信號y ( t ) y ( f ) = s ( m t , ) h ( t - m t , ) 對y ( t ) 在時刻t 2 l 重新采樣得到 ( 31 一i ) y ( k t p ) - - z s ( m z ) 自( 七瓦- m z ) ( 3 卜2 ) 新的采樣點就是所要求的最佳插值點。由( 3 卜2 ) 式可看出，只要將模擬低通濾波器h ( t ) 換成數(shù)字低通濾波器，就可以用數(shù)字的方法實現(xiàn)插值運算。 圖3 1 - 1 內(nèi)插濾波器的等效實現(xiàn) 爭一m 式中，i n t z 表示不超過z 的晟大接數(shù)。 叫呼】 版魯一 由( 3 卜3 3 卜5 ) 式可得 m 5 一7 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 ( 3 1 3 ) ( 3 卜4 ) ( 3 1 - 5 ) ( 3 1 - 6 ) j 8 第三章內(nèi)插濾波器 ( 圮一卅正) = ( f + 肫) l j i 2 ( 卅。+ 肌) 正 將( 3 卜6 ) ( 3 卜8 ) 代入( 3 卜2 ) ，可得 y ( k t ，) = y ( + 版) i = j ( 一f ) i 】 ( “以) t 】 l = 由以上討論可看出，定時調(diào)整前后采樣時間關(guān)系如圖3 1 - 2 所示 ( 3 1 7 ) ( 3 卜8 ) ( 3 1 9 ) 圖3 卜2 定時調(diào)整前后的采樣時間關(guān)系 由( 3 卜1 ) 式可知，如果濾波器h ( t ) 是理想低通，用s ( 聊z ) 就可完全恢復出s ( t ) ，再在 同步時刻對s ( t ) 重新采樣，就可以恢復正確的定時同步信號。但實際濾波器不可能達到理想 特性“”1 ，為使信號經(jīng)內(nèi)插濾波器不致引入太多干擾，從頻域來說要求濾波器通帶盡可能 平坦，阻帶衰減盡可能大“1 ，并具有線性相位，以減小噪聲引入。一般選用f i r 濾波器作內(nèi) 插濾波器。根據(jù)( 3 卜9 ) 式，內(nèi)插濾波器抽頭數(shù)，= l 一厶+ l ，參與內(nèi)插濾波器運算的采 樣信號由i n k 決定，內(nèi)插濾波器抽頭系數(shù) ( f + 脅) i 】由脅決定。 根據(jù)插值濾波器理論“”，抽頭數(shù)i 必須為偶數(shù)。 內(nèi)插濾波器的插值運算可以用線性插值或商階多項式插值。為了討論方便，設(shè)z = 1 這并不影響最終結(jié)果。 假設(shè)h ( t ) 滿足以下條件： 1 h ( t ) = h ( 一t ) 2 o ) 0 ( - n f s n ) 將濾波器h ( t ) 分成2 n 個子濾波器九( f ) ( - n h n - 1 ) 怙m 圖3 卜3 給出了當n ：2 時吃( f ) 與h ( t ) 的關(guān)系。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 o ， l ( 3 小1 0 ) 0 f 婦m 括2 第三章內(nèi)插濾波器 向( f ) j f 、。 圖3 1 3 模擬內(nèi)插濾波器和它的子濾波器的關(guān)系 對每一個子濾波器h a t ) 用m 階多項式函數(shù)逼近，即 m ( ，) = ( h ) t ” ( 3 1 1 1 ) 由于全數(shù)字接收機采用了高穩(wěn)定度的采樣時鐘，可以認為在l 百個符號時閫內(nèi)定時偏差 地為常數(shù)盧a 將代入( 3 卜1 1 ) 得 塒 k ( t ) l ，。；= 吃( p ) = ( h ) 盧 ( 3 卜1 2 ) 我們選用插值性能比較好的拉格朗日立方插值公式，取抽頭數(shù)為4 ，即h a t ) 分為4 個子 濾波器( n 一2 ，一1 ，0 ，1 ) ，則( 3 卜9 ) 式中的抽頭系數(shù)可表示為 h o + p ) = 囊( 盧)( 瓦= 1 ) 設(shè) 縱f + 曲】= c 1 6 u ) ( i = 1 ) ( 3 卜1 3 ) 則拉格朗臼立方插值抽頭系數(shù)為 c - 2 ( ) = c o ( - 2 ) + q ( - 2 ) 2 + c 2 ( - 2 ) , u + c 3 ( - 2 ) = 一i 