第2章高頻功率放大器

2.1諧振功率放大器基本工作原理2.2丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析2.3諧振功率放大器的高頻特性2.4諧振功率放大器電路2.5高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù)2.1諧振功率放大器基本工作原理

2.1.1諧振功率放大器的電路組成

圖2.1是晶體管諧振功率放大器的原理電路。其中，V為高頻大功率管，通常采用平面工藝制造的NPN高頻大功率管，能承受高電壓和大電流，有較高的特征頻率fT。晶體管的主要功用是在基極輸入信號(hào)的控制下，將集電極電源EC提供的直流能量轉(zhuǎn)換為高頻信號(hào)能量——即集電極回路的能量轉(zhuǎn)換。

圖2.1諧振功率放大器原理電路

EB是基極偏置電壓，調(diào)整EB，可改變放大器的工作狀態(tài)(甲類、乙類、甲乙類和丙類等)。EC是集電極電源電壓。LC并聯(lián)諧振回路作為集電極的負(fù)載。該電路由集電極回路和基極回路兩部分組成。集電極回路由晶體管集電極、發(fā)射極、集電極直流電源和集電極負(fù)載組成?；鶚O回路由晶體管基極、發(fā)射極、偏置電源和外加激勵(lì)組成。偏置電壓EB和外加激勵(lì)信號(hào)控制集電極電流的大小和通斷，通過(guò)晶體管的能量控制作用和諧振回路的選頻作用完成直流能量轉(zhuǎn)變?yōu)樗璧母哳l交流能量。圖2.2丙類工作情況的輸入電壓、集電極電流波形

2.1.2工作原理圖中U′B為管子起始導(dǎo)通電壓，gm為轉(zhuǎn)移特性曲線斜率

設(shè)輸入電壓為余弦電壓，ub=Ubmcosωt則管子基極、發(fā)射極間電壓uBE為uBE=EB+ub=EB+Ubmcosωt(2.1―1)在丙類工作時(shí)，EB<U′B，在這種偏置條件下，集電極電流iC為余弦脈沖，其最大值為iCmax，電流流通的相角為2θ，通常稱θ為集電極電流的通角，丙類工作時(shí)，θ<π/2。把集電極電流脈沖用傅氏級(jí)數(shù)展開，可分解為直流、基波和各次諧波，因此，集電極電流iC可寫為

iC=IC0+ic1+ic2+…=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…(2.1―2)式中，IC0為直流電流，Ic1m、Ic2m分別為基波、二次諧波電流幅度…..。諧振功率放大器的集電極負(fù)載是一高Q值的LC并聯(lián)諧振回路，如果選取回路諧振角頻率ωo等于輸入信號(hào)ub的角頻率ω，則發(fā)生并聯(lián)諧振。那么，盡管在集電極電流脈沖中含有豐富的高次諧波分量，但由于并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，諧振回路兩端的電壓可近似認(rèn)為只有基波電壓，即uc=Ucmcosωt=Ic1mRecosωt(2.1―3)

其余的諧波分量因失諧而被濾除式中，Ucm為uc的振幅；Re為L(zhǎng)C回路的諧振電阻。晶體管集電極、發(fā)射極間電壓uCE等于uCE=EC-uc=EC-Ｕcmcosωt(2.1―4)ub、iC、ic1、uc、uCE之間的時(shí)間關(guān)系波形如圖2.3所示。圖2.3電流、電壓波形

由圖可見，雖然集電極電流為脈沖，但由于LC并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，集電極電壓uCE仍為余弦波形，并且與uBE反相。另外，集電極脈沖電流iC中有很多諧波分量，如果將LC振蕩回路調(diào)諧在信號(hào)的n次諧波上，即ω0=nω，則在回路兩端將得到頻率為nω的電壓uc=IcnmRencosωt的輸出信號(hào)，它的頻率是激勵(lì)信號(hào)頻率的n倍，所以此時(shí)諧振功率放大器具有倍頻器功能。ωωo=ω2ω3ω4ωIc0IcnIc1Ic2Ic3Ic4……

2.1.3高頻諧振功率放大器中的能量關(guān)系在集電極回路中，LC振蕩回路得到的高頻功率為(2.1―5)

集電極電源EC供給的直流輸入功率為(2.1―6)

直流輸入功率PE與集電極輸出高頻功率Po之差為集電極耗散功率PC，即它是耗散在晶體管集電結(jié)上的損耗功率。(2.1―7)集電極效率ηC為放大器輸出的高頻功率Po與直流輸入功率PE之比，即(2.1―8)

