目錄中文摘要1英文摘要21引言32PWM波形工作原理421PWM波形的基本原理422PWM型逆變電路的控制方式623SPWM波形的生成方法73單相正弦脈寬調(diào)制逆變電源的組成及工作原理831系統(tǒng)組成832工作原理8321BOOST變換器電路原理9322橋式逆變器基本原理104主電路及控制電路設(shè)計(jì)1141主電路拓?fù)浼肮ぷ鬟^程1142主電路參數(shù)設(shè)1143控制電路設(shè)計(jì)15431控制電路框圖15432控制電路工作過程15433SG3524與ICL8038芯片介紹16434控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)185輔助電源設(shè)計(jì)236本文主要工作總結(jié)25致謝26參考文獻(xiàn)271摘要現(xiàn)代開關(guān)電源分為直流開關(guān)電源和交流開關(guān)電源兩類，前者輸出質(zhì)量較高的直流電，后者輸出質(zhì)量較高的交流電。本文設(shè)計(jì)的小功率單相橋式逆變器電源屬于交流電源（即ACDCAC）。采用電壓反饋控制，通過中斷功率通量和調(diào)節(jié)占空比的方法來改變驅(qū)動(dòng)電壓脈沖寬度來調(diào)整和穩(wěn)定輸出電壓。其中主電路構(gòu)成是用BOOST升壓電壓和全橋電路的組合?？刂齐娐凡捎昧?片集成脈寬調(diào)制電路芯片，一片用來產(chǎn)生PWM波，另一片與正弦函數(shù)發(fā)生芯片做適當(dāng)?shù)倪B接來產(chǎn)生SPWM波，集成芯片比分立元器件控制電路具有更簡(jiǎn)單，更可靠的特點(diǎn)和易于調(diào)試的優(yōu)點(diǎn)。本文分析了逆變器的設(shè)計(jì)過程中器件選擇，工作原理以及工作過程，并給出了計(jì)算過程中的重要公式。關(guān)鍵詞逆變器SPWM波單相橋式2ABSTRACTTHEMODERNSWITCHPOWERSUPPLYISDIVIDEDINTOTHEDIRECTCURRENTSWITCHPOWERSUPPLYANDTHEEXCHANGESSWITCHPOWERSUPPLY,THEFORMEROUTPUTSHIGHERQUALITYOFDIRECTCURRENT,THELATTEROUTPUTSHIGHERQUALITYOFALTERNATECURRENTTHISTEXTINTRODUCEASMALLPOWERSINGLEPHASEBRIDGECONVERTER,ISAKINDOFACPOWERNAMELYACDCACUSINGTHEVOLTAGEFEEDBACKCONTROL,BREAKINGOFFTHEPOWERFLUXANDREGULATINGAMETHODOFSHARETHEEMPTYRATIOTOCHANGETODRIVINGVOLTAGEPULSEWIDTHTOADJUSTTHEOUTPUTVOLTAGEAMONGTHEM,THEMAINCIRCUITISCOMPOSINGOFTHEBOOSTCIRCUITANDTHEWHOLEBRIDGECIRCUITTHECONTROLCIRCUITADOPTEDTWOSLICESOFINTEGRATEDVEINBREADTHSCHIP2,THEONEISUSEDTOPRODUCEPWMWAVE,THEOTHERWITHTHESINEFUNCTIONOCCURRENCECHIPDOTOPRODUCESPWMWAVE,THEINTEGRATIONCHIPISSAMPLETHANTHESINGLECOMPONENT,MOREDEPENDABLEANDEASYTOADJUSTTHISTEXTANALYZEDTHESPAREPARTCHOICEOFCONVERTER,THEWORKPRINCIPLEANDTHEWORKPROCESS,ANDGAVETHEIMPORTANTFORMULAOFTHECALCULATIONPROCESSKEYWORDSCONVERTERSPWMWAVESINGLEPHASEBRIDGE31引言電源有如人體的心臟，是所有電設(shè)備的動(dòng)力。但電源卻不像心臟那樣形式單一。因?yàn)?，?biāo)志電源特性的參數(shù)有功率，電壓，頻率，噪聲及帶負(fù)載時(shí)參數(shù)的變化等等；在同一參數(shù)要求下，又有體積、重量、形式、效率、可靠性等指標(biāo)，人可按此去“塑造”和完美電源，因此電源的形式是多種多樣的。逆變器的脈寬調(diào)制PWM技術(shù)早在晶閘管時(shí)代就己經(jīng)出現(xiàn)了，正弦脈寬調(diào)制SPWM在全控型器件出現(xiàn)以后得到了迅速的發(fā)展，這種技術(shù)是用一種參考波通常是正弦波，有時(shí)也用階梯波或方波等為“調(diào)制波”，而以N倍于調(diào)制波頻率的正三角波或鋸齒波為“載波”。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此它與調(diào)制波相交時(shí)，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調(diào)制波函數(shù)值的矩形脈沖序列來等效調(diào)制波。用開關(guān)量取代模擬量，并通過對(duì)逆變器開關(guān)管的通斷控制，把直流電變成交流電。因?yàn)?