第五章：數(shù)字信號的基帶傳輸課程目標：1：掌握基帶傳輸系統(tǒng)組成及各部分組成。2：掌握基帶信號的時域特征，波型，碼型和頻譜特征。（可以從時域窗函數(shù)，頻域Sa函數(shù)的隨機序列角度分

析）3：數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本模型、碼間干擾的概念。重點研究設(shè)計基帶傳輸總特性，（可以從頻域窗函數(shù)，時域Sa函數(shù)的隨機序列角度分析）4：掌握消除碼間干擾和減小加性噪聲干擾，提高系統(tǒng)抗噪聲性能。5：了解估計基帶傳輸系統(tǒng)性能的實驗方法：眼圖，6：了解改善基帶傳輸系統(tǒng)的二個措施：部分響應(yīng)與均衡技術(shù)的概念。

第五章：數(shù)字信號的基帶傳輸

§5.1概述數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

——

不經(jīng)過調(diào)制和解調(diào)而直接傳送數(shù)字基帶信號的通信系統(tǒng)。（短距離傳輸或較長距離上用中繼方式直接傳送數(shù)字基帶信號）。線性頻帶系統(tǒng)可等效為基帶系統(tǒng)研究。

特點：豐富低頻分量，也可直流分量。限制：距離短，一般有線方式。

基帶傳輸系統(tǒng)框圖：信號形成器——

對基帶信號進行必要的處理，使其與信道特性相適應(yīng)。均衡器——

對輸入信號作某些處理，以消除或減弱信道所引入的畸變。過濾器——

濾除加性干擾。檢測器——

對多畸變的信號進行“觀察”，并根據(jù)事先確知的規(guī)律對它進行判決，變換成規(guī)則信號。同步器——

同步換取裝置，向檢測器提供位同步脈沖，向解碼器提供幀同步信號。圖5-2基帶系統(tǒng)個點波形示意圖§5.2-1數(shù)字基帶信號

數(shù)字基帶信號是數(shù)字信息序列的一種由信號表示的形式，它是用不同的電平或脈沖來表示相應(yīng)的數(shù)字消息的，特點是功率譜集中在零點頻率附近。

幾種類型的二進制數(shù)字信號：幾種類型的二進制數(shù)字信號：

1）單極性不歸零碼——用脈沖寬度等于碼元間隔的矩形脈沖的有無表示碼元。這種信號的直流分量不為零。

2）雙極性不歸零碼——用寬度等于碼元間隔的兩個幅度相同但極性相反的矩形脈沖表示碼元。其直流分量近似為零。

3）單極性歸零碼——與單極性不歸零碼相似，只是脈沖的寬度小于碼元間隔。

4）雙極性歸零碼——與雙極性不歸零碼相似，只是脈沖的寬度小于碼元間隔。

5）交替極性碼碼——用無脈沖表示示碼元“０”，而碼元元“１”則交替的用正正極性脈沖和和負極性脈沖沖表示，其其直流分分量基本上等等于零。6）差分碼（相相對碼）——用相鄰脈沖極極性的改變表表示示“１”，用極性不改改變表示“０”。7）多電平信號號（多元碼)——用幅度能取多多個值的脈脈沖表示多多進制的碼元元。例：一個四電電平信號，脈脈沖幅度能取取-3A,-A,A,+3A四個值，分別別表示四進碼碼碼元的可能能取值“0”“1”“2”“3”。多電平信號的的傳信率較高高，然而隨著著電平數(shù)的增增加，在同樣樣峰值下，相相鄰電平的差差值減小了，，故較易受噪噪聲的影響而而抗噪聲性能能變壞。單極性碼含直直流分量，不不宜在線路上上傳輸，通常常只用于設(shè)備備內(nèi)部；雙極極性碼和交替替極性碼的直直流分量基本本上為零，較較適用于在線線路中傳輸；；多電平信號號，由于它的的傳信率高及及抗噪聲性能能差，較宜用用于要求高傳傳信率而信道道噪聲較小的的場合。基帶信號的時時域表達方式式若數(shù)字基帶信信號中各碼元元波形相同而而取值不同，，則可用表示。式中，，an是第n個信息符號所所對應(yīng)的電平平值（0、1或-1、1等），由信碼碼和編碼規(guī)律律決定；Ts為碼元間隔；；g(t)為某種標準脈沖波形形，對于二進制代代碼序列，若若令g1(t)代表“0”，g2(t)代表“1”，則表表示符號“0”表示符號“1”由于an是一個隨機量量。因此，通通常在實際中中遇到的基帶帶信號s(t)都是一個隨機的脈沖序序列。一般情況下，，數(shù)字基帶帶信號可用隨隨機序列表示示，即基帶信號的頻頻譜特性研究基帶信號號的頻譜結(jié)構(gòu)構(gòu)是十分必要要的，通過譜譜分析，我我們可以了解解信號需要占占據(jù)的頻帶寬寬度，所包含含的頻譜分量量，有無直流分量量，有無定定時分量等。這樣，我我們才能針對對信號譜的特特點來選擇相相匹配的信道道，以及確定定是否可從信信號中提取定定時信號。數(shù)字基帶信號號是隨機的脈脈沖序列，沒沒有確定的頻頻譜函數(shù)，所所以只能用用功率譜來描描述它的頻譜譜特性。方法有二：1：由隨機過程程的相關(guān)函數(shù)數(shù)去求隨機過過程的功率(或能量)譜密度就是一一種典型的分分析廣義平穩(wěn)穩(wěn)隨機過程的的方法。但這這種計算方法法比較復(fù)雜。。2：一種比較簡簡單的方法是是以隨機過程程功率譜的原原始定義為出出發(fā)點，求出出數(shù)字隨機序序列的功率譜譜公式。方法1：數(shù)字基帶帶信號的功率率譜數(shù)字基帶信號號一般是隨機機信號，其頻頻譜特性必須須用功率譜密密度來表示。。設(shè)設(shè)數(shù)字基帶信信號以某種標標準波形g(t)以碼元周期Ts傳送，則數(shù)字字基帶信號可可用隨機序列列表示：其中中是是第n個碼元脈沖的的相對幅度，，設(shè)、分分別為碼元為為“1”和“0”時，脈沖的相相對幅度。對任意的隨機機信號s(t)，可把它分解解成兩部分：：其其中是是s(t)的數(shù)學期望或或統(tǒng)計平均量量；是是s(t)與它的數(shù)學期期望之差。由由可知：是是一個周周期為，，相對對幅度為，，以為為基本脈沖的的確定性周期期性信號，是是隨機變化化分量.根據(jù)信號分析析知識，的的功功率譜密度為為：其中是是脈沖的的頻譜.由上式表明的的統(tǒng)統(tǒng)計平均分量量的的功率譜密度度是是一個以以為為包絡(luò)絡(luò)，角頻率為為的的離散散譜。根據(jù)隨機過程程理論，的的隨機機變化分量的的功率譜密度度為：由此可見，的的功功率譜是一個個連續(xù)譜。所以的的功率率譜密度就等等于：由此可見:（1）隨機數(shù)字基基帶信號的功功率譜通常包包括離散譜和和連續(xù)譜兩部部分。（（2）不論離散譜譜或連續(xù)譜，，都與基本脈脈g(t)的頻譜G(ω)及基帶信號的的形式（即C1和C0）和統(tǒng)計特性性（即ρ）有關(guān)。在二二進制數(shù)字通通信中碼元為為“1”的概率與碼元元為“0”的概率通常是是相等的。即即于是有：所以隨機數(shù)字字基帶信號s(t)的功率譜密度度可簡化為：對單極性數(shù)字字基帶信號，，Ｃ1＝１，Ｃ0＝０，代入上上式得：對雙極性數(shù)字字基帶信號，，Ｃ1＝１，Ｃ0＝－１，故得得：雙極性信號的的功率譜中沒沒有離散譜，，這是因為雙雙極性信號的的統(tǒng)計平均分分量為零。１）根據(jù)功率率譜，可知道道信號的功率率主要集中在在哪個頻率范范圍內(nèi)，這樣樣就可以考慮慮系統(tǒng)應(yīng)有的的傳輸帶寬。。２）單極性信信號的功率譜譜中，含有角角頻率的的離散散譜線，因此此接收端如設(shè)設(shè)法把這一成成份提取出來來，就可得到到所需的碼元元同步信息。。功率譜分析的的意義：(1)試求此雙極性性信號的功率率譜密度和和近似帶帶（這里規(guī)定：：即即信號功功率的９０％％集中在-Bs（赫）至+Bs（赫）的范圍圍內(nèi)）(2)若取取為單極極性信號而其其它條件不變變，則結(jié)果又又如何？例5.１：設(shè)是是某個個雙極性信號號，它的碼元元間隔為，，基本脈脈沖是是幅度為為Ａ，寬度為的的矩形脈沖，，碼元為“1”和“0”的概率均為１１／２。其頻譜為：解（１）由由題意知：此雙極性信號號的功率譜密密度為：近似帶寬可視視為：(2)若為為單極性信信號，則：可見，此單極極性信號的功功率譜中不但但有連續(xù)譜，，而且在ω＝0、±ωs、±3ωs……等處由離散譜譜線。同同樣可求得得此單極性信信號的近似帶帶寬為即即以矩形脈脈沖作為基本本脈沖時，數(shù)字基帶信號號的帶寬近似似為脈沖寬度度的倒數(shù)。這這是一個經(jīng)常常要用到的結(jié)結(jié)果。方法二基帶信號的頻頻譜特性研究基帶信號號的頻譜結(jié)構(gòu)構(gòu)是十分必要要的，通過譜譜分析，我我們可以了解解信號需要占占據(jù)的頻帶寬寬度，所包含含的頻譜分量量，有無直直流分量，有有無定時分分量等。這樣樣，我們才能能針對信號譜譜的特點來選選擇相匹配的的信道，以及及確定是否可可從信號中提提取定時信號號。另一種比較簡簡單的方法是是以隨機過程程功率譜的原原始定義為出出發(fā)點，求出出數(shù)字隨機序序列的功率譜譜公式。

