武漢理工大學畢業(yè)設計（論文）小功率電源模塊化設計學院（系）自動化學院專業(yè)班級電氣0906班學生姓名董康俊指導教師黃亮副教授學位論文原創(chuàng)性聲明本人鄭重聲明所呈交的論文是本人在導師的指導下獨立進行研究所取得的研究成果。除了文中特別加以標注引用的內容外，本論文不包括任何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫的成果作品。本人完全意識到本聲明的法律后果由本人承擔。作者簽名年月日學位論文版權使用授權書本學位論文作者完全了解學校有關保障、使用學位論文的規(guī)定，同意學校保留并向有關學位論文管理部門或機構送交論文的復印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權省級優(yōu)秀學士論文評選機構將本學位論文的全部或部分內容編入有關數(shù)據(jù)進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復制手段保存和匯編本學位論文。本學位論文屬于1、保密囗，在年解密后適用本授權書2、不保密囗。（請在以上相應方框內打“”）作者簽名年月日導師簽名年月日目錄摘要IIIABSTRACTIV第1章緒論111課題研究的背景及意義112高頻開關電源的發(fā)展情況2121開關電源的發(fā)展情況2122高頻開關電源的主要新技術標志213主要研究內容4第2章主電路方案設計及參數(shù)計算521隔離式高頻開關電源系統(tǒng)設計522主電路拓撲結構選型6221反激電路6222正激電路7223推挽電路823主電路選擇924變壓器的設計1025濾波電路參數(shù)的計算12第3章控制電路的設計1331開關電源的幾種主要控制方式1332DPA426芯片工作原理1433驅動電路的設計17第4章系統(tǒng)建模和仿真1841MATLAB/SIMULINK簡介1842正激開關電源的建模與仿真1843參數(shù)的設置1944仿真和校正2045仿真結果的分析和結論23第5章全文總結與展望24參考文獻25附錄27致謝28摘要開關電源非常廣泛地應用在汽車、通訊、計算機和消費電子產品等領域。高頻高效小型開關電源又是未來開關電源發(fā)展的必然趨勢，并且在工業(yè)設備、通信、軍事裝備、家用電器、交通設施、儀器儀表等領域得到了越來越多的廣泛應用。鑒于開關電源的廣泛應用，本文在大量查閱國內外相關文獻的基礎上設計了一種輸入在36V到72V之間變化，但是輸出能穩(wěn)定在5V，紋波不大于50MV的開關電源。本文首先對隔離式開關電源結構進行分析，在對比幾種主電路拓撲結構的特點之后選用單端正激電路作為主電路的拓撲結構，然后對電路使用的高頻變壓器進行設計，對電路中的一些重要參數(shù)進行計算。最后利用利用MATLAB下的SIMULINK工具對該電路進行建模與仿真分析，并對一些理論計算出來的參數(shù)值進行修改，根據(jù)最后的仿真結果可以看出本設計方案輸出電壓穩(wěn)定，紋波小，完全符合設計要求。關鍵詞高頻開關電源，單端正激式，建模仿真ABSTRACTSWITCHINGPOWERSUPPLYISWIDELYUSEDINMANYAREAS,SUCHASCOMMUNICATIONS,COMPUTERS,CARSANDSOONTHECOMPACTANDEFFICIENTHIGHFREQUENCYSWITCHINGSUPPLYISINEVITABLETRENDOFDEVELOPMENTANDITISMOREANDMOREWIDELYUSEDININDUSTRIALEQUIPMENT,COMMUNICATIONS,MILITARYEQUIPMENT,HOUSEHOLDAPPLIANCES,TRANSPORTATIONFACILITIES,INSTRUMENTATIONANDOTHERFIELDSINVIEWOFTHEWIDEAPPLICATIONOFSWITCHINGPOWERSUPPLY，THEAUTHORSTUDYASWITCHINGPOWERSUPPLYWHICHONTHEBASISOFREFERRINGTOMUCHOFTHEPERTINENTLITERATUREATHOMEANDABROADTHEINPUTOFTHEPOWERIS36VTO72V,ANDTHEOUTPUTOFITIS5V,WHILETHERIPPLEOFWHICHISNOTMORETHAN50MVATFIRST,IANALYSEDISOLATEDSWITCHINGPOWERSUPPLYSTRUCTURE,ISELECTTHESINGLEENDEDFORWARDCIRCUITASTHEMAINCIRCUITTOPOLOGYAFTERCOMPARINGCHARACTERISTICSOFTHESEVERALMAINCIRCUITTOPOLOGYTHENIDESIGNTHEHIGHFREQUENCYTRANSFORMERANDCALCULATESOMEIMPORTANTPARAMETERSATLAST,ISIMULATEANDANALYSISTHECIRCUITWITHTHEMATLABSIMULINKTOOL,ANDMODIFIEDSOMETHEORETICALLYCALCULATEDACCORDINGTOTHELASTSIMULATIONRESULT,ICANCONCLUDETHATTHEOUTPUTOFTHEPOWERISSTABLE,THERIPPLEISSMALLENOUGH,ANDTHEDESIGNISFULLYMEETTHEREQUIREMENTKEYWORDSHIGHFREQUENCYSWITCHINGPOWERSUPPLY,SINGLEENDEDFORWARD，MODELINGANDSIMULATION第1章緒論11課題研究的背景及意義隨著大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路的快速發(fā)展，特別是微處理器和半導體存儲器的開發(fā)利用，孕育了電子系統(tǒng)的新一代產品。