1、高頻變壓器傳遞低頻電功率技術(shù)的研究        摘  要：提出了一種新的DC/AC功率傳輸電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，用逐個(gè)脈沖磁復(fù)位技術(shù)，使高頻變壓器能夠承受經(jīng)過(guò)低頻AC或音頻信號(hào)調(diào)制的高頻SPWM脈沖列，完成低頻電功率的傳遞任務(wù)。試驗(yàn)及仿真結(jié)果證明了其可行性。 關(guān)鍵詞： 高頻變壓器  傳遞  低頻功率 1  引  言   高頻開(kāi)關(guān)技術(shù)的發(fā)展，使工頻變壓器從許多領(lǐng)域中退了出來(lái)，但是在需要隔離的UPS不間斷電源、數(shù)碼線性功率放大器、要求輸出低頻正弦波的 DC

2、/AC變換器等許多領(lǐng)域中，為了隔離或變換電壓的需要，以至不得不保留了低頻變壓器。   為了克服低頻變壓器笨重、體積大等缺點(diǎn)，隨著高頻開(kāi)關(guān)技術(shù)的不斷成熟，去掉低頻變壓器成為可能。圖1所示為一種比較典型的電路結(jié)構(gòu)。 圖1  典型高頻逆變電路結(jié)構(gòu) 由圖1可知，該電路結(jié)構(gòu)中兩次使用了逆變器，一次是為了獲得高頻，以便利用高頻變壓器進(jìn)行變壓和隔離，第二次是為了獲得工頻正弦交流電壓。由于需要多用一級(jí)功率逆變器，因此增加了功率損耗。本文提出了一種新型的用高頻變壓器傳遞低頻功率的方法，可以直接利用高頻變壓器同時(shí)完成變壓、隔離、傳遞功率的任務(wù)，不需要增加一級(jí)功率逆變器。從而簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)，減小體積和

3、重量，提高效率，為實(shí)現(xiàn)電力電子設(shè)備的高頻、高效、高功率密度創(chuàng)造了條件。該電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。圖2  帶逐個(gè)脈沖磁復(fù)位的 逆變器電路結(jié)構(gòu) 2  電路工作原理 2. 1  系統(tǒng)組成 圖 3  系統(tǒng)組成框圖 如圖3所示，該系統(tǒng)由雙組合式單端反激變換器、雙向高頻整流器、高頻濾波和控制部分組成。雙組合式單端反激變換器其實(shí)質(zhì)為共用一個(gè)變壓器鐵芯和副邊的兩個(gè)單端反激變換器。兩個(gè)單端反激變換器在控制信號(hào) 的正負(fù)半周分別受 、 的控制斬波工作，完成變壓、隔離、傳遞功率的任務(wù)；雙向高頻整流器用兩個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管代替一般的反激變換器中副邊的二極管。兩個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管分別受 、 的控制在低

4、頻信號(hào)的正負(fù)半周分時(shí)導(dǎo)通，并相互與對(duì)方體內(nèi)的寄生二極管構(gòu)成通路實(shí)現(xiàn)雙向高頻整流；雙向高頻整流后得到一列雙向脈沖，該列脈沖的包絡(luò)線與控制信號(hào) 波形相似，頻率相同，幅度不同。經(jīng)高頻濾波后，得到與 同頻率的輸出電壓；控制部分產(chǎn)生與低頻控制信號(hào) 同頻率的相位互差 的雙列單極性SPWM高頻脈沖 、 和雙列低頻開(kāi)關(guān)脈沖 、 ，分別控制雙組合式單端反激變換器和雙向高頻整流器。并通過(guò)輸出電壓實(shí)時(shí)反饋方式，改變SPWM高頻脈沖列的調(diào)幅深度 來(lái)實(shí)現(xiàn)變換器對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。2. 2  控制部分工作原理 圖4  控制原理框圖及各點(diǎn)電壓波形圖 控制原理框圖及各點(diǎn)電壓波形如圖4所示。 為待傳遞放大的低

