1、1信息科學與工程學院信息科學與工程學院現(xiàn)代電力傳動理論與技術現(xiàn)代電力傳動理論與技術二二O O一五年三月一五年三月2第3章 廣義負載的電流控制本章主要考慮單相和三相電壓源變換器電流控制技術3.1 單相負載的電流控制3.1.1 滯環(huán)電流控制 首先結(jié)合圖3.1定義所謂的滯環(huán)概念Fig3.1 通用滯環(huán)模型和傳遞函數(shù) 圖3.1通用滯環(huán)模型輸入為x，輸出為y。輸出y有兩種狀態(tài)：-1和13Fig3.1 通用滯環(huán)模型和傳遞函數(shù) 滯環(huán)用于描述一個非奇異過渡過程。若輸出狀態(tài) ，則當滿足條件 時，輸出變?yōu)?；反之，若輸出狀態(tài) ，則當滿足條件 時，輸出變?yōu)?變量 用來定義過程中表現(xiàn)出的滯環(huán)程度 1y2/x1y1y2/

2、x1y第3章 廣義負載的電流控制4 結(jié)合2.2節(jié)中的半橋變換器，通過增加一個電流控制器模塊和一個電流檢測器，則該變換器結(jié)構(gòu)可適用于滯環(huán)電流控制，如圖3.2所示第3章 廣義負載的電流控制5Fig3.3 滯環(huán)電流控制器的通用結(jié)構(gòu) 根據(jù)通用表示，可以得到滯環(huán)電流控制器的一個實現(xiàn)例程如圖3.3所示 該模塊結(jié)構(gòu)包括兩個比較器：比較器A和比較器B 比較器A為標準滯環(huán)比較器，雙極性輸出 。其輸出通過一個增益模塊反饋到輸入。因此，其輸出狀態(tài)由 決定。 比較器B用于產(chǎn)生兩個開關的邏輯信號 。其中 對應于一個閉合的上開關 和關斷的下開關 (見圖3.2)。反之， 對應于閉合的下開關和關斷的上開關。12/ i2/*i

3、iiwS1wSwtSwbS0wS 控制器的基本動作是保持負載電流位于限幅值 之間，其中 和 為用戶自定義參數(shù)2/*iii*i第3章 廣義負載的電流控制6Fig3.4 單相滯環(huán)電流控制示例仿真結(jié)果 該電流控制器產(chǎn)生的典型波形如圖3.4所示 圖3.4(a)中可清楚看到負載電流（藍色）波形和參考電流（綠色）波形，證明控制器具有保持電流在一定滯環(huán)帶寬內(nèi)的能力第3章 廣義負載的電流控制 圖3.4(b)給出了負載電壓和假設感應電動勢ue的波形 圖(c)和(d)可看到對應的細節(jié)7Fig3.5 單相滯環(huán)電流控制示例仿真結(jié)果 基于模型的控制是指假設負載（此處指電機）特性已知的控制方法。如圖3.5所示3.1.2

4、基于模型的 電流控制 圖中控制器的基本任務是在采樣間隔初始點tk處計算所需的采樣電壓，該電壓用于使得電流誤差在采樣間隔結(jié)束處為零83.1.2 基于模型的電流控制Fig3.6 基于模型的電流控制 結(jié)合圖3.6討論控制思想的本質(zhì)。圖中給出了采樣參考電流i*(t)和變換器電流i(t)，這些電流由控制器在0, t1, t2,.時刻進行采樣。 在t=t1時刻，采樣參考電流和變換器電流之間存在誤差i*(t1)- i(t1) 控制方法的目標是確定使上述電流誤差快速為零而所需的平均電壓參考值。由此得到條件i*(t1)=i(t2) 在每個采樣間隔使電流誤差為零的控制目標可表示為下式93.1.2 基于模型的電流控

