第1章系統(tǒng)硬件設計11總體方案系統(tǒng)硬件的基本任務是將被測物體的運動信息轉換成可被處理的電信號，并完成信號預處理操作，最終目的是得到運動信息準確的數(shù)字描述形式，為測量算法提供輸入數(shù)據(jù)源。以外，作為一個完整的模塊，還應該包括一些通信、控制接口，以便控制整個系統(tǒng)的工作。從整個系統(tǒng)的硬件結構如圖31所示，其中包括加速度傳感器及溫度補償電路，模擬信號調理電路，數(shù)據(jù)采集、數(shù)據(jù)處理電路，通信接口和供電電源。傳感器溫度補償信號放大抗混疊濾波AD輸入緩沖多通道同步采樣ADDSP數(shù)據(jù)處理SCI/SPI通信接口電源調理部分傳感器信號處理部分數(shù)據(jù)采集圖31無陀螺慣性測量硬件框圖FIGURE31THEGFIMUHARDWAREARCHITECTURE信號工作流程是初始信號由前端十二個加速度傳感器提供，傳感器輸出信號經(jīng)調理電路放大濾波后進入多通道同步ADC轉換成數(shù)字量，再由內嵌于數(shù)字信號處理器（DIGITALSIGNALPROCESSOR，DSP）中的導航算法處理得到相關導航參數(shù)，計算結果將由SPI（SERIALPERIPHERALINTERFACE）或SCI（SERIALCOMMUNICATIONINTERFACE）輸出供導航用。系統(tǒng)核心部件DSP采用的是美國TI（TEXASINSTRUMENTS）公司生產(chǎn)的高速32位定點數(shù)字信號處理器TMS320F2812，是目前最佳的測控應用定點DSP芯片。12傳感器補償電路121傳感器選型微加速度計是以MEMS（MICROELECTRONMECHANICALSYSTEMS）微機電系統(tǒng)技術為基礎的一種新型傳感器，這種傳感器具有體積小、抗沖擊、可靠性高、壽命長以及成本低的優(yōu)點，文獻5559表明MEMS工藝制造的微加速度計在精度方面已能滿足戰(zhàn)略導彈的應用要求。根據(jù)工作原理的不同，MEMS微加速度計有很多種類，應用最廣最為常見的有電容式和壓阻式兩種。電容式微加速度計的靈敏度和精度高、穩(wěn)定性好、溫度漂移小、可以構成閉環(huán)回路實現(xiàn)較高的線性度，缺點是工作頻帶窄，受工藝的限制，在保證靈敏度的條件下傳感器體積難以做到很小，此外由于測量對象是微小的電容，因此電路中極小的寄生電容都會嚴重影響測量精度，這使得信號處理電路設計起來很困難，如果工藝上能夠得到改進，并將測量電路集成在傳感器內部，可以解決上述問題。壓阻式微加速度計具有頻率響應范圍寬，線性度好，輸出阻抗低的特點，它還可以測量靜態(tài)加速度，即0HZ的加速度，接口電路也非常簡單，缺點是溫度漂移系數(shù)大，需要進行溫度補償60。本系統(tǒng)中選用的是壓阻式微加速度計，這種加速度計的內部敏感單元由懸臂梁和檢驗質量塊組成，當感受到加速度時懸臂梁會產(chǎn)生一定的形變，根據(jù)半導體的壓阻效應，這種形變而變化會產(chǎn)生硅懸臂梁電阻的變化，通過檢測單元即可轉換成變化的電信號，從而得到隨加速度變化而變化的傳感器輸出信號。圖33是本系統(tǒng)選用的M3022型壓阻式硅加速度計的實物圖。該傳感器由圖33M3022型加速度傳感器實物圖FIGURE33REALOBJECTOFM3022ACCELEROMETER美國ICSENSOR公司生產(chǎn)，采用表貼封裝，內部結構由懸掛于硅架復合橫梁上的微小硅芯片組成，上下表面的硅帽提供了超量程保護能力。表31中為3022型壓阻式硅加速度計主要的技術指標。