顯然，那種體積大而笨重的使用工頻變壓器的線性調節(jié)穩(wěn)壓電源已經(jīng)過時。取而代之的是小型化、重量輕、效率高的隔離式開關電源。開關電源技術發(fā)展趨勢是小型化、薄型化、輕量化、高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向；提高可靠性，提高集成度，增加保護功能，拓寬輸入電壓范圍，提高平均無故障時間；隨著頻率提高，開關電源的噪聲隨之增大，降低噪聲也是高頻開關電源的研究方向；提高電源裝置和系統(tǒng)的電磁兼容性EMC；用計算機軟件進行輔助設計與控制，具有高效、高精度、高經(jīng)濟性和高可靠性的優(yōu)點，可以使開關電源具有最佳電路結構與最佳工作狀況。開關電源高頻化的實現(xiàn)，與磁性元件和半導體功率器件的發(fā)展狀況有著密切的關系；隔離式開關電源的核心是一種高頻電源變換電路。它使交流電源高效率地產生一路或多路經(jīng)調整的穩(wěn)定直流電壓。早在70年代，隨著電子技術的不斷發(fā)展，集成化的開關電源就已被廣泛地應用于電子計算機、彩色電視機、衛(wèi)星通信設備、程控交換機、精密儀表等電子設備。這是由于開關電源能夠滿足現(xiàn)代電子設備對多種電壓和電流的需求。隨著半導體技術的高度發(fā)展，高反壓快速開關晶體管使無工頻變壓器的開關電源迅速實用化。而半導體集成電路技術的迅速發(fā)展又為開關電源控制電路的集成化奠定了基礎，適應各類開關電源控制要求的集成開關穩(wěn)壓器應運而生，其功能不斷完善，集成化水平也不斷提高，外接組件越來越少，使得開關電源的設計、生產和調整工作日益簡化，成本也不斷下降。目前己形成了各類功能完善的集成開關穩(wěn)壓器系列。近年來高反壓MOS大功率管的迅速發(fā)展，又將開關電源的工作頻率從20KHZ提高到150一200KHZ，其結果是使整個開關電源的體積更小，重量更輕，效率更高。開關電源的性能價格比達到了前所未有的水平，使它在與線性電源的競爭中具有先導之勢。當然開關電源能被工業(yè)所接受，首先是它在體積、重量和效率上的優(yōu)勢。在70年代后期，功率在100W以上的開關電源是有競爭力的。到1980年，功率在50W以上就具有競爭力了。隨著開關電源性能的改善，到80年代后期，電子設備的消耗功率在20W以上，就要考慮使用開關電源了。過去，開關電源在小功率范圍內成本較高，但進入90年代后，其成本下降非常顯著，當然這包括了功率組件，控制組件和磁性組件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促進開關電源發(fā)展的因素之一。隨著社會經(jīng)濟的發(fā)展，人類已經(jīng)進入工業(yè)時代，并正在轉入高新技術產業(yè)迅猛發(fā)展的時期，電源是向負載提供優(yōu)質電能的供電設備，是工業(yè)的基礎。論文的目的就是查閱相關資料，掌握開關電源的內部結構，學習怎樣設計小功率開關電源的方法，這以后從事相關事業(yè)打下基礎，開闊視野，從而提高自身的能力。課題研究的意義在于當代許多高新技術均與電源的電壓、電流、頻率、相位和波形等基本技術參數(shù)的變換和控制相關，電源技術能夠實現(xiàn)對這些參數(shù)的精確控制和高效率的處理，因此，電源技術不但本身是一種高新技術，而且還是其評它多項高新技術的發(fā)展基礎。電源技術及其產業(yè)的進一步發(fā)展必將為大幅度節(jié)約電能、降低材料消耗以及提高生產效率提供重要的手段，并為現(xiàn)代生產和現(xiàn)代生活帶來為深遠的影響。12高頻開關電源的發(fā)展情況121開關電源的發(fā)展情況目前我國通信、信息、家電和國防等領域的電源普遍采用高頻開關電源，相控電源將逐漸被淘汰。國內開關電源技術的發(fā)展，基本上起源于20世紀70年代末和80年代初。當時引進的開關電源技術，在高等院校和一些科研院所停留在實驗開發(fā)和教學階段。20世紀80年代中期開關電源產品開始推廣和應用。20世紀80年代開關電源的特點是采用20KHZ脈寬調制（PWM）技術，效率可達6570。經(jīng)過20多年的不斷發(fā)展，開關電源技術有了重大進步和突破。新型功率器件的開發(fā)促進了開關電源的高頻化，功率MOSFET和IGBT可使小型開關電源的工作頻率達到400KHZAC/DC或1MHZDC/DC軟開關技術使高頻開關電源的實現(xiàn)有了可能，它不僅可以減少電源的體積和重量，而且提高了電源的效率（國產6KW通信開關電源采用軟開關技術，效率可達93）；控制技術的發(fā)展以及專用控制芯片的生產，不僅使電源電路大幅度簡化，而且使開關電源的動態(tài)性能和可靠性大大提高；有源功率因數(shù)校正技術（APFC）的開發(fā)，提高了AC/DC開關電源的功率因數(shù)，既治理了電網(wǎng)的諧波污染，又提高了開關電源的整體效率。