5、制 調(diào)制器控制變換器開關的方式應滿足下式的條件skkttskdttuTtU1*)(1)(3-2式中u為負載Z（由電阻R、電感L和電機的反電動勢電壓ue串聯(lián)組成）兩端的電壓，可以表示eudtdiLRiu3-3)()(*ksktiTti3-110 根據(jù)式3-2和3-3，參考平均電壓可表示為：skkskkskkTttesTtitisTttskdttuTdiTLdttiTRtU)(1)()()()(*3-4)()()(2)()(*kekkskktutitiRTLtRitU3-5 實際應用中，為了數(shù)字實現(xiàn)，需要對上式進行離散化。采用一階近似法可得：3.1.2 基于模型的電流控制1110*)()()(ki

6、jijijijktititi3-6)()()(2 )()()(*10*kekkskijijijijktutitiRTLtitiRtU3-7 理想情況下（每次采樣電流誤差為零時），電流i(t3)可表示為 ，該誤差之和可表示為 ：)0()()()()()(*11*22*3itititititi其中t0=0, i(0)=0。由式3-5和3-6可得3.1.2 基于模型的電流控制12 對應于式3-7的通用結(jié)構(gòu)如圖3.7所示，包括一個PI控制器和擾動解耦項ue(tk) 的形式：3.1.2 基于模型的電流控制13 在本例中，離散控制器中的比例系數(shù)Kp 和積分Ki形定義為：3.1.2 基于模型的電流控制2RT

7、LKsp3-8asiTRK 3-8b 實際應用中，當達到系統(tǒng)極限時，比例積分控制器容易產(chǎn)生積分飽和對于本例來講，當比例積分控制器的參考平均電壓超過變換器的最大值時會發(fā)生積分飽和。此時，在控制器輸入端會產(chǎn)生電流誤差，由此造成積分器的輸出斜率進一步增大或減小14 圖3.8給出了一個基于模型的電流控制仿真結(jié)果示例3.1.2 基于模型的電流控制153.1.3 基于增強模型的電流控制上節(jié)中，在比例積分控制器中增加擾動解耦項ue，并采用基于模型的控制方法來推導其增益。下圖給出一種基于負載離散模型的改進方法，稱為基于增強模型的控制方法 該模型輸入為采樣參考電流i*和負載電壓ue，輸出為平均參考電壓)(*kM

8、tU)()()(2)()(*kekkskkMtutitiRTLtRitU3-916 對于電壓源變換器，通常依靠空間矢量來擴展到三相電流控制。該方法是建立在三相電流之和為零的基礎上，此時控制電流的自由度降為2。 圖中的負載電壓矢量為 ，磁通矢量為 ，在恒定矢量轉(zhuǎn)速 下，磁通矢量的幅值為 3.2 三相負載的電流控制Fig3.10 三相電流控制的同步參考坐標系eueeeeu/ dq坐標系中的直軸（d軸）上為磁通矢量，與靜止參考坐標系的軸相差角度e。 正交軸（q軸）與負載電壓矢量 相關，用戶定義的電流參考矢量 分別由d軸和q軸上的參考電流分量 和 表示 eu*i*di*qi173.2 三相負載的電流控

9、制此時的變換器與三相廣義負載相連（見圖2.9）。每相負載包括電阻R、電感L和負載相電壓 。 三相負載以空間矢量形式表示，相應的負載電流可由端電壓方程求得，其空間矢量形式為:)3 , 2 , 1( iuie 在討論常用電流控制策略之前，先考慮電流控制過程的基本原理。分析時先從給出的8個可能的變換器電壓矢量 的圖2.15開始，這可由三相電壓源變換器實現(xiàn)。,cwbwawSSSu183.2 三相負載的電流控制eSuiRdtidLucwbwaw,3-10 上式的一階近似形式為eSSuuLTucwbwawcwbwaw,3-11式中， 為 的有效時間間隔。T,cwbwawSSSu式3-11表明具有瞬時電流矢

10、量的方向和幅值在時間間隔 內(nèi)電流矢量變化（ ）可能性的離散集合。Tiii193.2 三相負載的電流控制 對于該類型的控制，所需的電流控制模塊如圖3.12所示。其中以測量電流矢量 、參考電流矢量 和負載電壓矢量 為輸入。 eui*i3.2.1 三相滯環(huán)電流控制 負載模塊由星形連接的三相負載組成（電阻電感網(wǎng)絡和負載電壓ue表示） 控制單元輸出3個變換器開關信號Swa、 Swb和Swc203.2 三相負載的電流控制 上述變換器開關信號實際上是用于確定電壓矢量 及其所需的有效時間 ，從而使得測量電流矢量和參考電流矢量之間的誤差最小。 ,cwbwawSSSuT 目前已有多種滯環(huán)電流控制算法，這里采用的方