設(shè)二進制的隨機脈沖序列如圖5-4（a）所示，其中，假設(shè)

表示“0”碼，表示“1”碼。和在實際中可以是任意的脈沖，但為了便于在圖上區(qū)分，這里我們把畫成寬度為Ts的方波，把畫成寬度為Ts的三角波。

圖5–4隨機脈沖序序列示意波形形現(xiàn)在假設(shè)序列列中任一碼元元時間內(nèi)內(nèi)和和出出現(xiàn)的的概率分別為為P和1-P，且認為它們們的出現(xiàn)是統(tǒng)統(tǒng)計獨立的，，則可可用式(5.2-2)表征，即其中以概率P出現(xiàn)以概率(1-P)出現(xiàn)(5.2-4)以概率P出現(xiàn)以概率(1-P)出現(xiàn)(5.2-4)為了使頻譜分分析的物理概概念清楚，推推導過程簡化化，我們可以以把分分解成穩(wěn)態(tài)波波和和交交變波。。所所謂穩(wěn)態(tài)波，，即是隨機序序列的的統(tǒng)計平均分分量，它取決決于每個碼元元內(nèi)出現(xiàn)的的概率率加權(quán)平均，，且每個碼元元統(tǒng)計平均波波形相同，因因此可表示成成其波形如圖5-4(b)所示，顯然然是是一個以為為周期的的周期函數(shù)。。(確定函數(shù))交變波是是與與之之差，即其中第n個碼元為其中,可根據(jù)式和和表表示為,以概率,以概率或者寫成其中顯然，是是隨機脈沖沖序列，圖圖5-4（c）畫出了的的一個個實現(xiàn)。以概率以概率下面我們根據(jù)據(jù)式(5.2-5)和式(5.2-8)，分別求出出穩(wěn)態(tài)波和和交變波波的的功率率譜，然后根根據(jù)式(5.2-6)的關(guān)系，將兩兩者的功率譜譜合并起來就就可得到隨機機基帶脈沖序序列的的頻頻譜特性。1.的功率譜密度度由于是是以為為周期的周期期信號，故可以展成成傅氏級數(shù)式中由于在（-Ts/2，Ts/2）范圍內(nèi)（相相當n=0）,，所以又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范圍內(nèi)，(觀察某一點)所以上式的積積分限可以改改為從-∞到∞，因此式中再根據(jù)周期信信號功率譜密密度與傅氏系系數(shù)Cm的關(guān)系式，有有可見穩(wěn)態(tài)波的的功率譜Pv(f)是沖擊強度取取決|Cm|2的離散線譜，，根據(jù)離散譜譜可以確定隨隨機序列是否否包含直流分分量（m=0）和定時分量量(m=1)。2.u(t)的功率譜密度度Pu(f)u(t)是功率型的隨隨機脈沖序列列，它的功率率譜密度可采采用截短函數(shù)數(shù)和求統(tǒng)計平平均的方法來來求，參照第第2章中的功率譜譜密度的原始始定義式（2.2-15），有其中UT(f)是u(t)的截短函數(shù)uT(t)的頻譜函數(shù)；；E表示統(tǒng)計平均均；截取時間間T是（2N+1）個碼元的長長度，即式中，N為一個足夠大大的數(shù)值，且且當T→∞時，意味著N→∞?，F(xiàn)在先求出出頻譜函數(shù)UT(f)。由式（5.2-8），顯然有式中于是則當時時以概率以概率