表31M3022型加速度傳感器主要參數(shù)TABLE31PRIMARYPARAMETERSOFM3022ACCELEROMETERMODEL參數(shù)單位最小值典型值最大值注釋量程G2500多種量程可選零位誤差MV50250非線性度0510橫向靈敏度1030零點溫度系數(shù)1020滿量程溫度系數(shù)量程1020這里的量程是指傳感器滿量程輸出電壓信號范圍，單位為V或MV電源電壓VDC50100輸出噪聲VPP10輸出負載電阻M5加速度過載G402000和量程有關重量G65122補償電路設計為提高測量精度，需要為傳感器提供補償電路以提高其輸出精度，補償電路的設計包括如下幾個方面的考慮611加速度計輸出的零位偏移補償；2壓阻式硅微加速度計輸出受溫度影響較大，需要溫度補償；3為傳感器提供高穩(wěn)定、高精度、低噪聲的恒定電源。壓阻式硅微加速度計內部電路可以等效成一個橋式電路，如圖34所示。輸入輸出關系式如下311324RUOUIAA理論上當傳感器在加速度為0時，這時電橋處于平衡狀態(tài)，輸出等于0。但工程中無法做到絕對相等，輸出并不為0，這就是零位偏移誤差，補償?shù)姆椒ê芎唵?，調節(jié)電橋橋臂電阻值使與盡量相等，比如當13A24R大于時，可增大或減小來減小零位偏移誤差。13RA244R圖34傳感器等效電阻電橋FIGURE34ACCELEROMETERSEQUIVALENTRESISTANCEBRIDGEM3022加速度計出廠時各橋臂電阻為固定值，無法調整，但可以通過在引腳間并接電阻或直接在引腳上串聯(lián)電阻的方法來改變、的電阻值。3R4當溫度發(fā)生變化時，各橋臂電阻也會發(fā)生變化，設電阻的溫度系數(shù)1分別為，相對于25OC變化的溫度為，公式31就呈現(xiàn)1T234TT出如下形式3213214231RUOUIRAAAA式中各橋臂電阻在25OC下的標準阻值14根據(jù)公式32可知，在輸入不變的情況下，由于發(fā)生了變化，UIR輸出也會變化，這就是由溫度變化引起的溫度漂移。分析上面的公式，若溫度系數(shù)，則溫度系數(shù)因子可以全部消去，公式32變成31，23T輸出將不受溫度的影響。對于M3022而言，內部的橋臂電阻是由同一硅基片蝕刻而成，其溫度系數(shù)可以匹配得很好，外部電路不需要也不能改變其溫度系數(shù)，但要注意，傳感器外部有用于零位補償?shù)碾娮瑁@些電阻的溫度系數(shù)選擇應盡量與傳感器內部電阻的溫度系數(shù)一致，才能保證最小的溫度漂移系數(shù)。溫度的另一個影響是通過改變懸臂梁應變電阻的壓阻系數(shù)改變傳感器的靈敏度。壓阻系數(shù)會隨溫度升高而減小，因此傳感器靈敏度也隨溫度升高變小，稱之為靈敏度溫度漂移。其補償方法是改變電橋的有效橋壓當溫度升高時靈敏度下降，對輸出的影響就是輸出電壓減小，而增加可以使輸出電壓增大，UI若調整得當，使增大的數(shù)值與靈敏度下降引起減小的數(shù)值相等，就可以達到靈敏度溫度補償?shù)哪康?。除溫度引起的誤差外，傳感器供電電源的誤差也會引起輸出誤差，這從I公式31可以看出來，的誤差將以一定的比例系數(shù)折合到輸出上。普通的電UI源無論是開關電源抑或是紋波系數(shù)較小的三端電源器件都無法提供足夠精度和穩(wěn)定性的電源，這里選擇由精密基準源做電源，因為基準源驅動能力較弱，應在送入傳感器前增加驅動電路。該電源方案具有很高的穩(wěn)定性和很小的噪聲，可以保證傳感器輸出信號的良好特性。圖35是傳感器補償電路原理圖，中間虛線內為加速度計，外圍是補償電路。、和是零位及溫度失調補償電阻，為不同基1RZB21ZTC2RTRSET準源電壓提供合適的電源放大倍數(shù)，設置電壓梯度補償由于溫度產(chǎn)生的靈STC敏度誤差，右側虛線框是放大電路，相關內容參見后續(xù)內容。