11、法是方框法，其控制思想的通用表示如圖3.13所示 該方法是利用同步參考坐標下的電流誤差矢量 (見圖3.14)i213.2 三相負載的電流控制 將測量電流矢量 經(jīng)坐標轉(zhuǎn)換到同步參考坐標系，該坐標系的方向是在負載電壓矢量 和坐標轉(zhuǎn)換模塊下實現(xiàn)的。ieu坐標轉(zhuǎn)換模塊用于確定 與靜止參考坐標系的瞬時角度。同步坐標系控制器的虛軸與電壓矢量對準，因此在通用模塊中具有移相角-/2，以達到同步參考坐標系中直軸所需的參考角度eeu223.2 三相負載的電流控制i 圖3.13中的方框規(guī)則模塊用于產(chǎn)生所需變換器矢量 （即所需的變換器開關狀態(tài) Swa、 Swb和Swc ），這是在分別定義 和 的直軸電流誤差和正交電流

12、誤差的基礎上。,cwbwawSSSu*ddii *qqii 圖3.14給出了8個變換器電壓矢量以及任意選擇的電壓矢量 ，該電壓矢量又與磁通矢量 相關 與電流參考矢量相關的是一個包含編號14的矩形區(qū)域，這些邊表示瞬時測量電流矢量 由控制器決定的邊界。eue233.2 三相負載的電流控制 圖3.14矩形方框的坐標相對于同步參考系，可見方框中的直軸和正交軸 d 軸和q軸分別與矢量 和 的方向一致。 方框法的重要性在于考慮了電流誤差矢量 的矢量端點相對于在方框中的位置，其大小由變量 決定。euei*i243.2 三相負載的電流控制 如果電流誤差矢量端點位于方框內(nèi)，則控制器沒有作用。如果端點達到或超過方

13、框4個邊界之一，則控制器有相應動作，即eu 邊界1：檢查當前有效矢量 是否滯后于矢量 。如果滯后，按逆時針選擇下一個有效矢量。例如，若矢量 為當前有效矢量，當誤差矢量端點達到邊界1時，控制器將切換到矢量 邊界2：檢查當前有效矢量 ，并切換到最鄰近（切換次數(shù)最少）零矢量。例如，若矢量 為有效矢量，當誤差矢量端點達到邊界2時，控制器將切換到零矢量 邊界3：檢查當前有效矢量 是否超前于矢量 。如果超前，按順時針選擇下一個有效矢量。例如，若矢量 為活動矢量，當誤差矢量端點達到邊界3時，控制器將切換到矢量,cwbwawSSSu010u011u,cwbwawSSSu010u000u,cwbwawSSSue

14、u011u010u253.2 三相負載的電流控制 邊界4：檢查當前有效矢量 是否是最后一個有效矢量 ，并重新激活該矢量。例如，若矢量 在切換為零矢量 之前為有效矢量，當誤差矢量端點達到邊界4時，則控制器將切換到矢量 ,cwbwawSSSu010u010u000uii方框規(guī)則的目的可理解為當選擇一個有效矢量 或零變換器矢量時，所產(chǎn)生的電流軌跡。由圖3.11可知，增量電流矢量 與矢量 成正比，這意味著采用有效矢量 （見圖3.14）將會導致電流矢量 朝邊界1運動。當?shù)竭_邊界1，電流方向必須改變，若 ，則有效變換器矢量為 。這就是方框邊界規(guī)則1所產(chǎn)生的準確動作。對于該規(guī)則，只要當前有效變換器矢量存在滯