1 盧+ 吉 c _ 1 ( 盧) = ( 一1 ) 十c 】( 一1 ) 1 1 + c 2 ( 一1 ) - 1 2 + c 3 ( 一1 ) 3 = + j 1 z j 1 3 c o ( ) = ( o ) + q ( o ) 1 + c z ( 0 ) 2 + 島( o ) 3 = 1 _ 1 2 , u - u + i 1 3 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 d 馳 的 h h h 第三章內(nèi)插濾波器 q ( ) = c o ( 1 ) + q ( 1 ) 1 + q ( 1 ) 2 + c 3 ( 1 ) 3 = 一；+ 圭2 一i 1 3 ( 3 1 - 1 7 ) 計算出c _ 2 ( ) ，c l ( ) ，c o ( ) ，c l ( ) ，就可以進行符號定時恢復了。其實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 如圖3 1 - 3 所示。這里內(nèi)插濾波器的工作頻率為采樣時鐘頻率。 圖3 卜3 內(nèi)插濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 3 2 內(nèi)插濾波器簡化實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 圖3 卜3 的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，由于每個c j 都是的3 次多項式，計算量較大?；趂 a r r o w 結(jié) 構(gòu)，我們研究了一種簡化的f a r r o w 實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，大大減少了計算量。 根據(jù)( 3 卜9 ) ( 3 卜1 2 ) ( 3 卜1 3 ) 式，重寫y ( n ) y ( n ) = s ( n ) 7 ( ) = s ( ”) 7 c b a 式中 吃( ) = 髓。( ) ，舡。( ) ，一。( 蘆) r 屯= 【1 ，蘆，2 ，r s ( n ) = 【s ( 胛+ ) ，j ( 櫛+ n - 1 ) ，s ( n 一+ 1 ) 】7 c = c o ( 一、 ( 一+ 1 ) c o ( n ) q ( 一) c l ( 一+ 1 ) e l ( n ) ( 一) ( 一+ 1 ) ( ) 因為( 3 2 - 1 ) 是線性運算，交換運算次序可以得到 y ( ”) = 【s ( 一) 7c 】屯 = p ( 珂) 7 c o ，c l ，】b u ( 3 2 一1 ) ( 3 2 2 ) 這里，c 0 是矩陣c 的第m 列向量。 根據(jù)( 3 2 2 ) 式，可以得出f a r r o w 結(jié)構(gòu)1 1 4 ，當采用拉格朗日立方插值抽頭數(shù)取4 時 實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖3 2 - 1 所示。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文2 l 第三章內(nèi)插濾波器 圖3 2 1f a r r o w 內(nèi)插濾波器實現(xiàn)結(jié)構(gòu) f a r r o w 結(jié)構(gòu)的計算量已經(jīng)比圖3 卜3 的結(jié)構(gòu)大為減少，能不能進一步減少呢? 同答是 肯定的。 現(xiàn)在我們討論一下吃( ) 內(nèi)在約束的兩個條件“”； 1 顯然，當口= 0 時，y ( n ) 輸出應(yīng)該為s ( n ) ，即 h o ( = o ) - - ：纛捃。 慨z 刪 2 當“= 1 時，y ( n ) 輸出應(yīng)該為s ( n + 1 ) - 即 h , ( i z = 1 ，= 托：二加 z 卅 d a - 7 = ( ) = c 釓 ( 3 2 - 5 ) 將( 3 2 - 3 ) 代入，得 = c 釓i o = c oge o ( 3 t2 - 6 ) 式中， e f = 陋，e e n _ l 】。 