1、開關(guān)電源工作頻率的原理分析_、開關(guān)電源的原理和發(fā)展趨勢第一節(jié)高頻開關(guān)電源電路原理高頻開關(guān)電源由以卞幾個部分組成:圖12-1（一莊電路從交流電網(wǎng)輸入、直流輸出的全過程，包拾：1、輸入濾波器：其作用是將電網(wǎng)存在的雜波過濾，同時也阻礙本機(jī)產(chǎn)生的雜波反饋到公共電網(wǎng)。2、整流與濾波：將電網(wǎng)交流電源直接整流為較平滑的直流電，以供下一級變換。3、逆變：將整流后的直流電變?yōu)楦哳l交流電，這是高頻開關(guān)電源的核心部分，頻率越高，體積、重量與輸出功率之比越小。4、輸出整流與濾波：根據(jù)負(fù)載需要，提供穩(wěn)定可靠的直流電源。（二）控制電路一方面從輸出端取樣，經(jīng)與設(shè)定標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行比較，然后去控制逆變器，改變其頻率或脈寬,達(dá)到輸出穩(wěn)

2、定，另一方面，根據(jù)測試電路提供的數(shù)據(jù)，經(jīng)保護(hù)電路鑒別，提供控制電路對整機(jī)進(jìn)行各種保護(hù)措施。（三）檢測電路除了提供保護(hù)電路中正在運行中各種參數(shù)外，還提供各種顯示儀表數(shù)據(jù)。（四）輔助電源提供所有單一電路的不同要求電源。第二節(jié)開關(guān)控制穩(wěn)壓原理圖12-2開關(guān)K以一定的時間間隔重復(fù)地接通和斷開，在開關(guān)K接通時，輸入電源E通過開關(guān)K和濾波電路提供給負(fù)載RL,在整個開關(guān)接通期間，電源E向負(fù)載提供能量：當(dāng)開關(guān)K斷開時，輸入電源E便中斷了能量的提供?？梢?，輸入電源向負(fù)載提供能量是斷續(xù)的，為使負(fù)載能得到連續(xù)的能量提供，開關(guān)穩(wěn)壓電源必須要有一套儲能裝置，在開關(guān)接通時將一部份能量儲存起來，在開關(guān)斷開時，向負(fù)載釋放。圖

3、中，由電感L、電容C2和二極管D組成的電路，就具有這種功能。電感L用以儲存能量，在開關(guān)斷開時，儲存在電感L中的能量通過二極管D釋放給負(fù)載，使負(fù)載得到連續(xù)而穩(wěn)定的能量，因二極管D使負(fù)載電流連續(xù)不斷，所以稱為續(xù)流二極管。在AB間的電壓平均值EAB可用下式表示：EAB=TON/T*E式中TON為開關(guān)每次接通的時間，T為開關(guān)通斷的工作周期（即開關(guān)接通時間TON和關(guān)斷時間TOFF之和）。由式可知，改變開關(guān)接通時間和工作周期的比例，AB間電壓的平均值也隨之改變，因此，隨著負(fù)載及輸入電源電壓的變化自動調(diào)整TON和T的比例便能使輸出電壓V0維持不變。改變接通時間TON和工作周期比例亦即改變脈沖的占空比，這種方

4、法稱為時間比率控制”（TimeRatioControl,縮寫為TRC）。按TRC控制原理，有三種方式：（_）、脈沖寬度調(diào)制（PulseWidthModulation,縮寫為PWM）開關(guān)周期恒定，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。（二）、脈沖頻率調(diào)制（PulseFrequencyModulation,縮寫為PFM）導(dǎo)通脈沖寬度恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比的方式。（三）混合調(diào)制導(dǎo)通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。第三節(jié)開關(guān)電源的發(fā)展和趨勢1955年美國羅耶(GH.Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉(zhuǎn)換控制電路的

5、開端，1957年美國查賽(JenSen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學(xué)家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關(guān)電源的設(shè)想，這對電源向體積和重量的卞降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于犬功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復(fù)時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關(guān)電源。目前，開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應(yīng)用于以電子計算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關(guān)電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOSFET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進(jìn)一步提高。要提高開關(guān)

6、頻率，就要減少開關(guān)損耗，而要減少開關(guān)損耗，就需要有高速開關(guān)元器件。然而，開關(guān)速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產(chǎn)生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周闈電子設(shè)備，還會人人降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關(guān)啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關(guān)上的電壓或通過開關(guān)的電流呈正眩波,這樣既可減少開關(guān)損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關(guān)方式稱為諧振式開關(guān)。目前對這種開關(guān)電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關(guān)速度就可以在理論上把