它是表示集電極回路能量轉(zhuǎn)換的重要參數(shù)。諧振功率放大器的設(shè)計(jì)就是要獲取盡量大的Po和盡量高的ηC。由式(2.1―8)可見，集電極效率ηC決定于比值Ic1m/IC0與Ucm/EC的乘積，前者稱為波形系數(shù)g1(θ)，即(2.1―9)

后者稱為集電極電壓利用系數(shù)ξ，即(2.1―10)因此式(2.1―8)又可寫為

(2.1―11)

丙類放大器的高效率還可從集電極損耗功率來(lái)看。由可知，當(dāng)Po一定時(shí)，減小PC可提高ηC。PC可表示為(2.1―12)

因此，減小iC·uce及通角θ可減小PC，由圖2.3可看出，iC的最大值與uce的最小值對(duì)應(yīng)，通角θ越小，iC越集中在ucemin附近，集電極損耗也就越小。

在高頻功率放大器中，提高集電極效率的同時(shí)，還應(yīng)盡量提高輸出功率。根據(jù)式(2.1―7)和式(2.1―8)，可得(2.1―13)

可見，當(dāng)晶體管允許損耗功率PC一定時(shí)，ηC越高，輸出功率Po越大。

2.2丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析

2.2.1解析分析法解析分析法需要器件的數(shù)學(xué)模型。由于晶體管處于大信號(hào)非線性工作區(qū)，特性曲線可用折線近似，例如晶體管轉(zhuǎn)移特性可用圖2.4(a)表示，則晶體管特性放大區(qū)的表示式可寫為(2.2―1)截止區(qū)的表示式可寫為圖2.4理想化的轉(zhuǎn)移特性和輸出特性(a)轉(zhuǎn)移特性；(b)輸出特性

晶體管的輸出特性，在放大區(qū)忽略基調(diào)效應(yīng)的情況下，可認(rèn)為特性曲線是一組與橫軸平行的水平線。在飽和區(qū)，用這些特性曲線從放大區(qū)進(jìn)入飽和區(qū)的臨界點(diǎn)相連起來(lái)的一條直線加以近似，這條直線叫臨界線，其斜率用Scr表示，如圖2.4(b)所示。這樣，在飽和區(qū)晶體管特性的表示式可寫為晶體管外部電壓為：uBE=EB+UbmcosωtuCE=EC-Ucmcosωt代入式(2.2-1),得放大區(qū)晶體管集電極電流為(2.2―2)

當(dāng)ωt=θ時(shí)，iC=0，則有(2.2―3)當(dāng)根據(jù)式(2.2-2),當(dāng)ωt=0時(shí)，集電極電流達(dá)到最大值

(2.2―4)由此可得集電極余弦脈沖電流的解析表示式為(2.2―5)

根據(jù)傅立葉系數(shù)計(jì)算公式，iC中的直流分量為(2.2―6a)基波分量的幅值為(2.2―6b)余弦脈沖分析步驟1.根據(jù)U’B,EB和Ubm由式2.2-3求得θ;2.根據(jù)gm,Ubm和θ,由式2.2-4求得iCmax;3.根據(jù)θ和iCmax由式2.2-6或查圖表2.5求得Ic0,Ic1,Ic2……練習(xí):推導(dǎo)2次諧波分量的幅值Ic2m計(jì)算公式圖2.5余弦脈沖分解系數(shù)與θ的關(guān)系曲線a1a0a2a3

2.2.2動(dòng)特性曲線——圖解分析法動(dòng)特性曲線是在晶體管的特性曲線上畫出的諧振功率放大器瞬時(shí)工作點(diǎn)(uCE,iC)的軌跡。小信號(hào)電壓放大器是純電阻負(fù)載，晶體管僅僅在放大區(qū)工作，因此可近似等效為一個(gè)線性元件。小信號(hào)電壓放大器瞬時(shí)工作點(diǎn)的軌跡就是負(fù)載線，是一條直線。諧振功率放大器是非線性工作，各個(gè)區(qū)域的特性曲線方程不同，因此各個(gè)區(qū)域工作點(diǎn)的移動(dòng)規(guī)律也不同，所以稱其為動(dòng)特性曲線，以示與負(fù)載線的區(qū)別。