15、后，就會發(fā)生動作。原因在于滯后矢量能產(chǎn)生一個朝向邊界1的增量電流矢量方向。,cwbwawSSSu,()aaaSSSeuu010u0e011u3.3.3節(jié)中的實例教程展示了該電流控制方法。一個仿真結(jié)果如圖3.15所示。263.2 三相負載的電流控制*ieu在該例中，直軸和正交參考電流分別設為 ， ，而誤差參考值 設為4.4A。因此，參考電流矢量 與電壓矢量 方向一致。設電壓矢量 的幅值恒定，并以3000r/min的轉(zhuǎn)速旋轉(zhuǎn)。圖3.15給出了工作周期為20ms內(nèi)的電流軌跡 和參考電流軌跡 （紅線）。由圖3.15可知電流控制器可保持電流位于方框內(nèi)。( )i t*0diA*i*15qiAeu*( )i

16、t在數(shù)字實現(xiàn)中，誤差矢量可超過方框限制，因為在每次采樣過程中，軌跡只變化一次。另外，測量電流軌跡由一組具有特定方向的子軌跡形式（見圖3.11）。對于同步參考系下的本實例（圖3.14中的方框），可以考慮電流誤差矢量 。圖3.16給出了工作周期為20ms的電流誤差矢量軌跡（綠線），273.2 三相負載的電流控制i同時給出了該軌跡的某一段（紅線），并用數(shù)字標注以表明控制器的動作順序283.2 三相負載的電流控制誤差參考值 為4.4A，決定了方框的大小。測量電流軌跡保持在方框內(nèi)，控制動作與前述的方框規(guī)則一致。盡管如此，還需研究標號軌跡的某些細節(jié)。在電流軌跡的過程1中，選擇一個有效矢量使得誤差矢量 達到

17、上邊框（見圖3.14中的邊界2）。當達到該邊框時，激活零矢量，進入電流軌跡過程2。*ii達到下邊框（圖3.14中的邊界4），控制器向后切換到上一個有效矢量，即軌跡過程1中的有效矢量。此時進入軌跡過程3，并重復上述動作序列。這意味著在軌跡過程4中，零矢量有效且在軌跡過程5中選中上一個有效矢量。293.2 三相負載的電流控制303.2 三相負載的電流控制軌跡與方框的左邊框（圖3.14中的邊界3）相交，此時有效電壓矢量以 逆時針切換，產(chǎn)生軌跡過程6該軌跡與方框的右邊框（圖3.14中的邊界4）相交，此時有效電壓矢量以 順時針切換，產(chǎn)生軌跡過程7。/3rad/3rad注意到有效零矢量的軌跡與圖3.16中

18、的縱軸之間存在夾角。這并不會對滯環(huán)控制概念產(chǎn)生太大影響。通常希望該軌跡應與縱軸（q軸）一致，因為零矢量使得誤差電流軌跡方向為 ，如圖3.11所示。從靜止參考系角度來看，的確是這樣的。然而，在同步參考坐標系中，軌跡則不同，這可由式（3.10）解釋。313.2 三相負載的電流控制eu*,( )( )abcdqdqdqdqdqSSSeediuLj LiRiudt（3.12）式中， 等于jue， 為上述同步參考坐標系的旋轉(zhuǎn)頻率。當零矢量有效時，為確定此時增量電流的方向，需將 表示為直軸分量 和正交分量 的形式，并忽略電阻分量見式(3.10)。d qeue*()d qi*di*qi*0() d qeqe

19、deTiL ijL iuL（3.13）323.2 三相負載的電流控制*0*arctanqqeLiLi（3.14）*0qi式（3.13）表明 時，該電流軌跡的方向為正交軸的負軸方向。然而，在通常情況下，軌跡將會旋轉(zhuǎn)，相對于負正交軸逆時針旋轉(zhuǎn)角度 ：*0qi0式中 ，表示磁通矢量 的幅值大小（見圖3.14）。圖3.16所示的本例中，直軸電流參考值設為零，即 ，且與 相比， 取值很小。因此式（3.14）所定義的軌跡旋轉(zhuǎn)角度相對較小。然而，在某些應用中，該電流軌跡的旋轉(zhuǎn)角度 很大。在這種情況下，需根據(jù)方框方向（見圖3.14）采用附加測量（超出本書的范疇），以使得本節(jié)所介紹的方框法正常工作。/eeeu