122高頻開關電源的主要新技術標志新型磁性材料和新型變壓器的開發(fā)、新型電容器和EMI濾波器技術的進步以及專用集成控制芯片的研制成功，使開關電源實現(xiàn)了小型化，并提高了EMC性能。微處理器監(jiān)控技術的應用，提高了電源的可靠性，也適應了市場對其智能化的要求。新型半導體器件的發(fā)展是開關電源技術進步的龍頭。目前正在研究高性能的碳化硅半導體器件，一旦開發(fā)成功，對電源技術的影響將是革命性的。此外，平面變壓器、壓電變壓器及新型電容器等元器件的發(fā)展，也將對電源技術的發(fā)展起到重要作用。另外，集成化是開關電源的一個重要發(fā)展方向。通過控制電路的集成、驅動電路的集成以及保護電路的集成，最后達到整機的集成化生產。集成化和模塊化減少了外部連線和焊接，提高了設備的可靠性，縮小了電源的體積，減輕了重量?？傊仡欓_關電源技術的發(fā)展過程，可以看到，高效率、小型化、集成化、智能化以及高可靠性是大勢所趨，也是今后的發(fā)展方向，因此高頻開關電源的發(fā)展很具研究意義在開關電源領域，我國的民族產業(yè)在國內一直占有舉足輕重的地位。在開關電源應用的起步階段，很多生產廠家采取的都是小作坊的生產模式。經(jīng)過20余年的不懈努力，逐步向大規(guī)模生產轉化，產品也從單一品種走向系列化。現(xiàn)在，我國已形成一批上億元甚至10億元以上產值的電源企業(yè)，有些產品已進入國際市場。這是我國開關電源技術不斷成熟的表現(xiàn)。從技術上看，幾十年來推動開關電源性能和技術水平不斷提高的主要標志如下所述新型高頻功率半導體器件的開發(fā)使實現(xiàn)開關電源高頻化有了可能，功率MOSFET和IGBT已完全可以取代功率晶體管和晶閘管，從而使中小型開關電源工作頻率可以達到400KHZACDC和1MHZDCDC的水平。超快恢復功率極管，MOSFET同步整流技術的開發(fā)也使高效低電壓輸出例如3V開關電源的研制有了可能?，F(xiàn)在正在探索研制耐高溫的高性能炭化硅功率半導體器件。軟開關技術使高頻率開關變換器的實現(xiàn)有了可能，PWM開關電源按硬開關模式工作開/關過程中電壓下降/上升和電流上升/下降波形有交疊，因而開關損耗大。開關電源高頻化可以縮減體積重量，但開關損耗卻更大了功率與頻率成正比。為此必須研究開關電壓/電流波形不交疊的技術，即所謂零電壓開關ZVS/零電流開關ZCS技術，或稱軟開關技術。小功率軟開關電源效率可以提高到8085。70年代諧振開關電源奠定了軟開關技術的基礎，以后新的軟開關技術不斷涌現(xiàn)，如準諧振80年代中，全橋ZVSPWM、恒頻ZVSPWM/ZCSPWM80年代末、ZVSPWM有源鉗位；ZVTPWM/ZVCTPWM90年代初；全橋移相ZVZCSPWM90年代中等，我國己將最新軟開關技術應用于6KW通信電源中，效率達93。例如電流型控制及多環(huán)控制，電荷控制，一周期控制，功率因數(shù)控制，DSP控制及相應專用集成控制芯片的研制成功等，使開關電源動態(tài)性能有很大提高，電路也大幅度簡化。有源功率因數(shù)校正技術APFC開發(fā)，提高了ACDC開關電源功率因數(shù)。由于輸入端有整流電容組件，ACDC開關電源及一大類整流電源供電的電子設備如逆變器，UPS等的電網(wǎng)側功率因數(shù)僅為065。80年代用APFC技術后可以提高到095099。既治理了電網(wǎng)的諧波“污染”，又提高了開關電源的整體效率。磁性組件新型材料和新型變壓器的開發(fā)，例如集成磁路，平面型磁心，超薄型LOWPROFILE變壓器。新型變壓器如壓電式，無磁心印制電路PCB變壓器等，使開關電源的尺寸重量都可減少許多。新型電容器和EMI濾波器技木的進步，使開關電源小型化并提高了EMC性能。微處理器監(jiān)控和開關電源系統(tǒng)內部通信技術的應用，提高了電源系統(tǒng)的可靠性。90年代末又提出了新型開關電源的研制開發(fā)，這也是新世紀開關電源的遠景。如用一級ACDC開關變換器實現(xiàn)穩(wěn)壓或穩(wěn)流，并具有功率因數(shù)校正功能，稱為單管單級SINGLESWITCHSINGLESTAGE或4S高功率因數(shù)ACDC開關變換器；輸出1V,50A的低電壓大電流DCDC變換器，又稱電壓調節(jié)模塊VRM，以適應下一代超快速微處理器供電的需求。13主要研究內容開關電源是通過電路控制開關管進行高速的導通和截止，將直流電轉化為高頻率的交流電提供給變壓器進行變壓，從而產生一組或幾組電壓。它主要由主電路和控制電路構成，主電路包括DCDC變化器，輸出濾波等電路模塊；控制電路包括取樣電路，控制電路，緩沖電路等。其中DCDC變換器是關鍵環(huán)節(jié)，變化器是把直流電壓變換成高頻交流電壓，并且起到將輸入輸出隔離的目的。輸出濾波器將交流高頻電壓整流濾波得到直流電壓，同時還防止高頻噪聲對負載的干擾?？刂齐娐穭t用取樣電路進行取樣，并且將其基礎電壓進行比較，調制脈沖寬度，從而保持輸出電壓穩(wěn)定。本設計技術參數(shù)如下輸入為3672V直流，輸出電壓為5V直流，紋波不大于50MV，額定功率為15W，轉換效率90典型值。