已知放大區(qū)集電極電流表示式為又根據(jù)uCE=EC-Ucmcosωt可寫出代入上式得(2.2―7a)可見，iC與uCE在放大區(qū)是直線關(guān)系，兩點(diǎn)決定一條直線，因此只要在輸出特性上求出諧振功率放大器的兩個(gè)瞬時(shí)工作點(diǎn)，它們的連線就是晶體管放大區(qū)的動(dòng)特性曲線。例如令式(2.2-7a)的iC=0,解得由此可在圖2.6上確定一點(diǎn)A。(2.2-7b)根據(jù)式(2.1―1)uBE=EB+ub=EB+Ubmcosωt和式(2.1―4)uCE=EC-uc=EC-Ｕcmcosωt，取ωt=0，則有代入式（2.2-7a)解得iC=gm(EB+Ubm-U’B)=gm(uBEmax-U’B)據(jù)此在圖2.6所示的輸出特性上確定一點(diǎn)C。注:Ucm為輸出高頻信號(hào)的幅度,在此可視為已知數(shù)。但是如果Ucm是變化的話，則A點(diǎn)也是沿橫軸移動(dòng)的，為此我們來(lái)尋求一個(gè)相對(duì)固定點(diǎn),令則確定一點(diǎn)B。此時(shí)iC=gm(EB-U’B)<0,故B點(diǎn)是一與uCE無(wú)關(guān)的相對(duì)固定的虛點(diǎn)，位于第四象限,此時(shí)管子工作在截止區(qū)。連接CB，與橫軸交于A點(diǎn)，CA直線即為放大區(qū)的動(dòng)特性曲線。而截止區(qū)(iC=0)的動(dòng)特性曲線是橫軸上的一段，其端點(diǎn)D可這樣確定：取ωt=π，則所以D點(diǎn)坐標(biāo)為uCE=EC+Ucm,iC=0，管子工作在截止區(qū),線段AD即為截止區(qū)動(dòng)特性曲線。圖2.6動(dòng)特性曲線與集電極電流波形uBE=U’BuBE=uBEminuBE=EBuBEmax>U’B>EB>uBEminUcmiC=gm(EB-U’B)<0

2.2.3諧振功率放大器的工作狀態(tài)1.工作狀態(tài)的確定諧振功率放大器的工作狀態(tài)是根據(jù)瞬時(shí)工作點(diǎn)C(uBE=uBEmax、uCE=uCEmin)在輸出特性曲線上所處位置確定的。當(dāng)C點(diǎn)落在輸出特性的放大區(qū)時(shí)，為欠壓狀態(tài)；當(dāng)C點(diǎn)正好落在臨界點(diǎn)上時(shí)，為臨界狀態(tài)；當(dāng)C點(diǎn)落在飽和區(qū)時(shí)，為過(guò)壓狀態(tài)。2.影響工作狀態(tài)的因素電源電壓EC、偏置電壓EB、輸入信號(hào)幅度Ubm和輸出信號(hào)幅度Ucm四個(gè)參量，缺一不可，其中任何一個(gè)量的變化都會(huì)改變C點(diǎn)所處的位置，工作狀態(tài)就會(huì)相應(yīng)地發(fā)生變化。3.Ucm的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響(其它因素不變)當(dāng)Ucm從小變大時(shí),C點(diǎn)從放大區(qū)臨界點(diǎn)飽合區(qū)諧振功放的工作狀態(tài)從欠壓臨界過(guò)壓,形成三折動(dòng)態(tài)特性線,如圖2.7所示。4.作動(dòng)態(tài)線的目的通過(guò)動(dòng)態(tài)線作圖可獲得集電極電流iC的波形，了解放大器的工作狀態(tài)。圖2.7三種狀態(tài)下的動(dòng)特性及集電極電流波形

5.改變諧振回路的諧振電阻Re對(duì)工作狀態(tài)的影響

與改變Ucm的情況相同。具體分析如下,當(dāng)Re比較小時(shí)，Ucm=Ic1m·Re也比較小，C點(diǎn)處在輸出特性的放大區(qū)，諧振功率放大器在欠壓狀態(tài)工作，集電極電流為余弦脈沖，相應(yīng)的動(dòng)特性、集電極電流iC波形如圖2.7中①所示。當(dāng)Re增大時(shí)，Ucm增大，uCEmin減小，C點(diǎn)沿uBEmax的輸出特性左移。若放大器仍處于欠壓狀態(tài)，集電極電流波形不變。Re繼續(xù)增大，若C點(diǎn)正好移在特性的臨界點(diǎn)C′時(shí)，放大器處于臨界狀態(tài)工作，集電極電流仍為余弦脈沖，相應(yīng)的動(dòng)特性、集電極電流iC波形如圖2.7中②所示。