f 1療= f 邑篁 1 0 o t h e r w i s e 將( 3 2 - 4 ) 代入( 3 2 - 5 ) 式，得 = c 氣f ，- , i = gz e l ( 3 2 - 7 ) 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第三章內(nèi)捅濾波器 根據(jù)( 3 2 - 7 ) ，得到 m - 1 巳= 一g 們一i ( 3 2 - 8 ) m = o 將( 3 2 - 6 ) ( 3 2 - 8 ) 式代入( 32 - 1 ) 式，得到 m l j ，( 竹) = s ( ，0 7 c 】吒= s ( 珂) ，s 7 ( h ) c 。，- - ，s 2 ( 廳) c 0 一。，一+ j ( 甩十1 ) 】 ( 32 - 9 ) m = o 由此可以得到簡化的f a r r o w 結(jié)構(gòu)，當采用拉格朗日立方插值抽頭數(shù)取4 時，實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 如圖3 2 2 所示。 圖3 2 - 2 簡化的f a r r o w 內(nèi)插濾波器實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 在符號定時恢復過程中，不僅需要恢復出正確的定時采樣點，還要完成采樣速率的變換。 對于本文所采用的采樣速率為4 倍符號速率( 即一個符號采樣4 個點) 的情況f ，內(nèi)插濾波 器沒有必要將這4 個點的定時偏差都內(nèi)插恢復出來，只需要內(nèi)插輸出一個最佳樣點即可。具 體實現(xiàn)可以先對輸入信號4 倍抽取，然后內(nèi)插濾波。因為采用了抽取操作，所以對輸入的采 樣數(shù)據(jù)每4 個樣點內(nèi)插輸出個最佳樣點，從而同時完成了采樣速率的變換”1 。 采用拉格朗曰立方插值抽頭數(shù)取4 的內(nèi)插濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖3 2 3 所示。 s 圖3 , 2 3 符號速率輸出簡化f a r r o w 內(nèi)插濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu) 中國科學技術(shù)大學碗士畢業(yè)論文 第三章內(nèi)插濾波器 由圖可見，與圖3 2 1 的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)相比，減少了2 條支路，且由于采用了4 倍抽樣，計 算量大大減少。表3 2 ，l 給出了采用拉格朗日立方插值抽頭數(shù)取4 時，圈3 2 1 實現(xiàn)結(jié)構(gòu)與 圖3 2 3 結(jié)構(gòu)的計算量比較。 表3 2 1 圖3 2 1 結(jié)構(gòu)圖3 2 3 結(jié)構(gòu) 輸出一個內(nèi)插值時乘法次數(shù)1 91 1 輸出一個內(nèi)插值時加法次數(shù) 1 51 1 輸出n 個符號時的乘法次數(shù) 1 9 + n1 1 + n ，4 輸出n 個符號時的加法次數(shù) 1 5 + n1 1 + n ，4 3 3 內(nèi)插濾波器插值性能仿真 設(shè)載波頻偏在內(nèi)插濾波以前已經(jīng)得到校正，定時偏差占= 0 2 5 ，脈沖成型波形為升余弦 ( 滾降因子0 5 ) ，內(nèi)插濾波器采用拉格朗日立方插值，抽頭系數(shù)如( 3 卜1 4 ) ( 3 卜1 7 ) 式所示。用圖3 2 - 3 所示的結(jié)構(gòu)，對q p s k 和1 6 q a m 在s n r = 3 0 d b 時內(nèi)插性能進行仿真， 結(jié)果如圖3 3 - 1 3 3 - 4 所示。 圖3 3 - 11 6 q a m 輸入信號( 定時偏差s 印2 5 ) 圖3 3 - 2 輸入1 6 q a m 信號對內(nèi)插濾波器輸出信號( 定時偏差占= 0 2 5 ) 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第三章內(nèi)插濾波器 圖3 3 - 3q p s k 輸入信號( 定時偏差占= 0 2 5 ) 圖3 ，3 - 4 輸入q p s k 時內(nèi)插濾波器輸出信號( 定時偏差占= 0 2 5 ) 從以上的仿真結(jié)果可以看出，由于輸入信號存在定時偏差，碼間串擾較為嚴重，經(jīng)過內(nèi) 插濾波器定時恢復后，碼問串擾大為減少。 