當(dāng)調(diào)制波為正弦波時(shí)，輸出矩形脈沖序列的脈沖寬度按正弦函數(shù)規(guī)律變化因此，這種調(diào)制技術(shù)通常又稱為正弦脈寬調(diào)制SPWM技術(shù)。盡管PWM控制技術(shù)出現(xiàn)的很早，但由于電力電子技術(shù)發(fā)展初期功率開關(guān)器件的開關(guān)速度很低而且晶閘管又是半控器件，因此，這一技術(shù)一直沒有得到很大的發(fā)展。PWM技術(shù)對(duì)逆變技術(shù)的發(fā)展起了很大的推動(dòng)作用，它與多重疊加法相比較，有以下顯著的優(yōu)點(diǎn)1電路簡(jiǎn)單，只用一個(gè)功率控制級(jí)就可以調(diào)節(jié)輸出電壓、頻率。2可以使用不控整流橋，使系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)的功率因素與逆變器輸出電壓值無關(guān)。3可以同時(shí)進(jìn)行調(diào)頻、調(diào)壓，與中間直流環(huán)節(jié)的元件參數(shù)無關(guān)，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快。4可以通過不同的控制策略，以獲得更好的波形改善效果。隨著大功率高頻全控開關(guān)器件大量出現(xiàn)，逆變器的PWM控制技術(shù)受到了人們的高度重視并且得到了飛速的發(fā)展。尤其是最近幾年，微處理器用于實(shí)現(xiàn)PWM控制技術(shù)后，使得現(xiàn)代控制理論的控制方法能夠應(yīng)用于逆變器的PWM控制，大大提高了現(xiàn)代逆變器的性能42PWM波形工作原理21PWM波形的基本原理在采樣控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)論沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如把各輸出波形用傅式變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。例如圖2LA,B,C所示的三個(gè)窄脈沖形狀不同，圖2LA為矩形脈沖，圖2LB為三角形脈沖，圖21C為正弦半波脈沖，但它們的面積即沖量都等于1，那么，當(dāng)他們分別加在具有慣性的同一個(gè)環(huán)節(jié)上時(shí)，其輸出響應(yīng)基本相同。脈沖越窄，其輸出的差異越小。當(dāng)窄脈沖變?yōu)閳D2LD的單位脈沖函數(shù)T時(shí)，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。圖21形狀不同而沖量相同的各種脈沖上述結(jié)論是PWM控制的重要理論基礎(chǔ)。下面分析如何用一系列等幅而不等寬的脈沖代替一個(gè)正弦半波，把圖22A所示的正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N個(gè)彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于/N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦等分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)正弦部分面積沖量相等，就得到圖22B所示的脈沖序列。這就是PWM波形可以看出，各脈沖的寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波5形和正弦半波是等效的。對(duì)于正弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱為SPWMSINUSOIDALPWM波形。在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時(shí)，只要按同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可。以上介紹的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在給出了正弦波頻率、幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準(zhǔn)確計(jì)算出來。按照計(jì)算結(jié)果控制電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。但是，這種計(jì)算是很繁瑣的，正弦波的頻率、幅值變化時(shí)，結(jié)果都要變化。較為實(shí)用的方法是采用調(diào)制的方法，即把所希望的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過對(duì)載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作為載波，因?yàn)榈妊切紊舷聦挾扰c高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱，當(dāng)它與任何一個(gè)平緩變化的調(diào)制信號(hào)波形相交時(shí)，如在交點(diǎn)時(shí)刻控制電路中開關(guān)器件的通斷，就可以得到寬度正比于信號(hào)波復(fù)制的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。