7、開關(guān)損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關(guān)電源高頻化的一種主要方式。當(dāng)前，世界上許多國家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實用化研究。二、開關(guān)電源與電流檢測電路1、功率開關(guān)電路的電路拓?fù)浞譃殡娏髂Ｊ娇刂坪碗妷耗Ｊ娇刂?。電流模式控制具有動態(tài)反應(yīng)快、補(bǔ)償電路簡化、增益帶寬人、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點，因而取得越來越廣泛的應(yīng)用。而在電流模式的控制電路中，需要準(zhǔn)確、高效地測量電流值，故電流檢測電路的實現(xiàn)就成為一個重要的問題。本節(jié)介紹了電流檢測電路的實現(xiàn)方法，并探討在電流檢測中常遇見的電流互感器飽和、副邊電流下垂的問題，最后用實驗結(jié)果分析了升壓電路中電流檢測方法。2、電流檢測電路的實現(xiàn)在電流壞的控制電路中，

8、電流放人器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個較小的電阻來獲得足夠的檢測電壓，而檢測電阻小損耗也小。電流檢測電路的實現(xiàn)方法主要有兩類：電阻檢測(resistivesensing)和電流互感器(currentsensetransformer)檢測。電阻檢測有兩種,如圖12-3、圖12-4所示。SI2電區(qū)檢割(車框地)圖12-3圖12-4當(dāng)使用圖1直接檢測開關(guān)管的電流時還必須在檢測電阻RS旁并聯(lián)一個小RC濾波電路,如圖12-5所示。因為當(dāng)開關(guān)管斷開時集電極電容放電，在電流檢測電阻上產(chǎn)生瞬態(tài)電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值常足以使電流放人器鎖定，從而使PWM電路出錯。但是在實際電路設(shè)計時，特別在設(shè)計

9、人功率、人電流電路時采用電阻檢測的方法并不理想，因為檢測電阻損耗人，達(dá)數(shù)瓦，甚至十幾瓦；而且很難找到幾百亳歐或幾十亳歐那么小的電阻。實際上在大功率電路中實用的是電流互感器檢測，如圖4所示。電流互感器檢測在保持良好波形的同時還具有較寬的帶寬，電流互感器還提供了電氣隔離，并且檢測電流小損耗也小，檢測電阻可選用稍人的值，如一二十歐的電阻。電流互感器將整個瞬態(tài)電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測電阻上進(jìn)行測屋，但同時也要求電流脈沖每次過零時磁芯能正常復(fù)位，尤其在平均電流模式控制中，電流互感器檢測更加適用，因為平均電流模式控制中被檢測的脈沖電流在每個開關(guān)周期中都回零。擁了爭建漩為電犧繪淞i電.惑圖12-5

10、為了使電流互感器完全地磁復(fù)位，就需要給磁芯提供人小相等方向相反的伏秒積。在多數(shù)控制電路拓?fù)渲?，電流過零時占空比接近100%,所以電流過零時磁復(fù)位時間在開關(guān)周期中只占很小的比例。要在很短的時間內(nèi)復(fù)位磁芯，常需在電流互感器上加一個很人的反向偏壓，所以在設(shè)計電流互感器電路時應(yīng)使用高耐壓的二極管耦合在電流互感器副邊和檢測電阻之間。3、防止電流檢測電路飽和的方法如果電流互感器的磁芯不能復(fù)位，將導(dǎo)致磁芯飽和。電流互感器飽和是一個很嚴(yán)重的問題，首先是不能正確測量電流值，從而不能進(jìn)行有效的電流控制；其次使電流誤差放犬器總是“認(rèn)為”電流值小于設(shè)定值，這將使電流誤差放大器過補(bǔ)償，導(dǎo)致電流波形失真。電流互感器檢測最

11、適合應(yīng)用在對稱的電路，如推挽電路、全橋電路中。對于單端電路,特別是升壓電路，會產(chǎn)生一些我們必須關(guān)注的問題。對于升壓電路，電感電流就是輸入電流,那么在電流連續(xù)工作方式時，不管充電還是放電，電感電流總是人于零，即在直流值上疊加一個充放電的波形。因此電流互感器不能用于直接測屋升壓電路的輸入電流，因為電感電流不能回零而使直流值“丟失”了；并且電流互感器因不能磁復(fù)位而飽和，從而失去過流保護(hù)功能，輸出產(chǎn)生過壓等。在降壓電路中也存在同樣的問題，電流互感器不能用于直接測量輸出電流。tin:機(jī)u就站匚陽4卅壓電站孫人電鳥電汛維檢麗圖12-6解決這個問題的方法是用兩個電流互感器分別測量開關(guān)電流和二極管電流，如圖1