5、頻調(diào)制信號(hào)（如50Hz正弦波信號(hào)）， 為單極性等腰三角形高頻載波信號(hào)（如20KHz高頻三角波）。為實(shí)現(xiàn) 各點(diǎn)波形，采用以下控制策略：把低頻調(diào)制信號(hào) 與高頻載波三角波信號(hào) 相比較，得到與 同頻率的單極性SPWM信號(hào) ；把低頻調(diào)制信號(hào) 經(jīng)過(guò)零比較器比較，得到與 同頻率的低頻開(kāi)關(guān)脈沖信號(hào) ；把低頻信號(hào) 反相得到與 同頻率的調(diào)制信號(hào) ，再用 與載波信號(hào) 相比較，得到與 同頻率的相位差 的單極性SPWM信號(hào) ；把調(diào)制信號(hào) 經(jīng)過(guò)零比較器比較，得到與 同頻率的相位差 的低頻開(kāi)關(guān)脈沖信號(hào) 。2. 3  主電路拓?fù)?圖5  帶能量歸還繞組的單端反激變換器    圖5所示為

6、傳統(tǒng)的帶能量歸還繞組的單端反激變換器，能量歸還繞組 的匝數(shù)等于繞組 的匝數(shù)。當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管M導(dǎo)通時(shí)， 反向阻斷，變壓器儲(chǔ)能。在M關(guān)斷時(shí)， 導(dǎo)通，變壓器鐵芯的儲(chǔ)能向負(fù)載 及濾波電容 輸出； 導(dǎo)通， 作為能量歸還繞組將變換器的漏感儲(chǔ)能回饋到電源 中，并箝位M上的 為 。圖6所示為 新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 、 、 組成一單端反激變換器，它與由 、 、 組成的另一單端反激變換器構(gòu)成雙組合式單端反激變換器，并在控制信號(hào)周期的正負(fù)半周受 、 高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導(dǎo)通。 、 組成雙向高頻整流器，在控制信號(hào)周期的正負(fù)半周分時(shí)導(dǎo)通，并相互與對(duì)方體內(nèi)寄生的并聯(lián)二極管構(gòu)成整流回路。圖6 

7、; 新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)?  ?         (a)                     (b)圖7  在低頻AC正半周脈沖序列中             (a)

8、 M1加單個(gè)脈沖開(kāi)通時(shí)等效電路圖 (b) M1關(guān)斷時(shí)等效電路圖 電路處于低頻AC正半周時(shí)（ 信號(hào)波形參見(jiàn)圖4）， 無(wú)脈沖， 一直處于關(guān)斷狀態(tài)， 為高電平，一直處于導(dǎo)通狀態(tài)。在高頻脈沖周期內(nèi)，當(dāng) 的脈沖加到 門極上時(shí)，其等效電路如圖7 (a)所示。變壓器原邊， 隨門極施加的高電平導(dǎo)通，電源U、繞組 和功率開(kāi)關(guān)管 形成回路。而在變換器副邊，繞組 的極性為上負(fù)下正。 隨 的信號(hào)而常通。 隨 的信號(hào)而關(guān)斷，其體內(nèi)寄生二極管反向關(guān)斷。副邊沒(méi)有形成電流回路，無(wú)電流流過(guò)。變壓器處于能量?jī)?chǔ)存階段。因此，電流 線性增加，直至 ,變壓器鐵芯儲(chǔ)能也增至 （其中 為繞組 的電感量）。 當(dāng) 隨 信號(hào)關(guān)斷時(shí)，其等效電路如

9、圖7 (b)所示。變壓器原邊，由于 關(guān)斷，漏感儲(chǔ)能引起較大反壓加在 兩端，由于 的匝數(shù)等于 的匝數(shù)，當(dāng) 時(shí)， 的體內(nèi)寄生二極管 導(dǎo)通,箝位 上的 為2 。 此時(shí)作為能量歸還繞組與 構(gòu)成通路，將變壓器中的漏感儲(chǔ)能回饋到電源 中；變壓器副邊，繞組 此時(shí)的電壓極性為上正下負(fù)， 、 、 、 、和 的體內(nèi)寄生二極管 形成回路。此時(shí)由 承擔(dān)高頻整流任務(wù)，得到一高頻直流脈沖，經(jīng) 濾波后，變壓器向負(fù)載 輸出低頻電功率，完成該單個(gè)脈沖內(nèi)變換器的能量傳遞。由SPWM調(diào)制原理可知，當(dāng)頻率調(diào)制比 足夠大時(shí)，可忽略系統(tǒng)相移，在高頻濾波電容 上，得到輸出電壓 與 同頻同相。 2. 4  磁復(fù)位技術(shù)的要求 在高頻