所以其統(tǒng)計平均為為當m≠n時

所以

以概率以概率以概率由以上計算可可知式(5.2-20)的統(tǒng)計平均值值僅在m=n時存在，即即根據(jù)式(5.2-15)，可求得交交變波的功率率譜可見，交變波波的的功率譜譜是是連續(xù)譜，，它與和和的的頻頻譜以及出現(xiàn)現(xiàn)概率P有關(guān)。根據(jù)連連續(xù)譜可以確確定隨機序列列的帶寬。3.的功率譜密度度將式(5.2-14)與式(5.2-24)相加，可得到到隨機序列的的功率譜譜密度為上式是雙邊的的功率譜密度度表示式。如如果寫成單單邊的，則則有由式(5.2-25)可知，隨機機脈沖序列的的功率譜密度度可能包含連連續(xù)譜和和離散散譜。。對于于連續(xù)譜而言言，由于代表表數(shù)字信息的的及不不能完完全相同，故故因因而總總是是存在的；而而離散譜是否否存在，取決決和和的的波波形及其出現(xiàn)現(xiàn)的概率P，下面舉例說說明。例5–1對于單極性波波形：若設(shè)則則隨機脈沖沖序列的雙邊邊功率譜密度度為等概（P=1/2）時，上式式簡化為（1）若表示““1”碼的波形為為不歸零矩形形脈沖，即的取值情況：：時時，,因此離散譜中中有直流分量量；為不等等于零的整數(shù)數(shù)時，，，離散散譜均為零，，因而無定時時信號。隨機序列的帶帶寬取決于連連續(xù)譜，實實際由單個碼碼元的頻譜函函數(shù)決決定，，該頻譜的第第一個零點在在，，因此單極極性不歸零信信號的帶寬為為，，如圖5-5所示。（2）若表示““1”碼的波形為為半占空歸零零矩形脈沖，，即脈沖寬度度時時，其頻譜譜函數(shù)為這時，式（（5.2-28）變成圖5–5二進制基帶信信號的功率譜譜密度的取值情況：：時時因因此離散散譜中有直流流分量；為為奇數(shù)時時，，此此時時有有離離散散譜譜，，其其中中時時，，，因因而而有有定定時時信信號號；；為為偶偶數(shù)數(shù)時時，，，此此時時無無離離散散譜譜。。這時時，，式式（（5.2-28）變變成成不難難求求出出，，單單極極性性半半占占空空歸歸零零信信號號的的帶帶寬寬為為。。[例5-2］對對于于雙雙極極性性波波形形：：若若設(shè)設(shè)，，則則等概概（（P=1/2）時時，，上上式式變變?yōu)闉槿魹闉楦吒邽闉?，脈脈寬寬等等于于碼碼元元周周期期的的矩矩形形脈脈沖沖，，那那么么上上式式可可寫寫成成從以以上上兩兩例例可可以以看看出出,得出出結(jié)結(jié)論論（1）隨隨機機序序列列的的帶帶寬寬主主要要依依賴賴單單個個碼碼元元波波形形的的頻頻譜譜函函數(shù)數(shù)或或，，兩兩者者之之中中應(yīng)應(yīng)取取較較大大帶帶寬寬的的一一個個作作為為序序列列帶帶寬寬。。時時間間波波形形的的占占空空比比越越小小，，頻頻帶帶越越寬寬。。通通常常以以譜譜的的第第一一個個零零點點作作為為矩矩形形脈脈沖沖的的近近似似帶帶寬寬，，它它等等于于脈脈寬寬的的倒倒數(shù)數(shù)，，即即。。由圖圖5-5可知知，，不不歸歸零零脈脈沖沖的的則則；；半半占占空空歸歸零零脈脈沖沖的的則則。。其其中中，，位位定定時時信信號號的的頻頻率率，，在在數(shù)數(shù)值值上上與與碼碼速速率率相相等等。。（2）單單極極性性基基帶帶信信號號是是否否存存在在離離散散線線譜譜取取決決于于矩矩形形脈脈沖沖的的占占空空比比，，單單極極性性歸歸零零信信號號中中有有定定時時分分量量，，可可直直接接提提取取。。單極極性性不不歸歸零零信信號號中中無無定定時時分分量量，，若若想想獲獲取取定定時時分分量量，，要要進進行行波波形形變變換換。。0、1等概概的的雙雙極極性性信信號號沒沒有有離離散散譜譜，，也也就就是是說說無無直直流流分分量量和和定定時時分分量量。。綜上上分分析析，，研研究究隨隨機機脈脈沖沖序序列列的的功功率率譜譜是是十十分分有有意意義義的的，，一一方方面面我我們們可可以以根根據(jù)據(jù)它它的的連連續(xù)續(xù)譜譜來來確確定定序序列列的的帶寬寬。另另一一方方面面根根據(jù)據(jù)它它的的離離散散譜譜是是否否存存在在這這一一特特點點，，使使我我們們明明確確能能否否從從脈脈沖沖序序列列中中直直接接提提取取定時時分分量量，以以及及采采用用怎怎樣樣的的方方法法可可以以從從基基帶帶脈脈沖沖序序列列中中獲獲得得所所需需的的離離散散分分量量。。這這一一點點，，在在研研究究位位同同步步、、載載波波同同步步等等問問題題時時將將是是十十分分重重要要的的。。5.3基帶帶傳傳輸輸?shù)牡某３Ｓ糜么a碼型型在實實際際的的基基帶帶傳傳輸輸系系統(tǒng)統(tǒng)中中，，并并不不是是所所有有代代碼碼的的電電波波形形都都能能在在信信道道中中傳傳輸輸。。例例如如，，前前面面介介紹紹的的含含有有直直流流分分量量和和較較豐豐富富低低頻頻分分量量的的單單極極性性基基帶帶波波形形就就不不適適宜宜在在低低頻頻傳傳輸輸特特性性差差的的信信道道中中傳傳輸輸，，因因為為它它有有可可能能造造成成信號號嚴嚴重重畸畸變變。又又如如，，當當消消息息代代碼碼中中包包含含長長串串的的連連續(xù)續(xù)““1””或““0””符號號時時，，非非歸歸零零波波形形呈呈現(xiàn)現(xiàn)出出連連續(xù)續(xù)的的固固定定電電平平，，因因而而無法法獲獲取取定定時時信信息息。單單極極性性歸歸零零碼碼在在傳傳送送連連““0””時，，存存在在同同樣樣的的問問題題。。因因此此，，對對傳傳輸輸用用的的基基帶帶信信號號主主要要有有兩兩個個方方面面的的要要求求：：（1）對對代代碼碼的的要要求求，，原原始始消消息息代代碼碼必必須須編編成成適適合合于于傳傳輸輸用用的的碼碼型型；；（2）對對所所選選碼碼型型的的電電波波形形要要求求，，電電波波形形應(yīng)應(yīng)適適合合于于基基帶帶系系統(tǒng)統(tǒng)的的傳傳輸輸。。