3 4 小結(jié) 由于全數(shù)字接收機采用異步采樣，需要用插值濾波器進行符號定時恢復。為了減少計算 量，通過研究多項式插值濾波器抽頭系數(shù)的約束條件并綜合考慮符號速率的調(diào)整。給出了一 種可實現(xiàn)符號速率恢復的簡化內(nèi)插濾波器實現(xiàn)結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)大大減少了內(nèi)插操作的計算量， 與傳統(tǒng)的不考慮符號速率恢復的f a r r o w 結(jié)構(gòu)相比，采用拉格朗日立方插值抽頭數(shù)取4 時， 乘法計算量僅為其1 5 ，加法計算量僅為其1 9 。最后通過仿真驗證了該結(jié)構(gòu)的可行性。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第四章信道均櫥 第四章信道均衡 由于多徑傳播和有限帶寬，信號通過模擬信道傳輸會發(fā)生畸變，導致接收符號間串擾， 誤碼率上升。均衡器就是為了補償信道特性而設(shè)計的。 本文研究的全數(shù)字接收機要對常見的幾種調(diào)制類型進行自動識別和解調(diào)，為了達到較高 的識別率，必須將信道均衡器放在識別前。由于不知道調(diào)制類型，不能解調(diào)出任何數(shù)據(jù)，因 此用訓練序列均衡信道的方法不能用。故采用盲均衡器。 盲均衡器是指不依靠“訓練”系列對信道進行均衡的白適應(yīng)均衡器。它是根據(jù)發(fā)送數(shù)據(jù) 的統(tǒng)計特性，用一定的算法實現(xiàn)均衡。主要有r c “8 1 ( 減星座) 、c m “7 1 ( 常系數(shù)) 、唧“” ( 多系數(shù)) 評價函數(shù)。應(yīng)用最陡梯度_ 卜降法，迭代調(diào)整均衡器的抽頭系數(shù)，使評價函數(shù)雖小， 達到均衡的目的。 4 1 盲均衡算法 我們設(shè)計的全數(shù)字接收機將盲均衡器置于載波頻偏恢復和定時偏差恢復之后，如圖 4 卜1 所示。 圖4 卜1 盲均衡器的結(jié)構(gòu)框圖及位置 圖4 卜l 中，s ( k ) 為傳送的復基帶信號，s ( k ) = 0 ( 七) + 內(nèi)( 七) ，n ( k ) 為加性噪聲，x ( k ) 為 均衡器輸入信號，y ( k ) 是均衡器輸出信號。由于盲均衡器位子載波頻偏和定時恢復后，可以 認為x ( k ) 中不存在定時偏差和載波頻偏。設(shè)h ( k ) 為傳送濾波器、信道和接收濾波器的等效 基帶脈沖響應(yīng)總和。脈沖響應(yīng)長度為m ，烈_ j ) 是載波相移，則由圖4 卜l 可求出 m - i x ( 女) = h ( i ) s ( k - i ) e + h ( ) ( 4 1 一1 ) f = 0 用w ( k ) 表示均衡器k 時刻的脈沖響應(yīng)，長度為n ，那么均衡器輸出為 y ( k ) = 工7 ( i ) 1 r ( 七) ( 4 1 2 ) 式中，x ( k ) = x ( | ) ，x ( k 1 ) ，x ( k 一+ 1 ) r 似壽) = 【( 七) ，( _ j ) ，1 一1 ( _ j ) 7 由( 4 卜2 ) 可得線性盲均衡的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖4 卜2 所示。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第網(wǎng)章信道均衡 x ( k ) 圖4 卜2 線性盲均衡器實現(xiàn)結(jié)構(gòu) y ( 七) 由于珊a 算法可以同時完成信道均衡和載波相移恢復”1 ，省掉了專門的載波相移恢復 單元，簡化了接收機設(shè)計。但它不像c l l a 算法可以放在載波恢復前進行信道均衡，而是受載 波頻偏的影響較大，所以我們采用的接收機結(jié)構(gòu)將定時恢復和載波頻偏恢復放在盲均衡之前 完成。