本論文主要分為5個章節(jié)第一章是緒論部分，主要對本課題研究的背景和意義進行一些闡述，分析了目前小功率開關電源的研究現(xiàn)狀。第二章主要是針對開關電源主電路拓撲圖的種類和部分原件參數(shù)的選擇，在分析了正激電路，反激電路和推挽電路的工作原理的基礎上，進一步分析了各種拓撲圖的特點和局限性，根據(jù)設計要求選擇了合適的主電路拓撲圖。同時對部分硬件進行選型和計算，主要包括變壓器的設計和參數(shù)的計算，濾波電容器的選擇和計算，儲能電感的計算。第三章是控制方案的比較和選擇，控制芯片的介紹和選擇，以及控制芯片的外圍電路的設計。第四章是針對第二章和第三章選取的電路圖以及各個元件進行搭建仿真圖，并且進行仿真，根據(jù)的得到的波形適當?shù)男薷牟糠謪?shù)，使之達到目標要求，并且對各個仿真圖進行對比分析。第五章是結論，對整個畢業(yè)設計進行總結。第2章主電路方案設計及參數(shù)計算21隔離式高頻開關電源系統(tǒng)設計隔離式開關電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等等。在設計電源時，設計者采取那種變換器電路形式，主要根據(jù)成本、要達到的性能指標等因素來決定。各種形式的電源電路的基本功能塊是相同的，只是完成這些功能的技術手段有所不同。隔離式高頻開關電源電路的共同特點就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組約脈沖電壓整流濾波而來。開關電源的基本功能方框如圖21所示。在圖21中，交流線路電壓無論是來自電網(wǎng)的，還是經(jīng)過變壓器降壓的首先要經(jīng)過整流、濾波電路變成含有一定脈動電壓成分的直流電壓，然后進入高頻變換部分。高頻變換部分的核心是有一個高頻功率開關組件，比如開關晶體管、場效應管MOSFET等組件，圖21隔離式開關電源的方框圖高頻變換部分產生高頻20KHZ以上高壓方波，所得到的高壓方波送給高頻隔離降壓變壓器的初級，在變壓器的次級感應出的電壓被整流、濾波后就產生了低壓直流。為了調節(jié)輸出電壓，使得在輸入交流和輸出負載發(fā)生變化時，輸出電壓能保持穩(wěn)定，在這里采用一個叫做脈沖寬度調制器FWM的電路，通過對輸出電壓采樣，并把采樣的結果反饋給控制電路，控制電路把它與基準電壓進行比較，根據(jù)比較結果來控制高頻功率開關組件的開關時間比例占空比，達到調整輸出電壓的目的，在方波的上升沿和下降沿。有很多高次諧波，如果這些高次TB波反饋到輸入交流線，就會對其它電子設備產生干擾。因此，在交流輸入端必須要設置無線頻率干擾RFI濾波器，把高頻干擾減少到可接收的范圍。開關電源電路的典型結構主要包括功率變換電路、濾波電路以及取樣電路等模塊構成。其中功率變換電路是開關電源的核心部分，針對不同的直流電壓功率變換電路有很多種拓撲結構，如反激電路，正激電路，推挽電路等。交流輸入PWM控制電路整流濾波高頻開關元件高頻變壓器輸出整流直流輸出22主電路拓撲結構選型221反激電路單端反激電源電路如圖22所示。變壓器PT既是一個變壓器又是一個線性電感，T飽和導通的時候其等效阻抗近似為零。如果外加電壓UI恒定，流過繞組N的電流I線性增長，由于繞組N和N是反極性的，二極管D截止，副邊沒有電流，導通期間的能量儲存在初級電感里；當開關管截止時，副邊繞組感應電勢使二極管導通，通過輸出電容和負載釋放磁場能量。根據(jù)副邊繞組放電時間的不同，單端反激電源分為三種工作模式不連續(xù)工作模式（DCM）、臨界工作模式和連續(xù)工作模式（CCM）。單端反激電路的物理量有以下關系。DCUIPWMPTN1N2L1L2I1I2IOCOR1UO圖22反激電路原理圖開關管T導通期間，流過繞組N1的電流I1及磁通均線性增長，設N1的電感量為L1，則流過N的電流I1增量為21DTLUIIONI11式中T為開關周期；D為占空比。磁通的增量為22TNIONI11在開關管T截止期間，流過繞組N2的電流I2及其磁通均線性減小，設N2的電感為L2，電流線性減小的時間是T，則流過N2的電流I2減量為23TUIOL磁通減少量為24TNO2在一個周期內磁通的增量等于磁通的減少量，。在開關管截止期間，N1上感應電壓與電源電壓UI一起加在開關管T的CE結上，開關管承受電壓為2521OICEUN如果電流連續(xù)（含臨界工作模式），輸出電壓的表達式為TDTOF26I1227TL2INLUII1O11IOMAX1I）（如果電流不連續(xù)（亦含臨界工作模式），T導通的起始電流為0，則，ON1MAXUII）（假設電路沒有損耗，轉換效率，輸入功率PI應該與輸出功率PO相等，設輸出負載電阻為RL。則有28L2O1N2IORUT而從可以得到不連續(xù)工作模式和臨界工作模式輸出電壓的表達式為2921LONIO從上式可以看出，在不連續(xù)工作模式和臨界工作模式工作時，輸出電壓與輸入電壓和導通時間成正比；與負載電阻的平方根成正比，負載電阻越大，輸出電壓越高，因此這種負載的變壓器不能開路，只適應在恒定負載或負載變動不大的場合運行。單端反激電源的變壓器是按電感的方法設計的，為了保證磁通復位和磁芯不飽和，一般在磁芯開有氣隙，磁通能量是儲存在氣隙中的。當初級電感大于臨界電感時，電源工作在連續(xù)模式（CCM），當初級電感小于臨界電感時，電源工作在不連續(xù)模式（DCM）。臨界電感的設計可以按照上述公式計算。