前者者屬屬于于傳輸輸碼碼型型的的選選擇擇，后后者者是是基帶帶脈脈沖沖的的選選擇擇。這這是是兩兩個個既既獨獨立立又又有有聯(lián)聯(lián)系系的的問問題題。。本節(jié)節(jié)先先討討論論碼碼型型的的選選擇擇問問題題，，后后一一問問題題將將在在以以后后討討論論。。傳傳輸輸碼碼(或稱線路路碼)的結(jié)構(gòu)將將取決于于實際信信道特性性和系統(tǒng)統(tǒng)工作的的條件。。通常，，傳輸碼碼的結(jié)構(gòu)構(gòu)應(yīng)具有有下列主主要特性性：(1)相應(yīng)的基基帶信號號無直流流分量，，且低頻頻分量少少；(2)便于從信信號中提提取定時時信息；；(3)信號中高高頻分量量盡量少少，以以節(jié)省傳傳輸頻帶帶并減少少碼間間串擾；；(4)不受信息息源統(tǒng)計計特性的的影響，，即能能適應(yīng)于于信息源源的變化化；(5)具有內(nèi)在在的檢錯錯能力，，傳輸碼碼型應(yīng)具具有一定定規(guī)律性性，以以便利利用這一一規(guī)律性性進行宏宏觀監(jiān)測測；(6)編譯碼設(shè)設(shè)備要盡盡可能簡簡單，等等等。。滿足或部部分滿足足以上特特性的傳傳輸碼型型種類繁繁多，這這里準備備介紹目目前常見見的幾種種。1.AMI碼AMI碼是傳號號交替反反轉(zhuǎn)碼。。其編碼碼規(guī)則是是將二進進制消息息代碼““1”(傳號)交替地變變換為傳傳輸碼的的“+1”和“-1”，而“0”(空號)保持不變變。例如如：消息代碼碼100110000000110011……AMI碼：+100––1+10000000-1+100-1+1…AMI碼對應(yīng)的的基帶信信號是正正負極性性交替的的脈沖序序列，而而0電位持不不變的規(guī)規(guī)律。AMI碼的優(yōu)點點是，由由于+1與-1交替，AMI碼的功率率譜（見見圖5-6）中不含含直流成成分，高高、低頻頻分量少少，能量量集中在在頻率為為1/2碼速處。。位定時時頻率分分量雖然然為0，但只要要將基帶帶信號經(jīng)經(jīng)全波整整流變?yōu)闉閱螛O性性歸零波波形，便便可提取取位定時時信號。。圖5-6AMI碼和HDB3碼的功率率譜此外，AMI碼的編譯譯碼電路路簡單，，便于利利用傳號號極性交交替規(guī)律律觀察誤誤碼情況況。鑒于于這些優(yōu)優(yōu)點，AMI碼是CCITT建議采用用的傳輸輸碼性之之一。AMI碼的不足足是，當當原信碼碼出現(xiàn)連連“0”串時，信信號的電電平長時時間不跳跳變，造造成提取取定時信信號的困困難。解解決連““0”碼問題的的有效方方法之一一是采用用HDB3碼。2.HDB3碼HDB3碼的全稱稱是3階高密度度雙極性性碼，它它是AMI碼的一種種改進型型，其其目的是是為了保保持AMI碼的優(yōu)點點而克服服其缺點點，使使連“0”個數(shù)不超超過3個。其編編碼規(guī)則則如下：：（1）當信碼的的連“0”個數(shù)不超超過3時，仍按按AMI碼的規(guī)則則編，即即傳號極極性交替替；（2）當連“0”個數(shù)超過過3時，則將將第4個“0”改為非“0”脈沖，記記為+V或-V，稱之為為破壞脈脈沖。相相鄰V碼的極性性必須交交替出現(xiàn)現(xiàn)，以確確保編好好的碼中中無直流流；（3）為了便于于識別，，V碼的極性性應(yīng)與其其前一個個非“0”脈沖的極極性相同同，否則則，將四四連“0”的第一個個“0”更改為與與該破壞壞脈沖相相同極性性的脈沖沖，并記記為+B或-B；（4）破壞脈沖沖之后的的傳號碼碼極性也也要交替替。例例如：代碼：AMI碼：-10000+10000-1+10000-1+1HDB3碼：-1000-V+100+V-1+1-B00-V+1-1其中的±V脈沖和±B脈沖與±1脈沖波形形相同，，用V或B符號的目目的是為為了示意意是將原原信碼的的“0”變換成“1”碼。雖雖然HDB3碼的編碼碼規(guī)則比比較復(fù)雜雜，但譯譯碼卻比比較簡單單。從從上述原原理看出出，每一一個破壞壞符號V總是與前前一非0符號同極極性(包括B在內(nèi))。這就是說說，從收收到的符符號序列列中可以以容易地地找到破破壞點V，于是也也斷定V符號及其其前面的的3個符號必必是連0符號，從從而恢復(fù)復(fù)4個連0碼，再將將所有-1變成+1后便得到到原消息息代碼。。HDB3碼保持了了AMI碼的優(yōu)點點外，同同時還將將連“0”碼限制在在3個以內(nèi)，，故有利利于位定定時信號號的提取取。HDB3碼是應(yīng)用用最為廣廣泛的碼碼型，A律PCM四次群以以下的接接口碼型型均為HDB3碼。3.PST碼PST碼是成對對選擇三三進碼。。其編碼碼過程是是：先將將二進制制代碼兩兩兩分組組，然后后再把每每一碼組組編碼成成兩個三三進制數(shù)數(shù)字(+、-、0)。因為為兩位三三進制數(shù)數(shù)字共有有9種狀態(tài)，，故可靈靈活地選選擇其中中的4種狀態(tài)。。表5-1列出了其其中一種種使用最最廣的格格式。為為防止PST碼的直流流漂移，，當在一一個碼組組中僅發(fā)發(fā)送單個個脈沖時時，兩個個模式應(yīng)應(yīng)交替變變換。例例如：：代碼：01001110101100PST碼：0+-++--0+0+--+或0--++-+0-0+--+表5–1PST碼二進制代碼+模式-模式00-+-+010+0-10+0-011+-+-PST碼能提供供足夠的的定時分分量，且且無直流流成分，，編碼過過程也較較簡單。。