20、ee*dLi0333.2 三相負載的電流控制3.2.2 基于模型的三相電流控制 驅(qū)動結(jié)構(gòu)如圖3.17所示，包括三相負載、調(diào)制器/變換器和控制模塊。 在此假設采用星形聯(lián)結(jié)的三相負載，這是由于其可僅由兩個電流變送器直接測量負載電流。同時還要測量3個感應電壓ue1、ue2和ue3作為控制模塊的輸入。兩個三相兩相變換器模塊用于上述測量變量變換的空間矢量形式。343.2 三相負載的電流控制(3.15) 設一個離散控制器可使得一個采樣間隔Ts內(nèi)的誤差 為零。根據(jù)滿足式（3.1）的單相設計方法，可表示為空間矢量形式：*| ()( )|kski tTit*()( )kski tTit 控制器模塊的任務是確定需

21、滿足式(3.15)的平均電壓參考空間矢量 。在2.4節(jié)中，主要考慮調(diào)制器/變換器模塊，需確定滿足下列條件的切換算法：*( )kU t*1( )( )ksktTktsU tudT(3.16) 每相負載均由廣義阻抗Z表示，即第2章所討論的一個對稱的R、L、ue電路。這意味著負載空間矢量可表示為：ediuRiLudt(3.17)353.2 三相負載的電流控制(3.18) 從控制角度而言，采用圖3.10中的同步參考系非常有用。利用通用矢量變換 ，將矢量 、 和 變換到該復平面下，此時式(3.16)可寫為： 采樣頻率1/Ts通常遠大于矢量旋轉(zhuǎn)速度 ，此時單位值取為 。將式(3.17)中的負載空間矢量變換

22、到同步參考系下，可得：(3.19) 將式(3.19)代入式(3.18)，并將后者的實部與虛部結(jié)合，可得：(3.20a)ejdqxxeuieu*11() ( )( )1ksktTdqdqkstessUtudjTT1/(1)esjTe( )dqdqdqdqeediutRiLujLidt()*( )()*( )1( )( )( )1( )( )( )( )ksdkskskdkkksqkskskqkktTitTtTdkddeqtittssstTi tTtTqkqqeqeti ttsssRLU tiddiLidTTTRLU tiddiLiudTTT(3.20b)363.2 三相負載的電流控制 式(3.4

23、)和式(3.20)相比，表明可將三相控制問題簡化為兩個單相控制問題。這意味著3.1.2節(jié)中介紹的單相離散化方法可直接用于式(3.20)，即 對應于控制方程組式(3.21a)和式(3.21b)的通用框圖如圖3.18所示。該框圖包含圖3.17中的控制單元。由式(3.21a)和式(3.21b)可知，兩個電流控制器的比例積分增益系數(shù)Kp和Ki與單相時的增益系數(shù)（見式(3.9)）相同。然而，由圖3.18可知，dq干擾解耦項不同。易于確定的是增益L項，用于解耦直軸（有功）和正交軸（無功）電流分量。同時還給出正交軸上的反電動勢ue。(3.21a)1*01*0( )( ( )( ) ()( ( )( )( )

24、2( )( ( )( ) ()( ( )( )( )( )2ij kdkdijdijdkdkeqkijsij kqkqijqijqkqkedkekijsLRU tRi ti ti ti tLi tTLRU tRi ti ti ti tLi tu tT (3.21b)373.2 三相負載的電流控制 另外，用一個微分模塊來確定負載矢量 或磁通矢量 的頻率 在與主電源連接的負載配置中，頻率 已知，且控制器結(jié)構(gòu)可通過忽略離散差分模塊而簡化圖3.18中兩個變換器模塊用于產(chǎn)生三相平均參考相電壓，作為調(diào)制器模塊的輸入。eueee383.2 三相負載的電流控制 圖3.17中的電流參考 是由圖3.10中的直軸參