222正激電路當BUCK電路的開關管TR與續(xù)流二極管D之間加入變壓器隔離器T1便得到圖23所示的單端正激變換器主回路電路圖。DCD2D3LCROIOVOVSP1TRP2N1T1IP圖23正激電路原理圖由于正激式變換器的隔離元件T1是個典型變壓器，因此在變壓器副邊電路中必有一個整流二極管D2和一個續(xù)流二極管D3，同時也要注意到變壓器原邊和副邊線圈的同名端有相同的相位。由于是正激工作方式，在兩只二極管后要加一個電感器L作為能量的儲藏及傳遞元件。一般電感量大些，使得IP較小。變壓器T1的并繞一個繞組P2與二極管D1串聯(lián)后接至VS，這個繞組主要起去磁復位的作用，同時把漏感存儲的能量回傳給電源。單端正激變換器中的高頻變壓器，其磁通只工作在磁滯回線的第一象限，應遵循磁通復位的原則。但其變壓器不像單端反激變換器的變壓器那樣有儲能作用，因此單端正激變換器的變壓器的設計方法與反激式有很大差異。223推挽電路推挽式變換電路屬于雙端式變化電路。其高頻變壓器工作于磁滯回線兩側，是一種設計簡單、工作合理的線路，適用范圍比較廣。其典型電路如圖24所示。開關晶體管VT1，VT2由基極驅動電路激勵交替導通和截止，輸入直流電壓UI變換成高頻方波交流電壓，VT1導通時，UI通過VT1加到變壓器T1的初級繞組N1上。由于變壓器的作用，因此截止的晶體管VT2將施加于2倍的輸入電壓，即2UI。當基極激勵消失時，VT1，VT2管均截止，其集電極施加的電壓均為輸入電壓UI。下半個周期，VT2導通，VT1截止，VT1施加2倍的輸入電壓，接著又是兩管截止，下一個周期重新開始。推挽式電路的主要缺點是開關晶體管的耐壓要達到2倍的輸入電源。電壓的峰值，以本論文設計輸入要求72V為例，穩(wěn)態(tài)截止電壓的最大值為144V，加上動態(tài)過程中的尖峰電壓，開關晶體管必須要承受170V以上的電壓。DCVT2VT1T1N1N1N2N2VDVDLCUO圖24推挽電路原理圖23主電路選擇反激式開關電源的優(yōu)點是電路比較簡單，體積比較小。反激式開關電源輸出電壓受占空比的調制幅度，相對于正激式開關電源來要高很多。反激式開關電源多用于功率較小的場合或是多路輸出的場合。反激式開關電源不需要加磁復位繞組。在反激式開關電源中，電壓器既具有儲能的功能，有具有變壓和隔離的功能。但是反激式開關電源的電壓和電流的輸出特性要比正激式開關電源的差，反激式開關電源的瞬態(tài)控制特性相對來說比較差，反激式開關電源變壓器初級和次級線圈的漏感都比較大，開關電源變壓器的工作效率低。推挽式開關電源輸出電流瞬態(tài)響應速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源。推挽式開關電源的電壓特性很好，且推挽式開關電源不會像半橋、全橋式開關電源那樣出現(xiàn)兩個控制開關同時串通的可能性。但是推挽式開關電源的兩個開關器件需要很高的耐壓值。推挽式開關電源的主要缺點是兩個開關器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，并需要一個儲能濾波電感，因此，推挽式開關電源不宜用于要求負載電壓變化范圍太大的場合，特別是負載很輕或是經(jīng)常開路的場合。推挽式轉換器可以看作兩個正激式轉換器的組合，在一個開關周期內，這兩的正激式轉換器交替的工作。若兩個正激式變換器不完全對稱或平衡時，就會出現(xiàn)直流偏磁的現(xiàn)象，經(jīng)過幾個周期累計的偏磁，會使磁芯進入飽和狀態(tài)，并導致高頻變壓器的勵磁電流過大，甚至損壞開關管。正激式變壓器開關電源輸出電壓的瞬態(tài)控制特性相對來說比較好。正激式變壓器開關電源負載能力相對來說比較強。正激式變壓器開關電源的電壓和電流輸出特性要比反激式變壓器開關電源好很多。雙管正激式轉換器可以應用于較高電壓輸入，較大功率輸出的場合。正激式開關電源比反激式變壓器開關電源多用一個大儲能濾波電感，以及一個續(xù)流二極管。正激式開關電源的體積比較大。正激式開關電源的變壓器初級線圈產生的反電動勢電壓要比反激式變壓器開關電源產生的反電動勢電壓高。由于本文要設計的開關電源要求輸出特性盡量硬，響應盡可能快，因此不能選擇反激式電路作為主電路拓撲。而由于推挽電路不能讓輸出開路，因此推挽電路也不太適合本設計要求，單端正激開關電源雖然體積較大，但基本滿足設計要求，因此，主電路拓撲選擇為單端正激電路。24變壓器的設計與脈沖變壓器相同，單端變換器的變壓器設計必須滿足兩個條件，一是服從電磁感應定律，二是在開關管導通期間確保磁芯不會飽和。下面給出計算公式原邊繞組匝數(shù)為210881010ONPEEMREEDNABFB式中E為原邊繞組輸入電壓值，D為脈沖占空比，AE是鐵芯截面積（CM2），BM是最大磁感應強度（G），BR是剩余磁感應強度（G）。為了確保在開關管導通期間鐵芯不發(fā)生飽和，磁場強度H應當滿足211MAXI04PCNHL其中，H是磁場強度，LC是鐵芯平均磁路長度（CM），IM是磁化電流（A），LPMIPONVTL是原邊繞組勵磁電感。設計中的頻率為300KHZ21231030SFTT周期，0F基本頻率最大開關時間確定213MAXAXTON正向時最大占空比為04045，現(xiàn)在確定最大占空比04221441203MAXSSTON二次電壓輸出計算2V215ONFTV102扼流線圈壓降，為二極管正向壓降1VF最低二次電壓216MAX1AX0MIN2ONFTVV217V20IMAX50F218613415IN2V輸入直流電壓的最小值為按輸入電路計算求得的值。