繼續(xù)增大Re，Ucm繼續(xù)增加，uCEmin繼續(xù)減小，C點(diǎn)將移至uBEmax輸出特性的飽和區(qū)(圖中以C″表示)，這時(shí)諧振功率放大器處于過(guò)壓狀態(tài)工作。過(guò)壓狀態(tài)下動(dòng)特性可這樣得出：將uBEmax輸出特性曲線放大區(qū)擴(kuò)展至縱軸，uCEmin與uBEmax交于E點(diǎn)，連接EB與臨界飽和線交于F點(diǎn)，與橫軸交于A″點(diǎn)，F(xiàn)A″是放大區(qū)的動(dòng)特性，C″F則為瞬時(shí)工作點(diǎn)落入飽和區(qū)后的動(dòng)特性。工作點(diǎn)進(jìn)入截止區(qū)后，動(dòng)特性應(yīng)以橫軸代替。集電極電流iC波形為一凹陷脈沖，動(dòng)特性曲線及iC波形如圖2.7中③所示。

2.2.4負(fù)載特性負(fù)載特性是指當(dāng)保持EC、EB、Ubm不變而改變Re時(shí)，諧振功率放大器的電流IC0、Ic1m，電壓Ucm，輸出功率Po，集電極損耗功率PC，電源功率PE及集電極效率ηC隨之變化的曲線。從上面動(dòng)特性曲線隨Re變化的分析可以看出，Re由小到大，工作狀態(tài)由欠壓變到臨界再進(jìn)入過(guò)壓。相應(yīng)的集電極電流由余弦脈沖變成凹陷脈沖，如圖2.8(a)所示。圖2.8(a)電流波形隨Re的變化考慮了基調(diào)效應(yīng)，所以iCmax有所減小iCmaxEC，EB，Ubm不變圖2.8(b)、(c)負(fù)載特性EC，EB，Ubm不變

根據(jù)圖2.8(b)所示關(guān)系曲線，各功率、效率隨Re變化曲線2.8(c)很容易畫出。因?yàn)镻E=EC·IC0，所以PE的變化規(guī)律與IC0相同；因?yàn)椴⑶易⒁獾皆谇穳簠^(qū)Ic1m近似不變，在過(guò)壓區(qū)Ucm近似不變，所以在欠壓區(qū)P0∝Ucm，在過(guò)壓區(qū)Po∝Ic1m。再根據(jù)又可得到PC，ηC隨Re的變化曲線。表2.1三種工作狀態(tài)的比較

2.2.5EC、EB、Ubm對(duì)諧振功率放大器性能的影響1.集電極調(diào)制特性集電極調(diào)制特性是指當(dāng)保持EB、Ubm、Re不變而改變EC時(shí)，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率隨之變化的曲線。由于uBEmax=EB+Ubm不變，所以當(dāng)EC由小增大時(shí)，uCEmin=EC-Ucm也將由小增大，因而由uCEmin、uBEmax決定的瞬時(shí)工作點(diǎn)將沿uBEmax這條輸出特性由特性的飽和區(qū)向放大區(qū)移動(dòng)，工作狀態(tài)由過(guò)壓變到臨界再進(jìn)入欠壓，iC波形由iCmax較小的凹陷脈沖變?yōu)閕Cmax較大的尖頂脈沖，如圖2.9(a)所示。圖2.9集電極調(diào)制特性

EC增大Re,EB,Ubm不變

由圖2.9(a)，可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm與EC的關(guān)系曲線，如圖2.9(b)所示。根據(jù)圖2.9(b)，可定性畫出PE、Po、ηC與EC的關(guān)系曲線，如圖2.9(c)所示。由集電極調(diào)制特性可知，在過(guò)壓區(qū)域，輸出電壓幅度Ucm與EC成正比。利用這一特點(diǎn)，可以通過(guò)控制EC的變化，實(shí)現(xiàn)電壓、電流、功率的相應(yīng)變化，這種功能稱為集電極調(diào)幅，所以稱這組特性曲線為集電極調(diào)制特性曲線。

圖2.9集電極調(diào)制特性

=ECIc0過(guò)壓區(qū)欠壓區(qū)=Po/PE

2.基極調(diào)制特性基極調(diào)制特性是指當(dāng)EC、Ubm、Re保持不變而改變EB時(shí)，功放電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。當(dāng)EB(代數(shù)值)增大時(shí)，會(huì)引起θ、iCmax增大，從而引起IC0、Ic1m、Ucm增大。由于EC不變，uCEmin=EC-Ucm則會(huì)減小，這樣勢(shì)必導(dǎo)致工作狀態(tài)會(huì)由欠壓變到臨界再進(jìn)入過(guò)壓。進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)后，集電極電流脈沖高度雖仍有增加，但凹陷也不斷加深，iC波形如圖2.10(a)所示。圖2.10基極調(diào)制特性EC、Ubm、Re不變(a)(b)圖2.10基極調(diào)制特性