但這種種碼在識識別時需需要提供供“分組組”信息息，即需需要建立立幀同步步AMI,HDB3,PST碼中每位位二進進制碼變變換成1位三電平平(+1,0,-1)的碼,稱1B/1T碼。4.數(shù)字雙相相碼數(shù)字雙相相碼又稱稱曼徹斯斯特（Manchester）碼。它它用一一個周期期的正負負對稱方方波表示示“0”，而用其其反相波波形表示示“1”。編碼碼規(guī)則之之一是：：“0”碼用“01”兩位碼表表示，“1”碼用“10”兩位碼表表示，例例如：代碼：1100101雙相碼：：雙相碼只只有極性性相反的的兩個電電平，而而不像前前面的三三種碼具具有三個個電平。。因為雙雙相碼在在每個碼碼元周期期的中心心點都存存在電平平跳變，，所以富富含位定定時信息息。又因因為這種種碼的正正、負電電平各半半，所以以無直流流分量，，編碼碼過程也也簡單。。但帶帶寬比原原信碼大大1倍。5.密勒碼密勒(Miller)碼又稱延延遲調(diào)制制碼，它它是雙相相碼的一一種變形形。編碼碼規(guī)則如如下：“1”碼用碼元元間隔中中心點出出現(xiàn)躍變變來表示示，即用用“10”或“01”表示?！?”碼有兩種種情況：：單個“0”時，在碼碼元間隔隔內(nèi)不出出現(xiàn)電平平躍變，，且與相相鄰碼元元的邊界界處也不不躍變，，連“0”時，在兩個個“0”碼的邊界處處出現(xiàn)電平平躍變，即即“00”與“11”交替。為了便于理理解，圖5-7(a)和(b)示出了代碼碼序列為11010010時，雙相碼碼和密勒碼碼的波形。。由圖5=7(b)可見，若若兩個“1”碼中間有一一個“0”碼時，密勒勒碼流中出出現(xiàn)最大寬寬度為2Ts的波形，即即兩個碼元元周期。這這一性質(zhì)可可用來進行行宏觀檢錯錯。圖5-7雙相碼、密密勒碼、、CMI碼的波形(a)雙相碼；(b)密勒碼；(c)CMI碼比較圖5-7中的(a)和（b）兩個波形形可以看出出，雙相相碼的下降降沿正好對對應(yīng)于密勒勒碼的躍變變沿。因此此，用雙相相碼的下降降沿去觸發(fā)發(fā)雙穩(wěn)電路路，即可輸輸出密勒碼碼。密勒碼碼最初用于于氣象衛(wèi)星星和磁記錄錄，現(xiàn)在也也用于低速速基帶數(shù)傳傳機中。6.CMI碼CMI碼是傳號反反轉(zhuǎn)碼的簡簡稱，與數(shù)數(shù)字雙相碼碼類似，它它也是一一種雙極性性二電平碼碼。編碼規(guī)規(guī)則是：“1”碼交替用“11”和“00”兩位碼表示示；“0”碼固定地用用“01”表示，其波波形圖如圖圖5-7(c)所示。CMI碼有較多的的電平躍變變，因此含含有豐富的的定時信息息。此外外，由于10為禁用碼組組，不會出出現(xiàn)3個以上的連連碼，這這個規(guī)律可可用來宏觀觀檢錯。由于CMI碼易于實現(xiàn)現(xiàn)，且具有有上述特點點，因此是是CCITT推薦的PCM高次群采用用的接口碼碼型，在速速率低于8.448Mb/s的光纖傳輸輸系統(tǒng)中有有時也用作作線路傳輸輸碼型。在數(shù)字雙相相碼、密勒勒碼和CMI碼中，每個個原二進制制信碼都用用一組2位的二進碼碼表示，因因此這類碼碼又稱為1B2B碼。7.nBmB碼nBmB碼是把原信信息碼流的的n位二進制碼碼作為一組組，編成m位二進制碼碼的新碼組組。由于于m＞n，新碼組可可能有2m種組合，故故多出(2m-2n)種組合。從從中選擇一一部分有利利碼組作為為可用碼組組，其余為為禁用碼組組，以獲得得好的特性性。在光纖纖數(shù)字傳輸輸系統(tǒng)中，，通常選擇擇m＝n+1，有1B2B碼、2B3B、3B4B碼以及5B6B碼等，其中中，5B6B碼型已實用用化，用作作三次群和和四次群以以上的線路路傳輸碼型型。8.4B/3T碼型在某些高速速遠程傳輸輸系統(tǒng)中，，1B／1T碼的傳輸效效率偏低。。為此可以以將輸入二二進制信碼碼分成若干干位一組，，然后用較較少位數(shù)的的三元碼來來表示，以以降低編碼碼后的碼速速率，從而而提高頻帶帶利用率。。4B／3T碼型是1B／1T碼型的改進進型，它把把4個二進制碼碼變換成3個三元碼。。顯然，在在相同的碼碼速率下，，4B／3T碼的信息容容量大于1B／1T，因而可提提高頻帶利利用率。4B／3T碼適用于較較高速率的的數(shù)據(jù)傳輸輸系統(tǒng)，如如高次群同同軸電纜傳傳輸系統(tǒng)。。§5.4數(shù)字基帶傳傳輸系統(tǒng)的的基本模型型，碼間干干擾的概念念這里把數(shù)字字基帶信號號的產(chǎn)生過過程分成碼碼型編碼和和波形形成成兩部，碼碼型編碼的的輸出信號號為脈脈沖序列，，波形形成成網(wǎng)絡(luò)的作作用則是將將每個脈脈沖轉(zhuǎn)換換為一定波波形的信號號。從波形形成成至接收濾濾波器輸出出的整個基基帶傳輸系系統(tǒng)的傳輸輸系數(shù)為：：則作作用在波波形形成器器的輸入端端時，整個個基帶傳輸輸系統(tǒng)的單單位沖擊響響應(yīng)為：接收濾波器器的輸出為為：n(t)通過接收濾濾波器后所所產(chǎn)生的輸輸出噪聲。。再生判決器器對進進行抽樣判判決，以確確定所傳送送的數(shù)字消消息序列,為判定的的值，，應(yīng)在瞬瞬間對進進行抽樣樣，（這里里是某某個時延，，取決于系系統(tǒng)的傳輸輸函數(shù)）），此抽抽樣值為：：其中，第一一項是是輸出基基帶信號的的第個i碼元在抽樣樣瞬間所所取取的值，它它是確定的的依依據(jù)；第第二項是是除第第i個碼元脈沖沖外的其它它所有碼元元脈沖在在瞬瞬間所取取值的總和和，它對于的的判決起起著干擾的的作用，所所以稱為碼碼間干擾值值；第三項是是輸出噪噪聲在抽樣樣瞬間的值值。