1VMIN在該設計例中，設，則736037821936MIN12VN一次線圈的圈數(shù)和最大工作磁通密度的關系可用下式表示。1B線圈2204AXIN10STMOS為磁芯有效面積2M選擇磁芯為EI28,則由表31得出這時的有效截面積為殘留磁通隨磁芯溫285M度和工作頻率發(fā)生變化，當磁芯溫度為100C，工作頻率300KHZ的約減少1000高斯而為高斯。20MB表31變壓器磁芯常用型號根據(jù)上式，二次線圈的圈數(shù)是2N221圈2108546314MAXINSBTVO一次線圈的圈數(shù)則是222圈629153780N圈數(shù)計算中，如出現(xiàn)尾數(shù)時，進位處理。確定時，二次線圈所需電壓一定要充分，因此要進行圈圈，6221NMIN2V的修正計算，根據(jù)前面已表示的關系式AXTONM22341613502MAX21AMAXVTTFONON2244AAON25濾波電路參數(shù)的計算大多數(shù)開關電源輸出都是直流電壓，因此，一般開關電源的輸出電路都帶有整流濾波電路。下面給出正激式電路濾波電容和電感的計算公式；225TI2U4LOIO226PC式中IO為流過負載的電流（平均電流），當D05時，其大小正好等于流過儲能電感L最大電流ILM的二分之一；T為開關電源的工作周期，T正好等于2倍控制開關的接通時間TON；UPP為輸出電壓的波紋電壓，波紋電壓UPP一般取峰峰值，所以波紋電壓等于電容器充電或放電時的電壓增量，即UPP2UC。同理，上兩個公式的計算結果，只給出了計算正激式變壓器開關電源儲能濾波電感L和濾波電容C的中間值，或平均值，對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數(shù)。代入本方案中的數(shù)值，計算出，注意，此處計算值為理論最小值，F(xiàn)0CH381L實際設計中要適當放大。第3章控制電路的設計31開關電源的幾種主要控制方式開關電源的主要控制方式是PWM。其中電壓控制模式（VOLTAGEMODECONTROL）和峰值電流控制模式（PEAKCURRENTMODECONTROLPWM）被廣泛使用。（1）PWM電壓控制模式電壓控制模式的原理如圖31所示，它只有一個電壓反饋環(huán)，誤差放大器的輸出與恒定頻率的三角波相比較，通過脈沖寬度調制，得到要求的輸出電壓。單一回饋的電壓環(huán)使設計和調試比較容易；但是，當輸入電壓或負載突變時，要經(jīng)過主電路的輸出電容和電感L延時，以及電壓誤差放大器的延時，在傳至PWM比較器調制脈寬，使輸出電壓變化，這幾個延時是電壓控制模式瞬時響應慢的主要因素。改善電壓控制模式瞬態(tài)響應慢的一種有效方法是采用電壓前饋模式控制PWM技術，原理如圖32所示。圖31電壓模式控制原理圖圖32電壓前饋模式控制原理圖輸入電壓對電容，電阻（RFF，CFF）充電產生斜坡可變化的鋸齒波，取代傳統(tǒng)模式的固定的鋸齒波。當輸入電壓增高，充電電流增大，鋸齒波斜坡立刻變陡，脈沖寬度變窄，不需要等待輸出電壓變化以后再通過反饋調整，輸出電壓變化引起的瞬態(tài)響應速度明顯提高。（2）PWM峰值電流控制模式峰值電流控制模式簡稱為電流控制模式。主要用于能出現(xiàn)電流峰值的電路，電流控制模式原理如圖33所示。圖33電流模式控制原理圖電流控制模式是一種固定時鐘開啟，峰值電流關斷的控制方法。PWM脈沖的開通時刻有振蕩器脈沖決定，關斷時刻由誤差電壓放大器輸出UE與代表電流峰值的信號US比較決定。峰值電流控制模式是雙環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)的輸出控制電流內環(huán)，電流內環(huán)檢測瞬時快速，它是采用逐個脈沖檢測工作的，因此，峰值電流控制模式比電壓控制模式瞬態(tài)響應速度快，而且可以限制電路的峰值電流。32DPA426芯片工作原理DPA426芯片的內部結構圖如圖34所示，DPA426的控制端具有較低的輸入阻抗，并且能夠接收一個合成的控制電壓或一個反饋控制電流。在正常工作期間，芯片內部連接于控制端的一個并聯(lián)穩(wěn)壓器便可將來自于輸出負載電流中的反饋信號分離出來。為了控制包括柵極驅動器在內的所有電路，控制端的電壓被設置成電源電壓VC。通過外部電路就近連接控制端與S端之間的一個電容，可使芯片構成一個反饋控制補償環(huán)，不但可為柵極驅動器提供所需的驅動電流，而且還可以設置芯片的自動重新啟動周期時間。在啟動期間，當輸入的直流電源電壓被施加到D端時，芯片內部的MOSFET功率開關就會關閉，控制端外接的電容就會通過集成在芯片內部的D端與控制端之間的一個高壓電流源開始充電。當控制端的電壓VC被充到大約為58V時，控制電路就會被激活，軟啟動電路也開始工作。而軟啟動電路工作后，就會在大約5MS的時間內將芯片內部的MOSFET功率開關的占空比從零逐漸增大到最大值。當軟啟動電路的工作結束后，芯片內部的高壓電流源也會隨之被關閉。如果無外部反饋電流或電源電流饋入到控制端，該端就會通過控制電路放電，從而使電源電流或MOSFET功率開關柵極驅動器的電流下降。如果電源設計得較為合理時，也就是不存在像開環(huán)或輸出過壓等諸如此類的故障時，或者當控制端的電壓被釋放到48V的欠壓封鎖門限電壓以下時，反饋環(huán)路就會閉合，外部便可為控制端提供電流。