根據(jù)圖2.10(a)，可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm隨EB的變化曲線，如圖2.10(b)所示。再根據(jù)圖2.10(b)，可畫出Po、PE、ηC隨EB變化的曲線，如圖2.10(c)所示。由圖可見，在欠壓區(qū)域，集電極電壓的幅度Ucm與EB基本成正比，利用這一特點(diǎn)，可通過(guò)控制EB實(shí)現(xiàn)對(duì)電流、電壓、功率的控制，稱這種工作方式為基極調(diào)制，所以稱這組特性曲線為基極調(diào)制特性曲線。

3.放大特性放大特性是指當(dāng)保持EC、EB、Re不變，而改變Ubm時(shí)，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。Ubm變化對(duì)諧振功率放大器性能的影響與基極調(diào)制特性相似。iC波形及IC0、Ic1m、Ucm、Po、PE,ηC隨Ubm的變化曲線如圖2.11(a)、2.11(b)、2.11(c)所示。由圖可見，在欠壓區(qū)域，輸出電壓振幅與輸入電壓振幅基本成正比，即電壓增益近似為常數(shù)。利用這一特點(diǎn)可將諧振功率放大器用作電壓放大器，所以稱這組曲線為放大特性曲線。圖2.11放大特性

放大限幅圖2.11放大特性

2.3諧振功率放大器的高頻特性

2.3.1基區(qū)渡越效應(yīng)晶體管在低頻工作時(shí)，認(rèn)為iC、iE是同時(shí)產(chǎn)生的。但當(dāng)工作頻率較高時(shí)()，在激勵(lì)電壓加于輸入端后,發(fā)射極發(fā)射載流子，經(jīng)基區(qū)擴(kuò)散后漂移過(guò)集電結(jié),形成集電極電流iC。

當(dāng)這一渡越過(guò)程所需的時(shí)間可以與信號(hào)周期(例如1MHZ信號(hào)周期為1μs,1GHz為1ns)相比不可忽略時(shí)，集電極電流iC比iB,iE均要落后一相角φ，且由于電子運(yùn)動(dòng)不規(guī)則，引起渡越的分散性，從而造成集電極電流脈沖峰值減小，脈沖展寬，最終導(dǎo)致Ic1m減小，輸出功率Po減小，集電極效率ηC降低。

2.3.2rbb′影響當(dāng)頻率增高時(shí)，由于iC的最大值下降且滯后于iE，為滿足基爾霍夫電流定律iE=iB+iC,因此基極電流iB增大，導(dǎo)致Ib1m增大，發(fā)射結(jié)的阻抗顯著減小，并且rbb′的影響相對(duì)增大，最終導(dǎo)致加在發(fā)射結(jié)的有效輸入電壓下降。若要求加至發(fā)射結(jié)上的輸入電壓保持不變，必須使基極的輸入電壓增大，從而輸入功率增大，功率增益AP=Po/Pi下降。

2.3.3飽和壓降影響(集膚效應(yīng))工作頻率升高加上大注入(指IE較大)的影響，將使功率管的飽和壓降uCES增大(工作頻率為幾十兆赫時(shí)，uCES>3V；工作頻率為幾百兆赫時(shí)，uCES>5V)。在電源電壓EC相同時(shí)，飽和壓降增大，導(dǎo)致集電極臨界輸出電壓ucmcr減小，從而使放大器的輸出功率、效率、功率增益均相應(yīng)減小。

2.3.4引線電感、極間電容的影響當(dāng)工作頻率更高時(shí)，引線電感、極間電容的影響就逐漸顯著。在共射極放大電路中，發(fā)射極引線電感的影響最為嚴(yán)重，因?yàn)榘l(fā)射極電流在其上產(chǎn)生的反饋電壓將導(dǎo)致增益和輸出功率的下降。極間電容將使輸入阻抗減小，寄生反饋增加，造成放大器工作不穩(wěn)定。因此，在設(shè)計(jì)諧振功率放大器時(shí)，必須選取管子特征頻率fT遠(yuǎn)高于信號(hào)頻率，以減小管子分布參數(shù)的影響。2.4諧振功率放大器電路

前面，我們對(duì)諧振功率放大器的原理電路進(jìn)行了分析，但實(shí)際的諧振功率放大器電路，往往要比原理電路復(fù)雜得多。它通常包括直流饋電(包括集電極饋電和基極饋電)和匹配網(wǎng)絡(luò)(包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò))兩個(gè)部分，現(xiàn)分別介紹如下。