為了了降低誤碼碼率，必須須最大限度度地減小碼碼間干擾和和隨機噪聲聲的影響5.5無碼間串擾擾的基帶傳傳輸特性若想消除碼碼間串擾，，應(yīng)有anh［(k-n)Ts+t0］=0由于an是隨機的，要想通過過各項相互抵抵消使碼間間串擾為0是不行的，這就需要要對h(t)的波形提出出要求，如如果相鄰碼碼元的前一一個碼元的的波形到達達后一個碼碼元抽樣判判決時刻時時已經(jīng)衰減減到0，如圖5-9(a)所示的波形形，就能滿滿足要求。。但這樣的的波形不易易實現(xiàn)，因因為實際中中的h(t)波形有很長長的“拖尾尾”，也正正是由于每每個碼元““拖尾”造造成對相鄰鄰碼元的串串擾，但只要讓它在在t0+Ts，t0+2Ts等后面碼元元抽樣判決決時刻上正正好為0，就能消除除碼間串擾擾，如圖5-9(b)所示。這也也是消除碼碼間串擾的的基本思想想。由h(t)與H(ω)的關(guān)系可知知，如何形形成合適的的h(t)波形，實際際是如何設(shè)設(shè)計H(ω)特性的問題題。根據(jù)上上面的分析析，在假設(shè)設(shè)信道和接接收濾波器器所造成的的延遲t0=0時，無碼間間串擾的基基帶系統(tǒng)沖沖激響應(yīng)應(yīng)應(yīng)滿足下式式:說明，無碼碼間串擾的的基帶系統(tǒng)統(tǒng)沖激響應(yīng)應(yīng)除t=0時取值不為為零外，其其他抽樣時時刻t=kTs上的抽樣值值均為零。。下面就是是推導符合合以上條件件的H(ω)。本節(jié)中暫暫不考慮噪噪聲的影響響，只討論論如何減小小和消除碼碼間干擾的的問題，即§5.5數(shù)字基帶傳傳輸系統(tǒng)的的傳輸特性性h(kTs)=1,k=00,k為其他整數(shù)數(shù)一、 無碼碼間干擾條條件與奈奎奎斯特準則則：若適當選擇擇的的波形形，使它在在諸抽樣瞬瞬間的值滿滿足：（為分析簡簡單起見，，假定））即除除了在在瞬瞬間間的值不等等于零外，，在其它抽抽樣瞬間的的值都等于于零，則不不論取取什什么數(shù)值，，碼間干擾擾恒為零．．下面我們進進一步研究究，基帶傳傳輸系統(tǒng)應(yīng)應(yīng)該具有的的。。因為則其中：是是帶帶ｋ個區(qū)間間中中的那小小段。。進行變量置置換，令，，則則當，，時時，，把上式的積積分區(qū)間劃劃分成間隔隔為ωs=2ππ/Ts的一系列小小區(qū)間，則則:改變上式中中求和與積積分的次序序，并且把把改寫為得得：其中，它它是把各各段分分別平移移，，然后相相疊加而成成，顯然它它僅在區(qū)間上有值，而在該區(qū)間間外為零。。