當外部電路為控制端所饋入的充電電流將該端的電壓充電到內部穩(wěn)壓器所提供的58V時，補償端所提供的電流就會通過電阻RE分流給S端，流過電阻RE的電流將會控制芯片內部MOSFET功率開關的占空比，從而提供閉環(huán)穩(wěn)壓作用。當使用初級反饋電路結構時，芯片內部的穩(wěn)壓器具有一個較低的輸出阻抗，并且輸出阻抗還可以通過改變內部誤差放大器的增益來設置?？刂贫说膭討B(tài)阻抗與外接電容聯(lián)合起來便可設置控制環(huán)的最佳極性。當像開環(huán)或輸出過載等諸如此類的故障發(fā)生而阻擋了外部電流進入控制端時，該端的電容就會放電，將其電壓放到48V。這時，自動復位啟動電路就會將輸出端的MOSFET功率開關關閉，并且還可將控制電路的電流降低到較小的正常工作模式，內部的高壓電流源就會導通，圖34DPA426內部結構圖該端的外接電容也會再次充電。芯片內部一個具有延遲功能的欠壓比較器就會將VC保持在可使高壓電流源導通的48V與關閉的58V之間，如圖35所示。具有8分頻器的重新啟動電路就會使輸出端的MOSFET功率開關在8倍的充/放電周期時間之后再次導通，這樣一來就可以使輸出端的MOSFET功率開關在1/8的時間內達到滿計數(shù)。因此就有效地限制了DPA423DPA426系列芯片的功率損耗，并且把電源輸出的功率通過將自動重啟動周期減小到4的方式，使其達到最大。另外，當反饋環(huán)路閉合之后，而輸出電壓還沒有穩(wěn)定之前自動重啟動模式將會連續(xù)運行。控制端的電流與占空比之間的關系曲線如圖36所示。芯片內部的振蕩器在兩個電壓之間為其內部的一個電容進行線性充/放電，從而為脈寬調制器產生一個三角波。振蕩器在每一個周期開始時不但能夠設置脈寬調制器的門限，而且還能夠設置限流門限。由于芯片內部的振蕩器的振蕩頻率高達400KHZ，因此不但能夠使用最小體積的變壓器，而且具有較快的功率環(huán)響應速度。當DPA423DPA426系列芯片的控制端C。圖35各工作過程典型波形（1）上電（2）正常工作（3）自動重啟動（4）關機圖36控制端的電流和占空比之間的關系一旦出現(xiàn)短路時，其開關工作頻率選擇端F就會將振蕩頻率降低到300KHZ，這樣一來就可使某些應用更趨合理，如次級具有同步整流電路的這些應用。無論如何，只要該系列芯片的開關工作頻率選擇端F連接到其輸出端，即MOSFET高壓功率開關源極引出端S時，芯片內部的振蕩器的工作頻率就被設置為默認的400KHZ；當連接到控制端C時，其工作頻率就被設置為300KHZ。在任何應用電路中，開關工作頻率選擇端均不能懸空使用，如圖37和38所示。圖37300KHZ工作頻率設置電路圖38400KHZ工作頻率設置電路33驅動電路的設計由上一節(jié)的介紹可知DPA426芯片相當于一個300KHZ（當選用300KHZ頻率工作時），并且可以根據(jù)取樣電流變化而改變占空比的PWM波發(fā)生器，相當于圖32電壓前饋模式原理圖中的振蕩器，鎖存器，放大器，開關管，以及PWM比較器等原件的總和，即只需要一個取樣電流輸入DPA426的C端，就能夠得到一個占空比可控的PWM控制波形來控制開關管的開通與關斷。如果輸入電壓變大，那么取樣電路輸入C端的電流也就越大，PWM波占空比越低（線性范圍內），從而形成一個負反饋，使得輸出基本穩(wěn)定。由此可以設計出驅動電路如圖39所示圖39驅動電路第4章系統(tǒng)建模和仿真本章主要是利用SIMULINK仿真工具對雙向DCDC變換器進行建模與仿真。首先對仿真工具MATLAB/SIMULINK進行了簡單的介紹，對整個系統(tǒng)模塊化，針對每個功能模塊進行建模與仿真，包括移相PWM信號發(fā)生器部分、主電路部分、閉環(huán)控制部分的建模，然后是對整個系統(tǒng)模型進行仿真。41MATLAB/SIMULINK簡介MATLABMATRIXLABORATORY，即矩陣實驗室，是在1980年由美國的CLEVEMOLER博士建立的。MATLAB早期用于數(shù)值計算及控制系統(tǒng)的仿真和分析，經(jīng)過多年不斷地擴展，目前涉及通信、信號處理、電氣工程、人工智能等諸多領域，已經(jīng)成為風靡全球的科學計算軟件。SIMULINK是MATLAB下的一個分支產品，主要是用來實現(xiàn)對工程問題的模型化及動態(tài)仿真。MATLAB仿真編程是在文本窗口中進行的，編制的程序是一行行的命令和MATLAB函數(shù)，而在SIMULINK仿真環(huán)境中，由于它與用戶交互接口是基于WINDOWS的模塊化圖形輸入，所以用戶可以通過單擊拖動鼠標的方式繪制和組織系統(tǒng)，并完成對系統(tǒng)的仿真。SIMULINK體現(xiàn)了模塊化設計和系統(tǒng)級仿真的思想，采用模塊組合的方法使用戶能夠快速、準確地創(chuàng)建動態(tài)系統(tǒng)的計算機模型，使得建模仿真如同搭積木一樣簡單。SIMULINK現(xiàn)已成為仿真領域首選的計算機環(huán)境。在SIMULINK仿真環(huán)境中，系統(tǒng)的各元件的模型都用框圖來表示，框圖之間的連線則表示了信號流動的方向。對用戶來說，只需要知道這些功能模塊的輸入、輸出、功能模塊的功能以及圖形界面的使用方法，就可以方便地使用鼠標和鍵盤進行系統(tǒng)仿真，而不必通過復雜的編程語言完成系統(tǒng)的動態(tài)仿真，這無疑是很受歡迎的。