當(dāng)調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是SPWM波形。一般根據(jù)三角波載波在半個(gè)周期內(nèi)方向的變化，又可以分為兩種情況。三角波載波在半個(gè)周期內(nèi)的方向只在一個(gè)方向變化，所得到的PWM波形也只在一個(gè)方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制方式，如圖23所示。如果三角波載波在半個(gè)周期內(nèi)的方向是在正負(fù)兩個(gè)方向變化的，所得到的PWM波形也是在兩個(gè)方向變化的，這時(shí)稱為雙極性PWM控制方式，如圖24所示。圖22PWM控制的基本原理示意圖6圖23單極性PWM控制方式原理圖24雙極性PWM控制方式原理22PWM型逆變電路的控制方式在PWM逆變電路中，載波頻率CF與調(diào)制信號(hào)頻率CF之比/CRNFF。根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM逆變電路可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。一異步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不保持同步關(guān)系的調(diào)制方式稱為異步方式。在異步調(diào)制方式中，調(diào)制信號(hào)頻率FR變化時(shí)，通常保持載波頻率FC固定不變，因而載波比N是變化的。這樣，在調(diào)制信號(hào)的半個(gè)周期內(nèi)，輸出脈沖的個(gè)數(shù)不固定，脈沖相位7也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，同時(shí)，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱。當(dāng)調(diào)制信號(hào)頻率較低時(shí)，載波比N較大，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)較多，正負(fù)半周期脈沖不對(duì)稱和半周期內(nèi)前后1/4周期脈沖不對(duì)稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。當(dāng)調(diào)制信號(hào)頻率增高時(shí)，載波比N就減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對(duì)稱性影響就變大，還會(huì)出現(xiàn)脈沖的跳動(dòng)，同時(shí)輸出波形和正弦波之間的差異就變大，電路輸出特性變壞。因此，在采用異步調(diào)制萬式時(shí)，希望盡量提高載波頻率，以使在調(diào)制信號(hào)頻率較高時(shí)仍能保持較大的載波比，改善輸出特性。二同步調(diào)制載波比N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)保持同步的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。在基本同步調(diào)制方式中，調(diào)制信號(hào)頻率變化時(shí)載波比N不變。調(diào)制信號(hào)半個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。23SPWM波形的生成方法根據(jù)前面講述的PWM逆變電路的基本原理和控制方法，可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來確定她們的交點(diǎn)，在交點(diǎn)時(shí)刻對(duì)功率升關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，就可以生成SPWM波形。但這種模擬電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以實(shí)現(xiàn)精確的控制?，F(xiàn)在用來產(chǎn)生SPWM波形的大規(guī)模集成電路芯片已得到了廣泛的應(yīng)用，例如，SG3524,SG3525,HEF4752和SLE4520等這些集成芯片做適當(dāng)?shù)倪B接均可以產(chǎn)生SPWM波形，采用集成芯片可以簡(jiǎn)化硬件電路，降低成本，提高可靠性。另外，隨著微機(jī)控制技術(shù)的發(fā)展，使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制也常采用微機(jī)來實(shí)現(xiàn)。采用軟件來生成SPWM波形的基本算法有自然采樣法、規(guī)則采樣法、低次諧波消去法。83單相正弦脈寬調(diào)制逆變電源的組成及工作原理31系統(tǒng)組成圖31示出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖。直流輸入電壓經(jīng)過BOOST電路進(jìn)行升壓，在直流環(huán)上得到一個(gè)符合要求的直流電壓315V50HZ/220V交流輸出時(shí)。DCAC變換電路采用全橋變換電路。為保證系統(tǒng)可靠運(yùn)行，防止主電路對(duì)控制電路的干擾，采用主、控電路完全隔離的方法，即驅(qū)動(dòng)信號(hào)用光耦隔離，反饋信號(hào)用變壓器隔離，輔助電源用變壓器隔離。過流保護(hù)電路采用電流互感器作為電流檢測(cè)器件，其具有足夠的響應(yīng)速度，能夠在MOS管允許的過流時(shí)間內(nèi)將其關(guān)斷。1L1D2D3D4D5D1M2M3M4M1C2C5M1L圖31系統(tǒng)組成32工作原理電源一般要經(jīng)過轉(zhuǎn)換才能符合使用的需要。例如，交流轉(zhuǎn)換為直流，或高電壓變成低電壓，大功率中取小功率，粗電轉(zhuǎn)換為精電等。按照電力電子的習(xí)慣稱謂，DCDC理解成DC轉(zhuǎn)換為DC,DC表示直流電是把一種直流電壓變換為另種直流電壓。常用一個(gè)半導(dǎo)體功率器件作為開關(guān)，使帶有濾波器的負(fù)載9線路與直流電壓一會(huì)相接，一會(huì)斷開，則負(fù)載上得到另一個(gè)直流電壓。DCAC理解成DC轉(zhuǎn)換為AC,AC表示交流電稱為逆變，它是把直流電轉(zhuǎn)換為交流電。321BOOST變換器電路原理BOOST變換器又叫升壓變換器、并聯(lián)開關(guān)電路或開關(guān)型升壓穩(wěn)壓器。線路如圖32所示，由開關(guān)S、電感L、電容C等組成，完成把電壓V，升壓到V。的功能。SVLIOV2VOI圖32ABOOST電路原理圖SVLIOV1DLR圖32B由晶體管和二極管組成的BOOST電路BOOST電路的工作過程是當(dāng)開關(guān)S在位置A時(shí)，如圖33A電流IL流過電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲(chǔ)在電感線圈L中。此時(shí)，電容C放電，R上流過電流IO,R兩端為輸出電壓VO，極性上正下負(fù)。由于開關(guān)管導(dǎo)通，二極管陽極接VS負(fù)極，二極管承受反壓狀態(tài)。所以電容不能通過開關(guān)管放電。開關(guān)S轉(zhuǎn)換位置到B時(shí)，構(gòu)成電路如圖33B，由于線圈中的磁場(chǎng)將改變線圈L兩端的電壓極性，以保持IL不變。這樣線圈L磁能轉(zhuǎn)化成的電壓VL與電源VS，串聯(lián)，以高于VO電壓向電容C、負(fù)載R供電。高于VO時(shí)，電容有充電電流等于VO時(shí)，充電電流為零當(dāng)VO有降低趨勢(shì)時(shí)，電容向負(fù)載R放電，維持VO不變。設(shè)開關(guān)動(dòng)作周期為TS,D1為接通時(shí)間占空比，D2為斷開時(shí)間占空比，它們各自小于1，連續(xù)狀態(tài)時(shí)D1D21。則逼和時(shí)間為T1D1TS，斷開時(shí)間為T2D2TS。在輸入輸出電壓不變前提下，當(dāng)開關(guān)S在圖32AA位置時(shí)，IL線性上升，其增益為1011SLSVIDTL（31）SVLIOVRSVOVRLI圖33BOOST變換器電路工作過程開關(guān)在32A）B位置時(shí)，IL線性下降，其增益為12OSLSVVIDTL32由于穩(wěn)態(tài)時(shí)這兩個(gè)電流變化量絕對(duì)值相等12LLII，所以12SOSSSVVVDTDTLL化簡(jiǎn)得12111OSSVVVDD（33）322橋式逆變器基本原理圖34示出了橋式變換器的主電路。橋?qū)堑膬蓚€(gè)功率MOS管作為一組，每組同時(shí)接通或斷開，兩組開關(guān)輪流工作，在一個(gè)周期中的短時(shí)間內(nèi)，四個(gè)開關(guān)將處于斷開狀態(tài)。四個(gè)開關(guān)導(dǎo)通（或關(guān)斷）占空比值均相等。DCV1M2M3M4M1D2D3D4D圖34橋式變換器主電路圖在給1M、3M加觸發(fā)脈沖，這兩個(gè)MOS管導(dǎo)通，電流流過1M的漏極，經(jīng)過輸出濾波電路回到3M的漏極。當(dāng)2M，4M加觸發(fā)脈沖時(shí)，此時(shí)1M,3M的觸發(fā)脈沖消失，2M和4M這兩個(gè)MOS管導(dǎo)通，但不能立即導(dǎo)通，先經(jīng)過2D，3D續(xù)流，等電流I降到零時(shí)再開始導(dǎo)通。另外，這四個(gè)二極管還有限制過電壓的作用114主電路及控制電路設(shè)計(jì)41主電路拓?fù)浼肮ぷ鬟^程主電路的拓?fù)淙鐖D41所示。此主電路由以下幾個(gè)環(huán)節(jié)組成，BOOST升壓電路，橋式逆變電路和濾波電路。直流輸入電壓作為BOOST電路的輸入電壓,經(jīng)BOOST電路升壓后得到的直流環(huán)電壓大概為315伏，此電壓經(jīng)橋式逆變電路，得到一系列的脈沖寬度不同的、幅值一樣的方波即以正弦波為基波的SPWM波，然后在經(jīng)過輸出濾波環(huán)節(jié)，則可得到符合要求的交流輸出電壓。