將以以為為周期生生成一個周周期函數(shù)則則展開成傅傅氏級數(shù)的的系數(shù)為：：級數(shù)展開將上式和（（＊式）相相比可知，，，，為了使使?jié)M滿足無碼碼間干擾條條件，即要要求中中除不不等于零外外，其余系系數(shù)均為零零，這意味味著是是與頻率率無關(guān)的常常數(shù)，于是是是是帶寬為為的的理想想低通特性性，即：由此可知：：為了消除除碼間干擾擾，要求基基帶傳輸系系統(tǒng)的傳輸輸函數(shù)分分成帶寬為為的的小段后，，在將各段在區(qū)間間上上迭加加所構(gòu)成的的等效低通通傳輸函數(shù)數(shù)為理想低低通特性――奈奎斯特準準則．滿足足上式的不不是唯一的的，下面就就來研究幾幾種有典型型意義的情情況。圖5-10Hep(w)的構(gòu)成二、 低通通矩形頻譜譜脈沖在在滿足奈奈奎斯特準準則的所有有中中，帶帶寬最窄的的是除外外其它均均為零零的情況，，即其帶寬，，或該該系統(tǒng)的單單位沖激響響應(yīng)為為：由圖圖可可見見，，在在時時的的值值為為，，而而（（ｎｎ為為非非零零整整數(shù)數(shù)））的的諸諸瞬瞬間間均均為為零零，，滿滿足足消消除除碼碼間間干干擾擾的的條條件件。。這時時系系統(tǒng)統(tǒng)的的傳傳碼碼率率（（波波特特）），，頻頻帶帶利利用用率（（波波特特／／赫赫））―――抽樣樣值值無無失失真真條條件件下的的最最高高頻頻帶帶利利用用率率。。由此此可可知知，，無無失失真真?zhèn)鱾鬏斴敶a碼元元周周期期為為Ts的數(shù)數(shù)字字基基帶帶信信號號時時，，所所需需的的最最小小頻頻帶帶寬寬度度為為稱稱為為奈奈奎奎斯斯特特帶帶寬寬，，稱稱為為奈奈奎奎斯斯特特間間隔隔，，而而傳傳碼碼率率稱稱為為奈奈奎奎斯斯特特速速率率。。一是是理理想想矩矩形形特特性性的的物物理理實實現(xiàn)現(xiàn)極極為為困困難難；；二二是是理理想想的的沖沖激激響響應(yīng)應(yīng)h(t)的“尾巴巴”很長長，，衰衰減減很很慢慢，，當當定定時時存存在在偏偏差差時時，，可可能能出出現(xiàn)現(xiàn)嚴嚴重重的的碼碼間間串串擾擾。?？伎紤]慮到到實實際際的的傳傳輸輸系系統(tǒng)統(tǒng)總總是是可可能能存存在在定定時時誤誤差差的的，，因因而而，，一一般般不不采采用用Heq(ωω)=H(ωω)，而而只只把把這這種種情情況況作作為為理理想想的的“標準準”或者者作作為為與與別別的的系系統(tǒng)統(tǒng)特特性性進進行行比比較較時時的的基基礎(chǔ)礎(chǔ)。?？紤]慮到到理理想想沖沖激激響響應(yīng)應(yīng)h(t)的尾尾巴巴衰衰減減慢慢的的原原因因是是系系統(tǒng)統(tǒng)的的頻頻率率截截止止特特性性過過于于陡陡峭峭，，這這啟啟發(fā)發(fā)我我們們可可以以按按圖圖5-12所示示的的構(gòu)構(gòu)造造思思想想去去設(shè)設(shè)計計H(ωω)特性性，，只只要要圖圖中中的的Y(ωω)具有有對對W1呈奇奇對對稱稱的的振振幅幅特特性性，，則則H(ωω)即為為所所要要求求的的。。這這種種設(shè)設(shè)計計也也可可看看成成是是理理想想低低通通特特性性按按奇奇對對稱稱條條件件進進行行“圓滑滑”的結(jié)結(jié)果果，，上上述述的的“圓滑滑”，通通常常被被稱稱為為“滾降降”。會產(chǎn)產(chǎn)生生的的問問題題?。。。。?！圖5-12滾降降特特性性構(gòu)構(gòu)成成定義義滾滾降降系系數(shù)數(shù)為為α=(5.5-13)其中中W1是無無滾滾降降時時的的截截止止頻頻率率，，W2為滾滾降降部部分分的的截截止止頻頻率率。。顯顯然然，，0≤≤αα≤≤1。不不同同的的α有不不同同的的滾滾降降特特性性。。圖圖5-13畫出出了了按按余余弦弦滾滾降降的的三三種種滾滾降降特特性性和和沖沖激激響響應(yīng)應(yīng)。。具具有有滾滾降降系系數(shù)數(shù)α的余余弦弦滾滾降降特特性性H(ωω)可表表示示成成H(ωω)=TS0圖5-13余弦弦滾滾降降系系統(tǒng)統(tǒng)(a)傳輸輸特特性性;（b）沖沖激激響響應(yīng)應(yīng)其單單位位沖沖激激響響應(yīng)應(yīng)為為由圖圖5-13和式式(5.5-16)可知知，，升升余余弦弦滾滾降降系系統(tǒng)統(tǒng)的的h(t)滿足足抽抽樣樣值值上上無無串串擾擾的的傳傳輸輸條條件件，，且且各各抽抽樣樣值值之之間間又又增增加加了了一一個個零零點點，，其尾尾部部衰衰減減較較快快(與t2成反反比比)，這這有有利利于于減減小小碼碼間間串串擾擾和和位位定定時時誤誤差差的的影影響響。。但這這種種系系統(tǒng)統(tǒng)的的頻頻譜譜寬寬度度是是α=0的2倍，因因而而頻頻帶帶利利用用率率為為1波特特/赫，，是是最最高高利利用用率率的的一一半半。。若若0＜α＜1時，，帶帶寬寬B=(1+αα)/2Ts赫，，頻頻帶帶利利用用率率η=2/(1+αα)波特特/赫。。應(yīng)應(yīng)當當指指出出，，在在以以上上討討論論中中并并沒沒有有涉涉及及H(ωω)的相相移移特特性性。但但實際際上上它它的的相相移移特特性性一一般般不不為為零零，，故故需需要要加加以以考考慮慮。。然而，在推導導式(5.5-9)的過程中，我我們并沒有指指定H(ω)是實函數(shù)，所所以，式(5.5-9)對于一般特性性的H(ω)均適用。而相應(yīng)的h(t)為H(t)=實際的H(ω)可按不同的α來選取。由圖5-13可以看出：α=0時，就是理想低通通特性；α＝1時，是實際中中常采用的升升余弦頻譜特特性，這時，H(ω)可表示為H(W)=0三、 開余弦弦頻譜脈沖這時，系統(tǒng)的的單位沖激響響應(yīng)即接收濾濾波的輸出基基本脈沖為：：稱為開余弦降降信號由圖可見，開開余弦頻譜在在t=0瞬間不等于零零外，在t=nTs(n≠≠0)的其它抽樣瞬瞬間都等于零零，用此滿足足無碼間采用開余弦特特性時，系統(tǒng)統(tǒng)的帶寬是是奈奈奎斯特帶寬寬的２倍，頻頻帶利用率（（波波特／赫），，僅為最高頻頻帶利用率的的一半。干擾條件，此此時，它在相相鄰兩個零抽抽樣點之間還還有一個零點點，因而它的的“尾部”衰減較快，振振蕩幅度較小小，因此，即即使抽樣瞬間間有些偏差，，也不至于引引起顯著的碼碼間干擾?！?.６數(shù)字基基帶傳輸系統(tǒng)統(tǒng)的誤碼率分析無碼間干干擾的基帶傳傳輸系統(tǒng)的抗抗噪聲性能，，即在高斯白白噪聲作用下下所引起的錯錯誤判決概率率(抗噪聲模型））一、噪聲對判判決的影響（（以雙極性數(shù)數(shù)字基帶信號號為例）二、錯誤概率率的一般公式式判決器輸入端端的噪聲是信信道內(nèi)高斯型型白噪聲通過過接收濾波器器后產(chǎn)生的。。也是高斯型型噪聲。它的的功率譜密度度為其中為為信道噪聲的的單邊功率譜譜密度；R(ω)為接收濾波器器的傳輸函數(shù)數(shù)。假定的的數(shù)學期望為為零，方差為為，則則它的取值可可用一維高斯斯概率密度來來描述：假定發(fā)送端發(fā)發(fā)“０”時，判決器輸輸入端有用信信號在抽樣瞬瞬間的值為，，則則判決器輸入入端合成信號號在抽樣瞬間間的值為其其中中n表示噪聲在在抽樣瞬間的的值，顯然也也是一一個隨機變量量，它服從高高斯分布，方方差仍為，，但數(shù)數(shù)學期望為，，它的的一維概率密密度函數(shù)為：：則判決器把“0”碼誤判為“1”碼的概率為：：同理，假定發(fā)發(fā)送端發(fā)“1”時，判決器輸輸入端有用信信號在抽樣瞬瞬間的值為A1，則的的一一維概率密度度函數(shù)為：則則判決器把“1”碼誤判為“0”碼的概率為根據(jù)全概率公公式，系統(tǒng)的的平均錯誤概概率即誤碼率率為:數(shù)字通信中，，通常有P(0)=P(1)=1/2，得:上式就是基帶帶傳輸系統(tǒng)誤誤碼率的表示示式。誤碼率Pe就等于圖中畫畫有斜線區(qū)域域的總面積的的一半且與門門限Vd有關(guān)，在某個個Vd下，誤碼率均有最最小值，這這個Vd就稱為最佳判決決門限，記為為Vdo。一、 抽樣判判決器的最佳佳判決門限。。根據(jù)圖解的方方法可知，最最佳判決門限限就就位于于兩曲線的交點點上，因為無無論大大于或或小于，，都會導導致斜線區(qū)域域的面積的增增加。故對于于，，有即于是有解解之，得（（位于于和和點點的中點點上）對于單極性信信號，對于多極性信信號，可知，單極性性信號Vdo與A有關(guān)，當信道道衰減發(fā)生變變化時，Vdo也變，系統(tǒng)不不易保持在最最佳門限，故故在傳輸中不不常用。四、 最佳判判決門限下基基帶傳輸系統(tǒng)統(tǒng)的誤碼率誤碼率為：由于Vdo位于A0和A1的正中間，而而形形狀狀相同（即方方差相相同）），因此Vdo左方和右方畫畫有斜線的區(qū)區(qū)域的面積是是相等的，即即（Erfc是誤差函數(shù)））注意上式表明，二二進制基帶傳傳輸系統(tǒng)的誤誤碼率取決于于接收濾波器器輸出信號在在抽樣判決瞬瞬間的值，A1與A0之A差與噪聲均方方根值n之比。由圖可見，越越大大，誤碼率Pe越?。畬螛O性信號號