12、2-6所示實際的電感電流是這兩個電流的合成，這樣每個電流互感器就有足夠的時間來復(fù)位了。但要注意這兩個電流互感器的匝比應(yīng)一樣，以保持檢測電阻RS上的電流對稱。功率因數(shù)校正電路一般采用升壓電路，用雙互感器檢測，但在線電流過零時，電流互感器也特別容易飽和。因為此時的占空比約為100%,從而容易造成磁芯沒有足夠的時間復(fù)位。為此可以在外電路中采取一些措施來防止電流互感器飽和。如采用電流放人器輸出箝位來限制其輸出電壓，并進(jìn)一步限制占空比小于100%,電路如圖12-7所示。設(shè)定箝位電壓的過程很簡單，在剛起動時電流放人器箝位在一個相對較低的值（犬約4V）,系統(tǒng)開始工作，但過零誤差很人：一旦系統(tǒng)正常工作后，箝位

13、電壓將升高，電流互感器接近飽和，箝位電壓最多升到6.5V（低電壓大負(fù)載時）并且電流的THD在可接受的范圍內(nèi)（10%）,以限制最人占空比。設(shè)定的箝位電壓不能太低，否則將使電流過零畸變大。如果需要更好的特性或需要運行在寬范I制，可以用圖12-8的電路，這個電路將根據(jù)線電壓反向調(diào)節(jié)箝位電壓。圖$電滴.枚大耳財舟優(yōu)電瑤圖12-8圖12-7每個電流脈沖都使磁芯復(fù)位以克服磁芯飽和的方法，除了改進(jìn)外電路還可以改進(jìn)電流檢測電路。一般利用電流檢測電路自復(fù)位，即利用磁芯中存儲的能量和電流互感器的開路阻抗在短時間內(nèi)產(chǎn)生足夠的伏秒積來復(fù)位。但當(dāng)占空比犬于50%,特別是接近100%時，可能沒有足夠的時間來使磁芯復(fù)位，這

14、時除電流放人器輸出箝位外，還可以采用強(qiáng)制復(fù)位電路。TK3T切6圖7宜淵正電伍的強(qiáng)用岌怛電越圖12-9強(qiáng)制磁芯復(fù)位的電路很多，如使用附加線圈或中心抽頭的線圈，但最簡單的方法是釆用圖12-9、圖12-10所示電路來強(qiáng)制磁芯復(fù)位。脈沖電流來時強(qiáng)制復(fù)位電路和自復(fù)位電路的工作沒有差別，當(dāng)復(fù)位時從VCC通過Rr來的電流加入磁芯復(fù)位電流，寄生電容快速充電，副邊電壓反向，伏秒積增加，磁芯復(fù)位速度加快。如果需要得到負(fù)的檢測電壓而又不想用負(fù)電壓強(qiáng)制復(fù)位時則用圖12-10所示電路。對于電流檢測電路磁芯復(fù)位還要考慮的一個因素是副邊線圈的漏電感和分布電容。為了減小損耗，一般選擇匝比較人的電流互感器，但匝比人，副邊線圈的

15、漏電感和分布電容人。漏電感影響電流上升和卜降的時間，分布電容則影響電流互感器的帶寬。并且在磁芯復(fù)位時,副邊電感和分布電容諧振，如果分布電容人，則諧振頻率低，周期長，那么在占空比人、磁芯復(fù)位時間短時，副邊線圈就沒有足夠的時間來釋放能量使磁芯復(fù)位了。所以應(yīng)盡量不選擇匝比太人的電流互感器。囹*險樹賈電壓藥涇制農(nóng)謖電博圖12-io電流互感器的下垂效應(yīng)電流互感器副邊的脈沖電流要減去電流互感器繞組上的脈沖電壓在副邊產(chǎn)生的一個從零開始隨時間線性增長的磁化電流，才等于檢測電阻上的電流，該磁化電流的大小為：ldroop=nlls/LsAt(1)式中：US副邊電壓LS副邊電感nNs/NpAt一一電流波脈寬剛開始時副邊電流是原邊電流的n倍，但隨時間增加，磁化電流加人，副邊電流下降得很厲害，這就是電流互感器的卜垂效應(yīng)。所以為了得到較大的副邊檢測電壓不應(yīng)完全靠增加檢測電阻Rs的值來實現(xiàn)，也要靠減小副邊卞垂效應(yīng)來增加副邊的脈沖電流，同時Rs的值人也將使磁芯復(fù)位困難。如式(1)所示，副邊電感值越人，下垂效應(yīng)越?。辉驯仍叫?，卜垂效應(yīng)也越小，但最好不要靠減少副邊的匝數(shù)來減小匝比，因為這將使副邊的電感減小了，應(yīng)在空河允許的情況下增加原邊匝數(shù)來減小匝比。5、實驗結(jié)果在功率因數(shù)校正電路中，