圖35傳感器補償電路FIGURE35ACCELEROMETERCOMPENSATIONCIRCUIT13信號調理電路傳感器輸出信號是微弱的毫伏級信號，我們的目的是得到信號的數(shù)字描述形式，再通過數(shù)學運算解算出導航信息?，F(xiàn)有的ADC模數(shù)轉換器件ANALOGTODIGITALCONVERTER典型輸入范圍是05V，顯然直接將傳感器信號接入ADC是不合適的，因為這樣做既不能充分利用ADC的量程，也大大降低了信號信噪比。通常的做法是讓信號先經(jīng)調理電路預處理后，再送往后級電路使用。信號調理電路包括放大、濾波、ADC輸入緩沖和電源部分。131電源方案電源供電方案的選擇直接影響整個電路的設計，是調理電路設計的第一步。系統(tǒng)只有一個9V電源，由電池提供，因為電池電源具有很小的噪聲，可以直接作為調理電路的供電電源，這種單電源供電方案的優(yōu)點是幾乎不用考慮電源的設計，但要求調理電路的所有芯片都必須是單電源供電，單電源供電芯片的性能較同等級的雙電源供電芯片性能有所下降，且輸入輸出范圍比較小，為保證調理電路性能，應選擇精度較高、輸入輸出滿擺幅的芯片，因此在芯片選型上比較困難。還可以用9V變換出雙電源供電，這種方案簡化了調理電路芯片選型，不過由于調理電路功耗較大，精度要求較高，在9V變換出負電源時必須用PWM調制的開關電源，其高頻脈沖對地的沖擊很大，對電路精度的影響不可忽視，因此電源設計上很困難，復雜的電源設計以及大功率要求帶來的體積增大也不能夠忍受的，畢竟炮彈內部空間有限。綜合考慮以上兩種方案的利弊，系統(tǒng)決定采用第一種的單電源直接供電方案。132放大電路設計由331節(jié)的表31可知，傳感器電橋輸出為差分方式，在標準5V供電情況下，差分信號的共模電壓為25V，差模電壓范圍為50MV，傳感器驅動能力較弱，要求負載電阻大于5M；根據(jù)這些要求，用儀用運算放大器搭建放大電路顯然是最佳方案。這里選擇的是AD公司的AD623AR儀用運放，這是一款單電源、滿擺幅輸出、高精度、低成本儀用運算放大器，通過改進的三運放電路，電阻激光校準等技術使該款運算放大器具有很高的交直流共模抑制比，提高了其抑制噪聲能力，且具有很小的零漂；此外，它還是專門針對單電源電池供電方案而設計的，具備可貴的滿擺幅輸出能力，輸入雖不是滿擺幅，但其寬輸入范圍足以滿足傳感器輸出范圍的要求，其放大倍數(shù)通過一只外接電阻可調，AD623AR是同類產(chǎn)品中性價比很高的一款芯片，表32為其主要的性能參數(shù)62。用儀用運算放大器設計的放大電路如圖36所示。需要注意的是AD623驅動能力弱，后續(xù)電路作為其負載電路在設計時應考慮到這一點。表32儀用運算放大器AD623AR主要參數(shù)TABLE32PRIMARYPARAMETERSOFAD623ARINSTRUMENTAMPLIFIER參數(shù)單位最小值典型值最大值注釋電源V2712單電源供電模式輸入范圍V015759V供電輸出范圍V001859V供電，負載10K輸入電阻G2放大倍數(shù)G111000外部電阻調節(jié)90100G10共模抑制比CMRRDB105110G100帶寬KHZ10G100輸出漂移V2001000輸入漂移25200圖36放大電路原理圖FIGURE36SCHEMATICCIRCUITOFSIGNALAMPLIFICATION133濾波電路設計傳感器信號中不僅包含有用信息，還包含各種頻率的噪聲成分，放大電路將它們都放大了，放大后的信號幅度范圍雖然已經(jīng)能充分利用ADC的轉換量程，但受信號中噪聲的影響測量精度不會很高，因此有必要進行去噪處理?？紤]到被測量是炮彈線加速度、角速度，根據(jù)設計指標及實際情況，它們都屬于低頻信號，有用信號的頻率最高只有500HZ，可以利用低通有源濾波器抑制高頻噪聲，濾波器另一方面還可以防止ADC采樣時高頻信號混疊到有用信號的低頻段中，起到頻域抗混疊的效果。