1L1D2D3D4D5D1M2M3M4M1C2C5M1L圖41主電路拓?fù)?2主電路參數(shù)設(shè)計(jì)一BOOST變換器中儲(chǔ)能電感L1的設(shè)計(jì)為了分析問題的方便，把主電路中BOOST環(huán)節(jié)抽象出來，并將BOOST電路的輸入、輸出電壓分別用VS和V0表示，BOOST電路的等效電阻R為250，其等效電路原理圖如圖42所示，其中48,315SOVVVV。SVLIOV1DLR圖42主電路中BOOST環(huán)節(jié)等效圖BOOST電路工作的基本原理己經(jīng)在321節(jié)敘述了。本節(jié)所給出的各點(diǎn)的工作電壓、電流波形都是建立在上述分析的基礎(chǔ)上的，并且其中的參數(shù)在上節(jié)都12有了說明。為了方便推導(dǎo)計(jì)算電感L1的公式，現(xiàn)給出主要變量的波形如圖43所示。按IL在周期開始時(shí)是否從零開始，可分為連續(xù)工作狀態(tài)或不連續(xù)工作狀態(tài)兩種模式。在連續(xù)狀態(tài)下，輸入電流不是脈動(dòng)的，紋波電流隨L1增大而減小。不連續(xù)工作狀態(tài)，輸入電流IL是脈動(dòng)的。所以在設(shè)計(jì)L1時(shí)要盡量使電路工作在連續(xù)狀態(tài)，這就是設(shè)計(jì)電感時(shí)的要求。為了節(jié)省篇幅，上面只畫出了連續(xù)工作狀態(tài)時(shí)的主要工作點(diǎn)波形。在IL連續(xù)工作狀態(tài)，開關(guān)周期TS最后的時(shí)刻電流I0值，就是下一個(gè)TS周期中電流IL的開始值。但是，如果電感量太小，電流線性下降快，即在電感中能量釋放完時(shí)，尚未達(dá)到M5重新導(dǎo)通的時(shí)刻，因而能量得不到及時(shí)的補(bǔ)充，這樣就出現(xiàn)了電流不連續(xù)的工作狀態(tài)。在要求相同功率輸出時(shí)，此時(shí)場(chǎng)效應(yīng)管和二極管的最大瞬時(shí)電流比連續(xù)狀態(tài)下要大，同時(shí)輸出直流電壓的紋波也增加。下面推導(dǎo)計(jì)算L1的公式。LILVOSVV圖43主要各點(diǎn)波形由公式（31）和（32）可得電感電流在上升時(shí)的電流增益和下降時(shí)的電流增益分別為1122,SOSLSLSVVVIDTIDTLL在交接出電流相等，即12LLII原則有12SOSSSVVVDTDTLL13化簡(jiǎn)得電壓增益為111OSVMVD由于忽略損耗有OOSSVIVIODSOVIMVI故SOIMI根據(jù)在連續(xù)與不連續(xù)只的臨界狀態(tài)的條件，它們與SI的關(guān)系式為12LSII則有，OSOVIMIMR和11122SLSVIDTL。據(jù)此可推得臨界條件為211112SDDLRT（41）下面進(jìn)行具體的計(jì)算，由公式（33）可得1111OSSSVVVDD由VVVVS315,480,可得1085D又10FKHZ，可得100STUS，同時(shí)250R。將上述參數(shù)代入公式（41）可得221111085108525010002422SDDLRTMH二功率管的選擇1BOOST升壓電路參數(shù)選擇1功率管的選擇直流輸入電壓經(jīng)BOOST升壓電路后電壓為315V故功率管工作電壓V315V,考慮一定裕量取電壓等級(jí)為2315630V,平均電流為315126259IA,考慮一定裕量15712620TAVIA綜合考慮選用電壓等級(jí)為630V,電流等級(jí)為2A的功率MOSFET2二極管的選擇在BOOST電路工作中,當(dāng)開關(guān)管開通時(shí),二極管承受的最大反壓為315V,考慮一定的裕量取電壓等級(jí)為2315630V,平均通態(tài)電流為31548107250IA,考慮一定14的裕量取2IA,綜合考慮選用電壓等級(jí)為630V,電流等級(jí)為2A的二極管2橋式逆變電路功率管的選擇橋式電路輸入電壓為315V,選擇電壓等級(jí)為2315630V,輸出功率為1KW,故其平均電流為1212100038315OUTINPIAV選擇電流等級(jí)為1573860TAVIA綜合考慮選擇電壓等級(jí)為630V,電流等級(jí)為6A的功率MOSFET（三）濾波器件的設(shè)計(jì)假定逆變器的直流環(huán)電壓為UD，載波三角波的幅值為UC，則調(diào)制比的值為2SSRCUZIUMU式中SU為電源輸出電壓有效值，SI為電源輸出電流有效值，RU為調(diào)制波電壓的有效值。載波比CRFNF，CF為三角波頻率，RF為調(diào)制波頻率。SPWM波形如圖44所示圖44逆變器輸出電壓波形由此圖可知，逆變器輸出電壓ABUT傅立葉級(jí)數(shù)表示為1511,32SINCOSSINDNABDMNUJMMUTMUTMMNNTM（42）從上面的公式可看出，第一項(xiàng)即為SPWM輸出波形中的基波分量，正是我們所需要的，第二項(xiàng)是諧波分量。另外，從公式的第二項(xiàng)還可以看出，載波N越大，諧波頻率就越高，濾波越容易（從它的頻譜圖中能更形象的看出），所需的25LC的值就越小。10CFKHZ時(shí)，2512,5LMHCUF，即可將ABUT中的高次諧波濾去。43控制電路設(shè)計(jì)431控制電路框圖控制電路的框圖如圖45所示。