2.4.1直流饋電線路(以共射基波放大為例)1.饋電原則------遵守工作原理,電流各行其道欲使諧振功率放大器正常工作，各電極必須接有相應(yīng)的直流電壓。集電極饋電線路必須遵循以下原則:EC應(yīng)加至晶體管c、e兩端,并且保證只有集電極電流iC中的直流分量IC0流過(guò)集電極直流電源EC；諧振回路兩端僅有基波分量壓降(對(duì)基波而言，諧振回路應(yīng)接到晶體管c,e兩端);對(duì)高次諧波分量icn應(yīng)呈現(xiàn)短路或低阻抗，以免產(chǎn)生干擾輸出和附加損耗。對(duì)上述這些原則的電路示意說(shuō)明如圖2.12所示。

圖2.12集電極饋電線路組成原則說(shuō)明(a)直流通路；(b)基波通路；(c)高次諧波通路

諧振功放的基極饋電線路的組成原則與集電極饋電線路相似：第一，EB加到晶體管b,e兩端，并且保證只有基極電流中的直流分量IB0流過(guò)基極偏置電源；第二，基極電流中的基波分量ib1只流過(guò)輸入端的激勵(lì)信號(hào)源，以便使輸入信號(hào)控制晶體管的工作，實(shí)現(xiàn)放大。這些原則的電路示意說(shuō)明如圖2.13所示。

圖2.13基極饋電線路組成原則說(shuō)明(a)直流通路；(b)基波通路

2.集電極饋電線路集電極饋電線路可分為兩種形式，一種為串聯(lián)饋電，另一種為并聯(lián)饋電。(1)串聯(lián)饋電集電極串聯(lián)饋電是一種在電路形式上直流電源EC，集電極諧振回路，晶體管c,e三者為串聯(lián)連接的饋電方式，如圖2.14(a)所示。

圖2.14集電極饋電線路(a)串聯(lián)饋電形式；(b)并聯(lián)饋電形式

(2)并聯(lián)饋電與串饋相對(duì)應(yīng)，集電極并聯(lián)饋電是指直流電源EC，集電極諧振回路，晶體管c,e三者在電路形式上為并聯(lián)連接的一種饋電方式，如圖2.14(b)所示。圖中，CC2為旁路電容，CC1為隔直流電容，LC為高頻扼流圈?？梢钥闯?，由于使用了LC、CC1、CC2這些阻隔元件和旁路元件，使得該電路符合集電極饋電線路的組成原則。

3.基極饋電線路基極饋電線路形式也有串饋與并饋之分：基極串聯(lián)饋電是指偏置電壓EB，輸入信號(hào)源ub及管子b,e三者在電路形式上為串聯(lián)連接的一種饋電方式，基極并聯(lián)饋電是指偏置電壓EB，輸入信號(hào)源ub及管子b,e三者在電路形式上為并聯(lián)連接的一種饋電方式。

(1)串聯(lián)饋電。串聯(lián)饋電如圖2.15(a)所示。圖中CB2為濾波旁路電容。由圖可見，EB，ub，管子b,e三者為串聯(lián)連接，只有基極電流中的直流分量IB0流過(guò)偏置電壓EB，而基波分量ib1只通過(guò)激勵(lì)信號(hào)源ub，符合饋電線路原則。(2)并聯(lián)饋電?；鶚O并饋線路如圖2.15(b)所示。圖中，LB為基極高頻扼流圈，CB1、CB2為耦合、旁路電容。由圖可見，輸入回路、EB、管子輸入端三者相并聯(lián)；ib1只通過(guò)激勵(lì)信號(hào)源ub；IB0只通過(guò)偏置電壓EB。

圖2.15基極饋電線路(a)串饋電路；(b)并饋電路

(3)偏壓EB的獲得。在丙類諧振功率放大器中，基極偏置電壓EB可為小的正偏壓(<U’B)、負(fù)偏壓及零偏壓。正的EB可用分壓獲得，如圖2.16(a),(b)所示。但應(yīng)注意，分壓電阻數(shù)值應(yīng)適當(dāng)選大些，以減小分壓電路的功耗。負(fù)偏置電壓可用自給偏置電路獲得。自偏置分為基極自給偏置及發(fā)射極自給偏置?；鶚O自給偏置電路如圖2.17(a),(b)所示。發(fā)射極自給偏置電路如圖2.18所示。零偏壓電路如圖2.17(b)所示。圖2.16分壓偏置