10、變壓器原邊，當(dāng) 或 接收SPWM脈沖列導(dǎo)通時(shí)，由于調(diào)制的頻率很低，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于高頻載波的頻率，在低頻調(diào)制信號(hào)的正半周或負(fù)半周內(nèi)，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓，變壓器磁芯中的磁通將級(jí)進(jìn)地逐漸增加，最終導(dǎo)致磁芯飽和，造成磁偏或單向磁化，導(dǎo)致很大的磁化電流而無(wú)法正常工作。本文提出逐個(gè)脈沖磁復(fù)位技術(shù)，就是在每個(gè)高頻脈沖之后及時(shí)采取措施，使每一個(gè)高頻脈沖引起的磁通增加都回復(fù)到零，從而避免磁芯磁通飽和。  圖8  三角形法生成SPWM波 三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示：（以控制信號(hào)為低頻AC為例）控制信號(hào)電壓（調(diào)制波） ， ，其中 為控制信號(hào)電壓的峰值， 為逆變器

11、輸出電壓要求的基波頻率，也為調(diào)制頻率。 為等腰三角形載波電壓， 為載波電壓的峰值，載波頻率為 ，周期為 。幅度調(diào)制比 ，頻率調(diào)制比 。當(dāng) 、 為偶數(shù)，且 與 起始相位相等時(shí)， 、 的波形有如圖8所示的關(guān)系，以下就這種情況進(jìn)行討論。從時(shí)間 到 是 的第 個(gè)載波周期其中點(diǎn)  故有等腰三角波 的兩段直線方程：；   ；  設(shè) 、 與 的交點(diǎn)分別在 和 時(shí)：       由以上兩式可以得到             式中 為斷開(kāi)占空比， 為接通占

12、空比， 為斷開(kāi)時(shí)間。式表明，在幅度調(diào)制比 保持恒定時(shí)，SPWM高頻脈沖的占空比 以基波頻率（調(diào)制頻率）且無(wú)相差的按正弦規(guī)律變化。欲使磁芯復(fù)位，由變壓器磁芯的伏秒平衡規(guī)律要求有（忽略管壓降）：            式中 為加在變壓器原邊繞組上的輸入直流電壓， 為變壓器副邊輸出電壓。以式、及 代入得 由式知，當(dāng) 時(shí)，該脈沖具有此SPWM脈沖列中最大的占空比 ，若此時(shí) 滿足磁復(fù)位要求，則該列SPWM脈沖均滿足逐個(gè)脈沖磁復(fù)位要求。因此，由式知當(dāng)   時(shí)變壓器磁芯就可實(shí)現(xiàn)逐個(gè)脈沖磁復(fù)位。式中 為輸出電壓

13、的峰值， 為單端反激變換器的電源， 為變壓器原邊繞組匝數(shù)， 為變壓器副邊繞組匝數(shù)。3  試驗(yàn)及仿真結(jié)果 為驗(yàn)證本電路原理，作了以下仿真和試驗(yàn)：輸入直流電壓36V；輸出交流電壓24V；變壓器變比為1:1；低頻信號(hào)為50Hz正弦波；載波信號(hào)15KHz三角波；幅度調(diào)制比 =0.5；功率開(kāi)關(guān)管采用IRF460；開(kāi)關(guān)頻率15KHz；輸出端高頻濾波電容 =5u；負(fù)載 = 。圖9、圖10為PSPICE仿真結(jié)果：          圖9  、 功率管上電壓波形      

14、   圖10  、 功率管上電流波形    此時(shí)電路最大占空比為0.5，當(dāng) 關(guān)斷， 體內(nèi)的二極管 開(kāi)通，與 形成通路，有電流 ，完成漏感儲(chǔ)能的回饋，并鉗位 至2U。在低頻正半周單個(gè)高電平脈沖加在場(chǎng)效應(yīng)管 上時(shí)，其電流 從零電流開(kāi)始上升，且波形平滑，說(shuō)明變壓器鐵芯磁通已回復(fù)到零，且激磁電流未達(dá)到飽和電流。  按照與仿真相同的參數(shù)作試驗(yàn)有圖11所示輸出電壓波形：  圖11  實(shí)驗(yàn)輸出電壓波形 4  結(jié)  論    提出了一種新穎的DC/AC功率傳輸電路拓?fù)?，介紹了它的工作原理，并對(duì)高頻變壓器實(shí)現(xiàn)逐個(gè)脈沖磁復(fù)位的要求進(jìn)行了數(shù)學(xué)證明。試驗(yàn)和仿真結(jié)果證明這種電路拓?fù)淠茌^好的完成對(duì)低頻