DUAUEUFUGUBUAUCU圖45控制電路框圖432控制電路工作過程由正弦波信號(hào)由集成芯片ICL8038產(chǎn)生發(fā)生電路產(chǎn)生的正弦信號(hào)分兩路，一路到精密全波整流電路，經(jīng)過精密全波整流后，產(chǎn)生饅波頭，此饅頭波再與帶有1V基準(zhǔn)的加法器相加，得到幅值抬高了的饅波頭，即UD，使其控制在1V36V范圍內(nèi)UD再輸入到集成芯片SG3524，然后產(chǎn)生一系列經(jīng)過脈沖寬度不等、幅值相等的矩形波，即經(jīng)過調(diào)制后的SPWM波。另一路正弦信號(hào)到比較器，經(jīng)過比較器后，產(chǎn)生正負(fù)半波對(duì)稱的方波，此方波和前面產(chǎn)生的SPWM波共同輸入到分相電路，然后產(chǎn)生兩路只在每個(gè)半周期內(nèi)具有SPWM波的信號(hào)UF和UG，再用UF,UG來分別驅(qū)動(dòng)橋式電路的兩對(duì)對(duì)角臂上的MOS管中間要經(jīng)過光藕隔離和驅(qū)動(dòng)放大。16433SG3524與ICL8038芯片介紹一SG3524芯片SG3524是一種應(yīng)用極為廣泛的PWM波形發(fā)生器集成電路，最先由美國(guó)硅通公司SILICONGENERALCOMP生產(chǎn)，現(xiàn)世界上許多公司都生產(chǎn)這種產(chǎn)品，如美國(guó)UNITRODE公司的UC3524、國(guó)產(chǎn)的CW3524北京半導(dǎo)體五廠、驪山微電子研究所生產(chǎn)等。其改進(jìn)型性能更優(yōu)良的型號(hào)為SG3524A，該系列同樣分為軍品、工業(yè)品與民品。SG3524采用標(biāo)準(zhǔn)雙列直插式16引腳DIP16集成電路封裝，其軍品與工業(yè)品型號(hào)分別為SG1524和SG2524，而民品為SG3524。它的引腳排列和內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖46,47所示。TRTCINFVCV圖46SG3524引腳說明圖47SG3524內(nèi)部框圖SC3524工作過程是直流電源VS從腳15接入后分兩路，一路加到或非門另一路送到基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的5V基準(zhǔn)電壓。5V再送到內(nèi)部或外部電路的其他元件作為電源。振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。17振蕩器頻率F由外接電阻RT決定，118/TTFRC。本次設(shè)計(jì)將BOOST電路的開關(guān)頻率定為10KHZ，RT5K。逆變橋開關(guān)頻率也定為10KZ，取022,5TTCUFRK。逆變橋的輸出分為兩路一路以時(shí)鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個(gè)或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端。比較器的反向端接誤差放大器的輸出。誤差放大器實(shí)際上是個(gè)差分放大器，1號(hào)引腳為其反向輸入端2號(hào)引腳為其同相輸入端。一般地，一個(gè)輸入端連到16號(hào)引腳的基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上應(yīng)取得25V的電壓，另一個(gè)輸入端接控制反饋信號(hào)電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DCDC變換部分，SG35241芯片的1號(hào)腳接控制反饋信號(hào)電壓，2號(hào)腳接在基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進(jìn)行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個(gè)隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個(gè)輸入端?；蚍情T的另兩個(gè)輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個(gè)輸出端互補(bǔ)交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至V1、V2的基極，鋸齒波在此的作用是加入了死區(qū)時(shí)間，保證V1及V2兩個(gè)三極管不可能出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通。最后，晶體管V1及V2分別輸出脈沖寬度調(diào)制波，兩者相位相差180度。當(dāng)V1及V2并聯(lián)應(yīng)用時(shí)，其輸出脈沖的占空比為090當(dāng)V1及V2分開使用時(shí)，輸出脈沖的占空比為045,脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2，在本系統(tǒng)電路圖圖31中，兩塊SG3524都為并聯(lián)使用。當(dāng)10號(hào)引腳上加高電平時(shí)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出脈沖的封鎖，可用來實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。