并聯(lián)形式串聯(lián)形式圖2.17基極自給偏置電路

圖2.18發(fā)射極自給偏置電路

2.4.2輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(位于功放管和外接負(fù)載之間)作用：使高頻功率放大管的輸出功率能有效地傳輸?shù)截?fù)載(下級(jí)輸入回路或者天線回路)。這種使外負(fù)載與諧振功率放大管最佳工作要求相匹配的網(wǎng)絡(luò)常稱為匹配網(wǎng)絡(luò)。如果諧振功率放大器的負(fù)載是下級(jí)放大器輸入阻抗，應(yīng)采用“輸入匹配網(wǎng)絡(luò)”或“級(jí)間耦合網(wǎng)絡(luò)”；如果諧振功率放大器的負(fù)載是天線或其他終端負(fù)載，應(yīng)采用“輸出匹配網(wǎng)絡(luò)”。對(duì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的要求略有不同，但基本設(shè)計(jì)方法相同，這里主要討論輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)介于功率管和外接負(fù)載之間，如圖2.19所示。對(duì)它的主要要求是：(1)匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)有選頻作用，充分濾除不需要的直流和諧波分量，以保證外接負(fù)載上僅輸出高頻基波功率。通常，濾波性能的好壞用濾波度Φn表示，即(2.4―1)圖2.19匹配網(wǎng)絡(luò)ZL

式中，Ic1m、Icnm分別表示集電極電流脈沖中基波分量及n次諧波分量的幅度；IL1m,ILnm則表示外接負(fù)載中電流基波分量及n次諧波分量的幅度。Φn越大，濾波性能越好。(2)匹配網(wǎng)絡(luò)還應(yīng)具有阻抗變換作用，即把實(shí)際負(fù)載ZL的阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)榧冏栊?，且其?shù)值應(yīng)等于諧振功率放大管所要求的負(fù)載電阻值，以保證放大器工作在所設(shè)計(jì)的狀態(tài)。若要求大功率、高效率輸出，則應(yīng)工作在臨界狀態(tài)，因而需將外接負(fù)載變換到臨界負(fù)載電阻。

(3)匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)能將功率管給出的信號(hào)功率高效率傳送到外接負(fù)載RL上，即要求匹配網(wǎng)絡(luò)的效率(稱為回路效率ηk=PL/PO)高。(4)在有n個(gè)電子器件同時(shí)輸出功率的情況下，應(yīng)保證它們都能有效地傳送功率給公共負(fù)載，同時(shí)又要盡可能地使這幾個(gè)電子器件彼此隔離，互不影響。

1.并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一般形式如圖2.20所示。可見，只要諧振回路的Q值足夠大，它就具有很好的濾波作用；調(diào)整抽頭位置或初、次級(jí)匝數(shù)比，即可完成阻抗變換。[例題］諧振功放電路如圖2.21(a)所示。要求其工作狀態(tài)如圖2.21(b)所示。已知RL=100Ω，f0=３０ＭＨz，帶寬B=1.5MHz，C=100pF,EC=12V，N1+N2=60匝,求：N3,N1,N2。

圖2.20諧振回路型輸出匹配電路圖2.21例題圖

解：由動(dòng)特性可知，諧振功放工作在臨界狀態(tài)。通過(guò)改變變壓器線圈匝數(shù)比值，實(shí)現(xiàn)阻抗變換。由動(dòng)特性曲線可知

由于所以

查表可知a1(θ)≈0.4，因此可見，須將RL=100Ω變換為Re=250Ω，才能保證放大器在臨界狀態(tài)工作。與此同時(shí)，還應(yīng)保證諧振回路的諧振頻率f0和帶寬B符合要求。由電路理論知

特性阻抗ρ為因此，LC回路兩端的諧振阻抗R‘e為而

因此匝0又由于

所以匝

2.濾波器型匹配網(wǎng)絡(luò)用LC濾波器作匹配網(wǎng)絡(luò)，有L型、Π型、T型等，各種匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特性，都是以串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換為基礎(chǔ)，下面作一介紹。(1)串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換。若需將電阻、電抗串聯(lián)電路(Rs、Xs串聯(lián))與它們相并聯(lián)的電路(Rp、Xp并聯(lián))之間作恒等變換，如圖2.22所示，則可根據(jù)端導(dǎo)納相等的原則進(jìn)行變換，即

就可得到所需的串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式，即(2.4―2)

(2.4―3)式中

為品質(zhì)因數(shù)，一般都大于1。由(2.4―2)和式(2.4―3)可見，并聯(lián)形式電阻Rp大于串聯(lián)形式電阻Rs；轉(zhuǎn)換前后電抗性質(zhì)不變，且電抗值相差很小。