對雙雙極性信號10-810-710-610-510-410-310-210-11(dB)5.7眼圖從理論上講:只要基帶傳輸輸總特性H(ω)滿足奈奎斯特特第一準則，，就可實現(xiàn)無無碼間串擾傳傳輸。但在實際中:由于濾波器部部件調(diào)試不理理想或信道特特性的變化等等因素，都可可能使H(ω)特性改變，從從而使系統(tǒng)性性能惡化。定量分析較為復(fù)雜雜！簡便的實驗方方法：來定性測量基帶傳輸輸系統(tǒng)系統(tǒng)的的性能，其中中一個有效的的實驗方法是是觀察接收信信號的眼圖。眼圖是指利用用實驗手段方方便地估計和改善（通過過調(diào)整）系統(tǒng)性能時在在示波器上觀觀察到的一種種圖形。觀察眼圖的的方法是:用一個示波器器跨接在接收收濾波器的輸輸出端,然后調(diào)整示波波器水平掃描描周期,使其與接收碼碼元的周期同同步。此時可可以從示波器器顯示的圖形形上,觀察出碼間干干擾和噪聲的的影響,從而估計系統(tǒng)統(tǒng)性能的優(yōu)劣劣程度。在傳傳輸二進制信信號波形時,示波器顯示的的圖形很像人的眼睛，，故名“眼圖””。借助圖5-17，我們來了解解眼圖形成原原理。為了便便于理解解，暫先不考慮噪噪聲的影響。圖5-17(a)是接收濾波器器輸出的無碼碼間串擾的雙雙極性基帶波波形，用示波波器觀察它，，并將示波器器掃描周期調(diào)調(diào)整到碼元周期Ts，由于示波器的余輝輝作用，掃描所得的的每一個碼元元波形將重疊疊在一起，形形成如圖5–17B所示的跡線細細而清晰的大大“眼睛”；圖5-17(C)是有碼間串擾擾的雙極性基基帶波形，由由于存在碼間間串擾,此波形已經(jīng)失失真，示波器器的掃描跡線線就不完全重重合,于是形成的眼眼圖線跡雜亂亂,“眼睛”張開得較小，且眼圖不端正正，如圖5-17(d)所示。對比圖圖(c)和(d)可知,眼圖的“眼睛”張開得越大，，且眼圖越端端正，表示碼碼間串擾越小小,反之，表示碼碼間串擾越大大。圖5-17基帶信號波形形及眼圖當存在噪聲時時，眼圖的線線跡變成了比比較模糊的帶帶狀的線，噪噪聲越大，，線條越寬，，越模糊，“眼睛”張開得越小。。不過，應(yīng)該注意，從圖形上并并不能觀察到到隨機噪聲的的全部形態(tài)，，例如出現(xiàn)機機會少的大幅幅度噪聲，由由于它在示波波器上一晃而而過，因而而用人眼是觀觀察不到的。。所以，在示波器上只只能大致估計計噪聲的強弱弱。從以上分析可可知，眼圖可可以定性反映映碼間串擾的的大小和噪聲聲的大小。眼眼圖可以用來來指示接收濾濾波器的調(diào)整整，以減小碼碼間串擾，改改善系統(tǒng)性能能。為了說明明眼圖和系統(tǒng)統(tǒng)性能之間的的關(guān)系，我們們把眼圖簡化化為一個模型型，如圖5-18所示。由該圖圖可以獲得以以下信息：圖5-18眼圖的模型(1)最佳抽樣時刻刻應(yīng)是“眼睛”張開最大的時時刻；(2)眼圖斜邊的斜斜率決定了系系統(tǒng)對抽樣定定時誤差的靈靈敏程程度：斜率率越大，對對定時誤差越越靈敏；(3)圖的陰影區(qū)的的垂直高度表表示信號的畸畸變范圍；(4)圖中央的橫軸軸位置對應(yīng)于于判決門限電電平；(5)抽樣時刻上,上下兩陰影區(qū)區(qū)的間隔距離離之半為噪聲聲的容容限,噪聲瞬時值超超過它就可能能發(fā)生錯誤判判決；(6)圖中傾斜陰影影帶與橫軸相相交的區(qū)間表表示了接收波波形零零點位置的的變化范圍，，即過零點點畸變，它對對于利用信號號零零交點點的平均位置置來提取定時時信息的接收收系統(tǒng)有很大大影響響。圖5-19(a)和(b)分別是二進制制升余弦頻譜譜信號在示波波器上顯示的的兩張眼圖照照片。圖5-19(a)是在幾乎無噪噪聲和無碼間間干擾下得到到的,而圖5-19(b)則是在一一定噪聲聲和碼間間干擾下下得到的的。順便指出出，接收收二進制制波形時時，在一一個碼元元周期Ts內(nèi)只能看看到一只只眼睛；；若接收收的是M進制波形形，則在在一個碼碼元周期期內(nèi)可以以看到縱縱向顯示示的(M-1)只眼睛；；另外，，若掃描描周期為為nTs時，可以以看到并并排的n只眼睛。。圖5–19眼圖照片片5.8均衡技術(shù)術(shù)在信道特特性C(ω)確知條件件下，人人們可以以精心設(shè)設(shè)計接收收和發(fā)送送濾波器器以達到到消除碼碼間串擾擾和盡量量減小噪噪聲影響響的目的的。但但在實際際實現(xiàn)時時，由于于難免存存在濾波波器的設(shè)設(shè)計誤差差和信道道特性的的變化，，所以無無法實現(xiàn)現(xiàn)理想的的傳輸特特性，因因而引起起波形的的失真從從而產(chǎn)生生碼間干干擾，系系統(tǒng)的的性能也也必然下下降。理理論和實實踐均證證明，在在基帶系系統(tǒng)中插插入一種種可調(diào)(或不可調(diào)調(diào))濾波器可可以校正或補補償系統(tǒng)統(tǒng)特性，減小碼碼間串擾擾的影響響，這種種起補償償作用的的濾波器器稱為均均衡器。。均衡可分分為頻域域均衡和和時域均均衡。所謂頻域均衡衡，是從校校正系統(tǒng)統(tǒng)的頻率率特性出出發(fā)，使使包括均均衡器在在內(nèi)的基基帶系統(tǒng)統(tǒng)的總特特性滿足足無失真真?zhèn)鬏敆l條件；所所謂時域均衡衡，是利用用均衡器器產(chǎn)生的的時間波波形去直直接校正正已畸變變的波形形，使包包括均衡衡器在內(nèi)內(nèi)的整個個系統(tǒng)的的沖激響響應(yīng)滿足足無碼間間串擾條條件。頻域均衡衡在信道道特性不不變，且在傳輸?shù)退偎贁?shù)據(jù)時時是適用的的。而而時域均衡衡可以根根據(jù)信道道特性的的變化進進行調(diào)整整，能夠有有效地減減小碼間間串擾，，故在在高速數(shù)據(jù)據(jù)傳輸中得以廣廣泛應(yīng)用用。頻域均衡衡理解：：時域均衡衡原理如圖5-8所示的數(shù)數(shù)字基帶帶傳輸模模型，其其總特特性如式式(5.4-4)表述，當當H(ω)不滿足式式(5.5-9)無碼間串串擾條件件時，就就會形成成有碼間間串擾的的響應(yīng)波波形。現(xiàn)現(xiàn)在我們們來證明明：如果果在接收收濾波器器和抽樣樣判決器器之間插插入一個個稱之為為橫向濾波波器的可可調(diào)濾波波器，其沖激響響應(yīng)為式中，完完全依賴賴于，，那那么，理理論上就就可消除除抽樣時時刻上的的碼間串串擾。設(shè)插入濾濾波器的的頻率特特性為，，則則當滿足式(5.5-9)碼間干擾擾為零；；即滿滿足如果T(ω)是以2π/Ts為周期的的周期函函數(shù)，即即，則T(ω)與i無關(guān)，可可拿到到外邊，，于是有使得上式式成立。。既然T(ω)是按式(5.8-5)開拓的周周期為2π/Ts的周期函函數(shù)，則則T(ω)可用傅里里葉級數(shù)數(shù)來表示示，即式中由上式看出出，傅傅里葉系系數(shù)Cn由H(ω)決定。對式(5.8-6)求傅里葉葉反變換換，則可可求得其其單位沖沖激響應(yīng)應(yīng)hT(t)為這就是我我們需要要證明的的式(5.8-1)。它的功能能是將輸輸入端(即接收濾濾波器輸輸出端)抽樣時刻刻上有碼碼間串擾擾的響應(yīng)應(yīng)波形變變換成(利用它產(chǎn)產(chǎn)生的無無限多響響應(yīng)波形形之和)抽樣時刻刻上無碼碼間串擾擾的響應(yīng)應(yīng)波形。。由于橫向向濾波器器的均衡衡原理是是建立在在響應(yīng)波波形上的的，故把把這種均均衡稱為為時域均均衡。從以上分分析可知知，橫向向濾波器器可以實實現(xiàn)時域域均衡。。無限長長的橫向向濾波器器可以（（至少在在理論上上）完全全消除抽抽樣時刻刻上的碼碼間串擾擾，但但其實際