常用的低通濾波電路有RC一階無源濾波器，壓控電壓源有源二階濾波器VOLTAGECONTROLLEDVOLTAGESOURCE，VCVS，無限增益多路負反饋有源二階濾波器以及更高階的濾波器，還可以選擇專用濾波器集成芯片，這種芯片在很小的體積內集成了高階濾波電路，濾波器類型有數(shù)字開關電容式濾波器和模擬濾波器兩種。一般來說，濾波器階數(shù)越高，過渡帶寬越窄，頻率選擇性越好，代價是電路設計更復雜?？紤]到有十二路加速度傳感器信號，需要十二個濾波電路，綜合體積、復雜程度、濾波效果各方面考慮，RC濾波器簡單，但幅頻特性只有“20DB/十倍頻程”，頻率選擇性太差；二階濾波器的頻率選擇性則要好很多，壓控電壓源濾波器電路設計簡單，濾波器參數(shù)可以靈活調節(jié)，性能穩(wěn)定，但增益有限，多路負反饋濾波器的增益可以做到很高，但每個濾波器由三個運放組成，電路結構相對較復雜，占用體積也較大；更高階的分離式濾波器因為濾波路數(shù)太多的原因不太適合，最佳的方案是選擇濾波器集成芯片，其中數(shù)字式開關電容濾波器芯片用脈沖信號控制模擬開關，這種高頻脈沖對較高精度要求的模擬電路影響較大，最好選擇模擬濾波器集成芯片，因為內部集成了高階模擬濾波器，在保證好的濾波效果的同時體積也很小6364，但因為成本較高，本系統(tǒng)最終選擇了二階壓控電壓源濾波器。雖然這種濾波器不能提供高增益，這里也不需要濾波器提供放大增益。圖37是濾波器原理圖。圖37壓控電壓源低通濾波器原理圖FIGURE37SCHEMATICDIAGRAMOFVCVSLOWPASSFILTER濾波器按幅頻特性和相頻特性分類，有巴特沃斯、貝塞爾和切比雪夫三種濾波器，巴特沃斯濾波器的幅頻特性在通帶內很平滑，過渡帶單調下降，頻率選擇性較好，貝塞爾濾波器在通帶內有較好的線性相位，可以保證信號最大限度的不失真，但同時犧牲了過渡帶寬，頻率選擇性差，切比雪夫濾波器的幅頻特性在通帶或者阻帶內有波動，可以提高選擇性。二階壓控電壓源濾波器可以改變外圍電阻電容值靈活的調整濾波器品質因數(shù)和截止頻率，實現(xiàn)不同類QCF型的濾波器，為較好的實現(xiàn)頻率選擇，同時保證信號較小的失真，選擇的是巴特沃斯濾波器。公式33、34分別是濾波器的幅頻特性和相頻特性表達式33221CCAFFFQ342ARTN1CCFF式中品質因素和截止頻率值分別由下式?jīng)Q定QCF3512CRCA36121Q由公式35、36可計算出濾波器截止頻率為5365HZ，品質因素為0742，當為0707時為巴特沃斯濾波器，但因為分立元件參數(shù)的不連續(xù)性，Q只能做到值盡量等于0707。圖38是濾波器的幅頻特性曲線，可以看到小于截止頻率的通頻帶內的幅頻特性很平坦，而大于截止頻率部分的幅頻特性以“40DB/十倍頻程”的衰減速率遞減。最后需要說明的是，濾波電路在通帶內相當于一個同相輸入跟隨電路，其輸入阻抗，也就是前級電路的負載電阻，是很大的，可以不損失AD623AR的滿擺幅輸出能力。濾波電路所選芯片OP213同樣也是專用的單電源供電芯片，具有低噪聲、低漂移高精度的特點，輸入輸出范圍在系統(tǒng)9V供電情況下可達8MV8V（500歐姆負載電阻）。圖38壓控電壓源低通濾波器幅頻特性伯德圖FIGURE38BODEDIAGRAMOFVCVSLOWPASSFILTERSAMPLITUDEFREQUENCYCHARACTERISTIC134ADC輸入緩沖采集電路使用的是14位ADC。