圖2.22

(2)L型匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)有一諧振功放，要求的臨界狀態(tài)電阻為Re，負(fù)載為天線，呈現(xiàn)純阻性rA，且rA<Re，應(yīng)如何設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)呢?首先，因?yàn)閞A<Re，故rA應(yīng)為串聯(lián)型電阻，令一電抗與rA相串聯(lián)，則變換為并聯(lián)形式時(shí)，電阻可增大，若再進(jìn)一步選取合適的Qe值，使并聯(lián)電阻Rp=Re，則天線電阻rA就可變換為Re。但尚存有一電抗，只要另加一相反性質(zhì)電抗與之并聯(lián)，使之在信號(hào)頻率上諧振，即可消除其影響。根據(jù)上述原則，就有如圖2.23(a),(b)所示兩種L型匹配網(wǎng)絡(luò)。圖2.23L型匹配網(wǎng)絡(luò)

進(jìn)一步考察圖2.23(a),(b)，顯然圖2.23(a)為高通網(wǎng)絡(luò)，而圖2.23(b)為低通網(wǎng)絡(luò)，具有良好的濾波作用，應(yīng)用更為廣泛。圖2.23(c)、(d)表示了圖(b)L型網(wǎng)絡(luò)的串、并聯(lián)阻抗等效變換。L型匹配網(wǎng)絡(luò)如何設(shè)計(jì)呢?若給定功率管要求的Re，則由式(2.4―2)可得(2.4―5)

由式(2.4―4)可得(2.4―6)

(2.4―7)

適用負(fù)載電阻rA<Re功放管所要求的電阻(低

高)圖2.23(e)、(f)則適用于rA>Re的情況(高低)。(3)Π型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)。Π型網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.24(a)所示。顯然，它可以視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級(jí)聯(lián)，如圖2.24(b)所示。Π型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點(diǎn)是(負(fù)載)高→低→高。圖2.24Π型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)

T型網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.24(c)所示。它同樣可視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級(jí)聯(lián)，如圖2.24(d)所示。與Π型匹配網(wǎng)絡(luò)相反，T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點(diǎn)是(負(fù)載)低→高→低。前面的討論認(rèn)為天線為純電阻rA，但實(shí)際上天線常為阻容性負(fù)載。這時(shí)，可以把它的電容歸入匹配網(wǎng)絡(luò)電抗中去，按前面純阻負(fù)載情況進(jìn)行分析。表2.2列出了常用匹配網(wǎng)絡(luò)及相應(yīng)設(shè)計(jì)公式。表2.2

2.4.3諧振功率放大器的實(shí)用電路圖2.25所示為一工作頻率為160MHz的諧振功率放大器，它向50Ω的外接負(fù)載提供13W功率，功率增益為9dB。由圖可見，基極采用自給偏置，由高頻扼流圈LB中的直流電阻產(chǎn)生很小的負(fù)偏壓EB。集電極采用并饋，LC為高頻扼流圈，CC為旁路電容。在放大器輸入端采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C1、C2使得功率管的輸入阻抗在工作頻率上變換為前級(jí)放大器所要求的50Ω電阻。放大器的輸出端采用L型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C3、C4，使得50Ω的外接負(fù)載電阻在工作頻率上，變換為放大器所要求的匹配電阻Re。圖2.25實(shí)際諧振功放電路

2.5高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù)

1.丁類高頻功率放大器在丙類高頻功放中，提高集電極效率是依靠減小集電極電流的通角θ來(lái)實(shí)現(xiàn)的。這使集電極電流只在集電極電壓uCE為最小值附近的一段時(shí)間內(nèi)流通，從而減小了集電極損耗，提高了效率ηC。若能使集電極電流導(dǎo)通期間，集電極電壓為零或接近于零，則必能進(jìn)一步提高效率。丁類功率放大器就是根據(jù)這一原理設(shè)計(jì)的高效功放。

丁類功率放大器有兩種類型，一類為電壓開關(guān)型電路，另一類為電流開關(guān)型電路。下面以電壓開關(guān)型電路為例說(shuō)明丁類功率放大器的工作原理。電壓開關(guān)型電路如圖2.26(a)所示。兩個(gè)同型NPN管V1、V2串聯(lián)，并加上電源電壓EC。輸入變壓器輸出兩個(gè)反相的大電壓驅(qū)動(dòng)V1、V2，因而V1、V2輪流導(dǎo)通。負(fù)載電阻RL與L0、C0構(gòu)成一高Q串聯(lián)諧振回路，并調(diào)諧于激勵(lì)信號(hào)頻率。如果忽略管子導(dǎo)通時(shí)的飽和壓降，則兩個(gè)晶體管就可等效于圖2.26(b)所示單刀雙擲開關(guān)。丁類功率放