二ICL8038芯片ICL8083的引腳排列和內(nèi)部原理電路框圖如圖48所示。ICL8038由恒壓源I1，I2，電壓比較器C1,C2和觸發(fā)器等組成。在圖48中，電壓比較器C1,C2的門限電壓分別為2VR/3和VR/3VRVCCVEE，電流源I1，和I2的大小可通過外接電阻調(diào)節(jié)，且I2必須大于I1。當(dāng)觸發(fā)器的Q端輸出為低電平時(shí)，它控制開關(guān)S使電流源I2斷開。而電流源I1則向外接電容C充電，使電容兩端電壓VC隨時(shí)間線性上升，當(dāng)VC上升到VC2VR/3時(shí)，比較器C1輸出發(fā)生跳變，使觸發(fā)器輸出Q端由低電平變?yōu)楦唠娖?，控制開關(guān)S使電流源I2接通。由于I2I1,因此電容C放電，VC隨時(shí)間線性下降。當(dāng)VC下降到/3CRVV時(shí)，比較器C2輸出發(fā)生跳變，使觸發(fā)器輸出端Q又由高電平變?yōu)榈碗娖剑琁2再次斷開，I1再次向C充電，VC又隨時(shí)間線性上升。如此周而復(fù)始，18產(chǎn)生振蕩。若I22I1,VC上升時(shí)間與下降時(shí)間相等，就產(chǎn)生三角波輸出到腳3。而觸發(fā)器輸出的方波，經(jīng)緩沖器輸出到腳9。三角波經(jīng)正弦波變換器變成正弦波后由腳2輸出。當(dāng)I1I22I1，時(shí)，VC的上升時(shí)間與下降時(shí)間不相等，管腳3輸出鋸齒波。因此，ICL8038能輸出方波、三角波、正弦波和鋸齒波等四種不同的波形。本次設(shè)計(jì)中應(yīng)用ICL8038，主要是用來產(chǎn)生正弦波信號(hào)發(fā)生的。具體的電路的連接方式和設(shè)計(jì)的參數(shù)在利用SG3524生成SPWM波的中介紹。圖48AICL8038引腳圖圖48BICL8038內(nèi)部原理圖434控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)一利用SG3524生成SPWM信號(hào)19按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必須得到一個(gè)幅值在1一35V，按正弦規(guī)律變化的饅頭波，將它加到SG35242內(nèi)部，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調(diào)制波。關(guān)鍵是正弦波信號(hào)的發(fā)生，我們?cè)O(shè)計(jì)的正弦波信號(hào)發(fā)生電路如圖49所示。圖49正弦波信號(hào)發(fā)生電路正弦波電壓UD由函數(shù)發(fā)生器ICL8038產(chǎn)生。ICL8038引腳和具體的接法如圖49所示，正弦波的頻率由R1、R2和C來決定，12015/FRRC，為了調(diào)試方便，我們將R1、R2都用可調(diào)電阻，R2和R是用來調(diào)整正弦波失真度用的。在實(shí)驗(yàn)中我們測(cè)得當(dāng)F50HZ時(shí)，R1R297K，其中C022UF。正弦波信號(hào)產(chǎn)生后，一路經(jīng)過精密全波整流，得到饅頭波UC（圖45，另一路經(jīng)過比較器得到與正弦波同頻率，同相位的方波UB,UC與1V基準(zhǔn)經(jīng)過加法器后得到UD,UD輸入到SG35242的1號(hào)腳，2腳與9腳相連，這樣UD和鋸齒波將在SG35242內(nèi)部的比較器進(jìn)行比較產(chǎn)生SPWM波UE。分相電路用一塊二輸入與門74LS08和一塊單輸入非門74LS06所組成。UB和UE加到分相電路后就可以得到驅(qū)動(dòng)信號(hào)UF和UG，再將UF和UG加到MOS管驅(qū)動(dòng)電路的光耦原邊，就可以實(shí)現(xiàn)正弦脈寬調(diào)制。二分相電路設(shè)計(jì)分相電路如圖410所示，由正弦波信號(hào)發(fā)生電路產(chǎn)生的正弦波經(jīng)過比較器后得到的BU和由SG3524得到的脈波EU輸入到到分相電路后就可以得到驅(qū)動(dòng)信號(hào)1FU、1GU和2FU、2GU，將1FU和1GU加到橋式逆變電路的一組橋上的兩個(gè)MOS管驅(qū)動(dòng)電路的光耦原邊，將2FU和2GU加到橋式逆變電路的另一組橋上的兩個(gè)MOS管驅(qū)動(dòng)電路的光耦原邊就可以實(shí)現(xiàn)正弦脈寬調(diào)制。201FU1GU2FU2GU圖410分相電路三驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)本設(shè)計(jì)采用5路獨(dú)立驅(qū)動(dòng)電路，各驅(qū)動(dòng)電路不公地。每路均采用TLP250進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。采用TLP250構(gòu)成的MOSFET驅(qū)動(dòng)器由于體積小，價(jià)格較便宜，是不具備過流保護(hù)的MOSFET驅(qū)動(dòng)器中較理想的選擇，同時(shí)，TLP250構(gòu)成的驅(qū)動(dòng)器也可用與驅(qū)動(dòng)MOSFET。