SIMULINK中提供了非常豐富的模塊庫，包括了各種功能的模塊在電力電子仿真分析中，常用的模塊庫有SIMULINK、SIMPOWERSYSTEMS等，庫里面包含了大多數(shù)常用的電力電子元器件模塊。在電路建模時，只需要將庫中的模塊拖動放入新建的SIMULINK文件中，然后是模塊的連線，連好電路后修改參數(shù)設置在彈出的窗口進行仿真環(huán)境的設置，然后再點擊仿真平臺頁面工具欄中的運行圖標進行電路的仿真。42正激開關電源的建模與仿真首先新建一個模型文件，進入SIMULINK建模仿真平臺，然后在原件庫中選取合適的原件搭建出如圖41所示的仿真圖所示的。此仿真模塊主要有電源模塊，反饋模塊，正激電路模塊組成。圖41搭建的仿真原理圖43參數(shù)的設置為了能夠很好的觀察仿真電路輸出的各種波形，又為了使計算機仿真時間不至于太長，綜合考慮下確定仿真時間為02S。由于要求的電壓范圍為3672V直流，而SIMULINK元件庫里面的直流電源均為固定輸出的直流電源，因此選取一個直流電源和一個交流電源串聯(lián)。直流電源電壓設置為54V，交流電源電壓設置為18V，頻率設置為5HZ，保證在02S的仿真時間之內能完成一個周期。這樣就可以得到一個在3672V的直流電源。輸出波形如圖42所示。反饋環(huán)給定值給定為5V，濾波電容值和儲能電感值有本文第三章給出公式計算出。F0CH381L由于本方案采用閉環(huán)控制，閉環(huán)控制電路建模過程中主要用到PID調節(jié)器模塊或PI調節(jié)器模塊。閉環(huán)控制電路建模的重點和難點是整定PID調節(jié)器和參數(shù)，包括比例系數(shù)、積分系數(shù)和微分系數(shù)。PID控制器參數(shù)整定的方法很多，概括起來有兩大類理論計算整定法和工程整定方法。其中理論計算整定法要求獲得對象的特性參數(shù)，建立對象的數(shù)學模型，通過計算方法求得控制器參數(shù),計算非常復雜和繁瑣，在工程實際中很少使用，僅用于理論分析。工程整定方法避開對象的數(shù)學描述，其方法簡單，計算方便，容易掌握。本文采用工程整定方法，進行PID的手動調節(jié)首先整定比例部分。將比例參數(shù)由小變大，并觀察相應的系統(tǒng)響應，直至得到反應快、超調小的響應曲線。如果在比例調節(jié)的基礎上系統(tǒng)的靜差不能滿足設計要求，則必須加入積分環(huán)節(jié)。在整定時先將積分時間設定到圖42輸入電壓波形一個比較大的值，然后將已經(jīng)調節(jié)好的比例系數(shù)略為縮小，然后減小積分時間，使得系統(tǒng)在保持良好動態(tài)性能的情況下，靜差得到消除。在此過程中，可根據(jù)系統(tǒng)的響應曲線的好壞反復改變比例系數(shù)和積分時間，以期得到滿意的控制過程和整定參數(shù)。如果在上述調整過程中對系統(tǒng)的動態(tài)過程反復調整還不能得到滿意的結果，則可以加入微分環(huán)節(jié)。首先把微分時間D設置為0，在上述基礎上逐漸增加微分時間，同時相應的改變比例系數(shù)和積分時間，逐步湊試，直至得到滿意的調節(jié)效果。44仿真和校正圖43原始波形根據(jù)上節(jié)數(shù)據(jù)代入圖41中，PI調節(jié)器先只要P調節(jié)，取P1，進行仿真，得到輸出電壓的波形如圖43。根據(jù)圖43看出，由計算值代入得到的波形很差，完全不符合要求，由該圖可以看出紋波極大，需要極大上調電容參數(shù)，將電容值擴大10倍；而儲能電感越大，輸出就越平滑，則也需要適當增大電感的值，將電感值增至，而由于仿真圖中有很多突變H10L的部分，因此可認定快速性不好，P值適當增大到100，得到仿真圖如圖44。圖44初次調整后的波形根據(jù)圖44的波形，可以看出經(jīng)過調整后的波形比最開始的波形要好的多，但是仍然不符合要求。紋波依然過大，需要繼續(xù)增大濾波電容值，將電容值擴大16倍至，F(xiàn)80C得到波形如圖45所示。其中（A）圖為原始比例圖，（B）圖為放大圖。（A）（B）圖45第二次調整后的輸出波形根據(jù)圖45的輸出波形，可以基本認定紋波符合了要求，但是電路的快速性仍然不好，將P值調節(jié)到1000，可以得到仿真波形如圖46圖46調節(jié)完參數(shù)后的最終波形由圖46可以看出，該反饋已經(jīng)能夠達到目標要求，系統(tǒng)無靜差，無需添加積分調節(jié)器來消除誤差，因此調節(jié)器確定為P調節(jié)器，參數(shù)為P100045仿真結果的分析和結論這一章的主要內容是對正激開關電源的閉環(huán)下的仿真，通過對一系列仿真結果的分析，可以加深對整個系統(tǒng)電路的工作原理的認識。通過44節(jié)的幾個仿真圖可以看出，電容越大，紋波越小；P值越大，快速性越好；儲能電感也是越大越好。同時通過對仿真圖46的分析，本仿真電路的輸出電壓范圍為499V503V，滿足輸出電壓紋波50MV的設計要求，由圖42可以認定電路的輸入滿足設計要求，綜上，可以認定本設計滿足設計要求。第5章全文總結與展望這次畢業(yè)設計，我所設計完成是小功率穩(wěn)壓電源的設計，使用的是DPA426芯片。而DPA426是我們以前沒有接觸和學習過的芯片，所以我們先通過各種可用的途徑查找關于DPA426的功能