對于q a m 和q p s k 信號，由于星座圖旋轉(zhuǎn)石2 可得到同樣的相位誤差信號，脅a 均衡器的輸出存在療2 相位模糊現(xiàn)象。我們選用 吣算法，通過差分編譯碼克服相位模糊。 多系數(shù)脅評價函數(shù)： a i “= e 【( 諺( t ) 一礙) 2 + ( 卯( _ j ) 一砰) 2 】 ( 4 卜3 ) 熱啦非黜= 黜 m m a 算法評價函數(shù)意義是測量均德器輸出信號與正方形邊界線的離散程度。 根據(jù)上述評價函數(shù)，利用最陡梯度下降迭代法，可以得到m m a ：均衡器抽頭系數(shù)迭代公 式 甜( 后) = ”) ( 一( j j ) 一砰) + ，y a k ) t ( 卯( 七) 一砰) w ( k + 1 ) = w ( k ) 一t l e ( k ) x + ( j ) 式中，為步長因子，+ 表示復數(shù)菇軛，e ( k ) 為誤差函數(shù)。 4 2 信道均衡性能仿真 信道均衡情況可以用剩余交叉串擾i s i “1 來表示 ( 4 1 4 ) 蚶帆。 腳2 l r “卜馳 式中，s 是信道畸變脈沖響應(yīng)和均衡器脈沖響應(yīng)的卷積。 仿真實驗 設(shè)信道均衡前已經(jīng)完成了載波頻偏和符號定時偏差校正升余弦成形脈沖滾降因子0 5 信道單位沖擊響應(yīng)h = - 0 20 30 8 0 3o 2 ，載波相移3 0 0 ，s i 呱= 3 0 d b ，分別對1 6 q a m 和q p s k 調(diào)制信號進行仿真，仿真結(jié)果如圖4 2 - 1 4 2 - 4 所示。從圖4 2 1 圖4 2 - 4 可以清 楚看出刪a 算法已對信道的畸變進行了很好的校正，同時還校正了載波3 0 0 的相移。 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文2 7 第四章信道均衡 圖4 2 - 1 輸入1 6 q a m 時m m a 算法i s i 曲線( 步長因子= 1 2 ”) 圖4 2 21 6 q a m 輸入信號 圖4 2 - 31 6 q a m 信號m m a 均衡器收斂后的輸出( 步長因子蘆= 1 2 “) 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第四章信道均衡 圖4 2 - 4 輸入q p s k 信號時m m a 算法i s i 曲線( 步長因子= 1 2 5 ) 圖4 2 3q p s k 輸入信號 圖4 2 4q p s k 信號m m a 均衡器收斂后的輸出( 步長因子= 1 2 8 ) 4 3 小結(jié) 本章研究了信道均衡算法，由于m m a 算法在不增加信道均衡計算量和復雜度的情況 f 同時完成了載波相移的恢復，省掉了專門的載波相移恢復單元，大大簡化了接收機設(shè)計。 故我們選用刪a 算法作為信道均衡算法。仿真結(jié)果驗證了m m a 的載波相位恢復能力， 中國科學技術(shù)大學碩士畢業(yè)論文 第五章調(diào)制類型自動識別 第5 章調(diào)制類型自動識別 隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的發(fā)展，新的調(diào)制方式不斷涌現(xiàn)。利用調(diào)制類型識別技術(shù)快速穩(wěn)健地 識別出接收信號的調(diào)制方式變得越來越重要。 5 1 調(diào)制類型自動識別算法 通信信號在傳播過程中容易受到信道噪聲的污染，增加了信號識別的難度。但由于復高 斯噪聲2 階及2 階以上的累積量恒為零，通過把接收信號變換到累量域處理，利用累量識別調(diào) 制類型 2 2 1 ，可以削弱噪聲影響。 設(shè)調(diào)制類型識別j - = 作在相干、同步環(huán)境f ，接收信號已實現(xiàn)載波同步、定時同步，但存 在未知載波相移。則輸出信號包絡(luò)可表示為 r ( f ) = x ( f ) + 玎( f ) = l 、，鞏p 媲p ( f 一) + 玎( f ) k = l 式中，s k 一發(fā)送的符號序列 l 一觀察的碼元數(shù)目， e 一信號的平均功率 曉一載波相移， p ( i ) 一信道殘余響應(yīng) n ( i ) 一加性復高