25、考分量 和正交參考分量 組成的。獲得直軸和正交參考值（ ， ）使得用戶可控制參考電流矢量相對于磁通矢量 的位置。從功率定義角度，對變量（ ， ）的控制即可控制相對于電壓矢量 的有功功率和無功功率。鑒于電機中的大多數(shù)控制器結(jié)構(gòu)使用磁通矢量的重要性，面向基于模型的電流控制器的磁通 的通用結(jié)構(gòu)如圖3.19所示。對電壓定向和磁通定向的控制器結(jié)構(gòu)進行比較，表明后者的反電動勢ue見式(3.21b)可根據(jù) 進行計算。在本例中，基于圖3.18的模型，與三相滯環(huán)控制情況完全相同，包括負載和直軸/正交軸電流的設置，即 。然而，在該情況下，增加一個分別如圖2.12和圖3.18所示的調(diào)制器和控制器結(jié)構(gòu)。采樣頻率和PW

26、M載波頻率分別設為5kHZ和2.5kHZ。*ie*0 ,15dqiA iAeeeu *di*qi*di*qi*qi*dieue393.2 三相負載的電流控制 為清晰地顯示電流端點軌跡，該值小于實際中的常用值。一個基本分量的周期內(nèi)，參考電流矢量和實際電流矢量端點軌跡如圖3.20所示采用上述控制方法的結(jié)果與三相滯環(huán)控制器的結(jié)果相比較。采用基于模型的控制器，電流誤差不能明確定義，而是由負載參考數(shù)和PWM載波頻率決定。403.2 三相負載的電流控制 這些變量的組合得到圖3.20中的電流絕對誤差。這比圖3.15中的誤差要大得多。兩條電流 端點軌跡的其他顯著不同之處在于有效電壓矢量和零電壓矢量的動作順序與

27、持續(xù)時間不同。這可通過考慮采用滯環(huán)控制方法，在同步參考坐標系下的電流誤差矢量 來體現(xiàn)。i*iii413.2 三相負載的電流控制 電流誤差 的端點軌跡如圖3.21所示，與圖3.16中滯環(huán)控制結(jié)果完全不同圖3.21給出了20ms時間內(nèi)電流誤差矢量軌跡（綠線）的第一段。同時還給出了時間間隔為2Ts的仿真運行軌跡（紅線）。對軌跡標號來注明控制器作用下的運作順序。合理選擇紅線中的子間隔，使之近似與圖3.11中的負載矢量位置相一致。i423.2 三相負載的電流控制 電流誤差端點的方向由負載矢量 與兩個有效矢量之間的相對位置決定。在軌跡1期間，電壓矢量 有效，而矢量 有效之后，使得軌跡對應于軌跡2。在控制方

28、法下，當零矢量時間間隔發(fā)生后，兩個有效矢量一次激活。動作順序可由圖3.21清晰表示，此時軌跡如軌跡3所示。在該過程中零矢量有效，從而又在過程4中上一個有效矢量 無效后發(fā)生。第二個有效矢量 激活，使得軌跡到達過程5。經(jīng)過每一個或兩個有效矢量之后，零矢量再次初始化，從而得到軌跡6，且必須與軌跡3一致，因為同步坐標系的q軸與電壓矢量 相關。應用該零矢量后，選中有效矢量 ，產(chǎn)生過程7。過程17的電流誤差軌跡不同，原因在于在時間間隔內(nèi)，相對于圖3.11中的兩個有效矢量，負載矢量 順時針旋轉(zhuǎn)。因此，電流誤差方向必須發(fā)生變化。由圖3.21可知，軌跡與縱軸之間相差角度 eu110u100u100u110ueu110ueu0433.2 三相負載的電流控制3.2.3 基于增強模型的三相電流控制 對于單相情況，沿電路對式(3.20)后向離散化，可得 式(3.22)構(gòu)成了圖3.22中離散模型的基本算法。該模塊的輸出為直軸平均電壓參考 和正交軸平均電壓參考 ，并與兩個比例積分控制器相結(jié)合，計算平均電壓參考 和 。*1*1( )( )( ( )()( )2( )( )( ( )()( )( )2MdkdkdkdkeqksMqkqkqkqkedkeksLRUtRi ti ti tLi tTLRUtRi ti ti tLi tu tT(3.22a)(3.22b)*( )Mdk