TLP250包含一個(gè)CAA1AS光發(fā)射二極管和一個(gè)集成光探測(cè)器，8腳雙列封裝結(jié)構(gòu)。適合與IGBT或電力MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)電路。TLP250的典型特征如下（1）輸入閥值電流（IF）5MA（最大）；（2）電源電流（ICC）11MA（最大）；（3）電源電壓（VCC）1035V；（4）輸出電流（OI）05A最?。?）開關(guān)時(shí)間TPLH/TPHL05S最大；（6）隔離電壓；2500VMPS（最?。?。圖411給出了TLP250的內(nèi)部結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖，表41為TLP250工作時(shí)的真值表。在工作時(shí)管腳2或者管腳3均可以接TLP250輸入信號(hào)。當(dāng)管腳2接高電平時(shí)，管腳2輸入信號(hào)，當(dāng)管腳3接低電平時(shí)，2端接輸入信號(hào)。6端和7端均可以作為輸出端，在工作時(shí)常常把這兩端連接起來。8端接工作電壓，5端接地。由表31可以得出TLP250的輸出和輸入之間的關(guān)系。本設(shè)計(jì)采用如圖412所示的驅(qū)動(dòng)電路21來驅(qū)動(dòng)MOSFET。FVFICCV0V0V1TR2TRGND圖411TLP250的內(nèi)部結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖41TLP250工作時(shí)的真值表輸入LEDTR1TR2通斷通通斷斷1R250TLP15V10VIGBT2R412MOSFET驅(qū)動(dòng)電路四過流保護(hù)電路過流保護(hù)是利用SG3524的10腳加高電平封鎖脈沖輸出的功能。當(dāng)10腳為高電平時(shí)，SG3524的腳11及腳14上輸出的脈寬調(diào)制脈沖就會(huì)立即消失而成為零。過流信號(hào)取自電流互感器對(duì)SG35241芯片取在主電路中工頻變壓器的副邊，對(duì)SG35242芯片取在濾波電路前，經(jīng)整流后得到電流信號(hào)加至如圖413所示過流保護(hù)電路上。過流信號(hào)加至電壓比較器LM339的同相端。當(dāng)過流信號(hào)使同相端電平22比反相端參考電平高時(shí)，比較器將輸出高電平，則二極管D2將從原來的反向偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)檎驅(qū)ǎ淹喽穗娢惶嵘秊楦唠娖?，這一變化將使得電壓比較器一直穩(wěn)定輸出高電平封鎖脈沖，則BOOST電路停止工作，在正常狀態(tài)下，比較器輸出零電平，不影響B(tài)OOST電路工作。圖413過電流保護(hù)電路五反饋調(diào)壓電路反饋調(diào)壓電路如圖414所示圖414反饋調(diào)壓電路當(dāng)逆變器正常工作時(shí)，逆變器的輸出信號(hào)接反饋?zhàn)儔浩?，此電壓?jīng)整流、濾波及分壓得到反饋電壓UO，顯然，UO的大小是正比與逆變器的輸出電壓的。調(diào)節(jié)W1可調(diào)節(jié)負(fù)反饋電壓的大小，從而調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的幅值。UO控制信號(hào)被送到SG35241芯片的誤差放大器的反相端腳1。誤差放大器的同相端腳2接參考電平。這樣，SG3524的輸出脈沖的占空比就受到反饋信號(hào)的控制。調(diào)節(jié)過程是當(dāng)逆變器輸出因突加負(fù)載而降低時(shí)，它會(huì)使加在SG35241的腳1的輸入反饋電壓下降，這會(huì)導(dǎo)致SG35241輸出脈沖占空比增加，從而使得BOOST電路輸出電壓升高，逆變橋的直流電壓升高，逆變器輸出交流電壓升高。反之亦然。可見，正是通過SG35241的脈寬調(diào)制組件的控制作用，實(shí)現(xiàn)了整個(gè)逆變器的輸出自動(dòng)穩(wěn)壓調(diào)節(jié)功能。235輔助電源設(shè)計(jì)反激變換器的工作原理在BUCKBOOST直流變換器中,將中間段的電感改為插入隔離變壓器,即推出FLYBACK變換器,亦稱反激變換器,如圖51所示INV1N2N1CLR1VD1V1T圖51單端反激式變換電路工作過程當(dāng)V1導(dǎo)通時(shí),輸入電壓INV便加到變壓器1T的初級(jí)繞組1N上，由于變壓器1T對(duì)應(yīng)端的極性，次級(jí)繞組2N為下正上負(fù)，二極管1VD截止，次級(jí)繞組2N中沒有電流流過。當(dāng)1V截止時(shí)，2N繞組電壓極性變?yōu)樯险仑?fù)，二極管1VD導(dǎo)通。此時(shí)，1V導(dǎo)通期間儲(chǔ)存在變壓器中的能量便通過二極管1VD向負(fù)載釋放。在工作過程中變壓器起到了儲(chǔ)能用的電感作用。變壓器變比計(jì)算電源占空比為04，利用公式1IOUDNUD得，當(dāng)輸出分別為5V、15V、20V時(shí)變比分別為1N64，2N21，3N16,選初級(jí)匝數(shù)為70,則次級(jí)匝數(shù)分別為11、33、44匝。輔助電源工作過程輔助電源主要由反激式變換器構(gòu)成,其變壓器的原邊