在信號采集過程中，ADC采樣保持電容首先與調理電路輸出相連，這會使與輸出出現(xiàn)一些擾動，為保證14位ADC的采樣精度，與ADC相連的末級電路必須能夠在極短的采樣時間內保證輸出信號快速地穩(wěn)定，使信號的抖動量值至少能小到小于14位ADC的分辨精度，這就要求末級運算放大器有大輸出電壓擺率、信號穩(wěn)定時間快的特點；另外一個關鍵問題是要求放大器在整個感興趣的輸入信號頻率范圍內保持低輸出阻抗，高輸出阻抗的運算放大器不能迅速響應ADC輸入電容的改變，也不能處理ADC產(chǎn)生的瞬態(tài)電流，而要獲得低輸出阻抗就應具有高環(huán)路增益，根據(jù)運放的增益帶寬積為常數(shù)的關系，對低阻抗的要求變成了對于帶寬的要求。因為在更高頻率下，寬帶運放具有更高的環(huán)路增益，因此也就具有更低的輸出阻抗，寬帶運放比窄帶運放在吸收ADC產(chǎn)生的浪涌電流方面更加有效，此外低噪聲、低失真也是緩沖電路的重要指標。而普通的運算放大器是難以滿足上述要求，因此有必要在ADC前端設計專門的緩沖電路。采用低噪聲、低失真、寬頻帶視頻運算放大器AD8052可以實現(xiàn)這種緩沖功能，該放大器單位增益帶寬典型值達110MHZ，輸出電壓擺率可達145V/US，信號穩(wěn)定到01精度的時間為50納秒，可以在以ADC采樣保持電容作為負載的情況下快速建立和穩(wěn)定信號。設計ADC輸入緩沖的另外一個問題是，ADC在每次轉換結束時都會產(chǎn)生一個小的浪涌輸入電流，為避免造成誤差，在ADC輸入端增加了RC一階濾波器，濾波器電容的容值遠大于ADC輸入電容容值，這個大電容用來為ADC采樣電容提供充電電荷，從而消除瞬變；為達到較好的效果，電容的容值通常選擇1000PF或更大；RC濾波器同時也減小了放大器在驅動容性負載時可能產(chǎn)生的穩(wěn)定性問題，與電容串聯(lián)的小電阻有助于阻止自激和振蕩，供應商的提供的實驗數(shù)據(jù)表明，電阻阻值的選取22歐姆是比較合適的65。圖39是緩沖單元電路原理圖。圖39ADC輸入緩沖電路原理圖FIGURE39SCHEMATICCIRCUITFORADCINPUTBUFFER14數(shù)字信號處理電路數(shù)字信號處理電路需要完成數(shù)據(jù)采集、處理和傳輸三步流程，與之相對應的硬件電路是同步采樣ADC、DSP數(shù)字信號處理器單元以及SPI/SCI通信接口，這三部分連同電源模塊構成了整個數(shù)字信號處理電路。141數(shù)字部分電源設計系統(tǒng)只提供一個9V電源，數(shù)字部分需要19V、33V、5V三種電源，其中5V為ADC的模擬電源，33V和18V為純數(shù)字電源。電源變換的基本想法是，用9V產(chǎn)生5V電源，再由5V變換出33V和18V電源，這樣的分級降壓方法有利于減少每級電源轉換芯片上的壓降，從而將整體較大的電壓變換耗散功率分散在各級電源轉換芯片上，提高了各級電源轉換芯片工作的穩(wěn)定性和負載驅動能力。因為5V電源的穩(wěn)定精度對ADC轉換精度有較大影響，因此不采用PWM控制的DCDC轉換芯片，而采用線性降壓電源實現(xiàn)；9V到5V的壓降較大，加上整個數(shù)字信號處理電路的電流最終都要由5V電源提供，因此采用線性電源時降壓芯片上的耗散功率是非常大的，能夠提供足夠大的散熱區(qū)域以保證良好的散熱是該級電源正常工作的關鍵措施。這里選用的是美國國家半導體NINATIONALINSTRUMENTS公司的LM117三端可調穩(wěn)壓器，根據(jù)電路的最大電流值選用負載電流最大為500MA的型號，因為額定電流更大的芯片型號封裝也更大；LM117使用簡單，芯片集成了過熱、過流、輸出短路等保護電路，精度方面具有比標準的固定穩(wěn)壓器好的001的典型線性調整率、01的典型負載調整率和80DB紋波抑制比66。33V和18V電源使用TI公司專為DSP設計的雙電源芯片TPS767D301，它可以同時輸出33V和18V電壓，每路最大輸出電流為1A，可以保證F2812的正常工作。142DSP數(shù)字