1第6章PWM控制技術2引言PWM(PulseWidthModulation)控制技術:即脈沖寬度調制技術,通過對一系列脈沖的寬度進行調制,來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)3本章內容PWM控制技術在逆變電路中應用最廣,應用的逆變電路絕大部分是PWM型,PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的應用,才確定了它在電力電子技術中的重要地位,本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術46.1PWM控制的基本原理理論基礎沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時,其效果基本相同；沖量指窄脈沖的面積效果基本相同,是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同低頻段非常接近,僅在高頻段略有差異5一個實例:圖6-2a的電路電路輸入:u(t),窄脈沖,如圖6-1a,b,c,d所示電路輸出:i(t),圖6-2b6面積等效原理:用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波。正弦半波N等分,可看成N個彼此相連的脈沖序列,寬度相等,但幅值不等；用矩形脈沖代替,等幅,不等寬,中點重合,面積(沖量)相等；寬度按正弦規(guī)律變化；7SPWM波形:脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形；要改變等效輸出正弦波幅值,按同一比例改變各脈沖寬度即可。86.2PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術；逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合，本節(jié)內容構成了本章的主體；PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種,目前實用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路。96.2.1計算法和調制法計算法根據正弦波頻率,幅值和半周期脈沖數,準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔,據此控制逆變電路開關器件的通斷,就可得到所需PWM波形計算法繁瑣,當輸出正弦波的頻率,幅值或相位變化時,結果都要變化10調制法輸出波形作調制信號,進行調制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波:等腰三角波應用最多,其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱11等腰三角（稱載波）與任一平緩變化的調制信號波（調制波）相交,在交點控制器件通斷,就得寬度正比于信號波幅值的脈沖,符合PWM的要求調制信號波為正弦波時,得到的就是SPWM波;調制信號不是正弦波,而是其他所需波形時,也能得到等效的PWM波12結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調制法進行說明.工作時V1和V2通斷互補,V3和V4通斷也互補。以uo正半周為例：V1通,V2斷,V3和V4交替通斷。13因為負載電流滯后,在電壓正半周,電流有一段區(qū)間為正,一段區(qū)間為負。負載電流為正的區(qū)間：V1和V4導通時,uo等于Ud；V4關斷V3開通時,負載電流通過V1和VD3續(xù)流,uo=014負載電流為負的區(qū)間,V1和V4導通,io為負,實際上io從VD1和VD4流過,仍有uo=UdV4關斷V3開通后,io從V3和VD1續(xù)流,uo=0uo總可得到Ud和零兩種電平15同樣，uo負半周期間,讓V2保持通,V1保持斷,V3和V4交替通斷,uo可得-Ud和零兩種電平。不管Uo是正半周還是負半周，電流總有續(xù)流的回路，只需考慮電壓是否滿足調制要求。1617單極性PWM控制方式(單相橋逆變)在ur和uc的交點時刻控制IGBT通斷ur正半周,V1保持通,V2保持斷當ur>uc時使V4通,V3斷,uo=Ud當ur<uc時使V4斷,V3通,uo=018ur負半周,V1保持斷,V2保持通當ur<uc時使V3通,V4斷,uo=-Ud當ur>uc時使V3斷,V4通,uo=0虛線uof表示uo的基波分量19單相橋逆變雙極性PWM控制方式在ur的周期內,三角波載波有正有負,PWM波也有正負；在ur一周期內,輸出PWM波只有±Ud兩種電平，無0電平；仍在調制信號ur和載波信號uc的交點控制器件的通斷；ur正負半周,對各開關器件的控制規(guī)律相同：20當ur>uc時,給V1和V4導通信號,給V2和V3關斷信號，如io>0,V1和V4通,如io<0,VD1和VD4

通,uo=Ud當ur<uc時,給V2和V3導通信號,給V1和V4關斷信號,如io<0,V2和V3通,如io>0,VD2和VD3通,uo=-Ud單相橋式電路既可采取單極性調制,也可采用雙極性調制21三相橋逆變雙極性PWM控制方式三相的PWM控制公用三角波載波uc三相的調制信號urU,urV和urW依次相差120°22U相的控制規(guī)律當urU>uc時,給V1導通信號,給V4關斷信號,uUN’=Ud/2當urU<uc時,給V4導通信號,給V1關斷信號,uUN’=-Ud/2當給V1(V4)加導通信號時,可能是V1(V4)導通,也可能是VD1(VD4)導通，uUN’,uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平23UV線電壓uUV波形可由uUN’-uVN’得出,當1和6通時,uUV=Ud,當3和4通時,uUV=－Ud,當1和3或4和6通時,uUV=0輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構成負載相電壓PWM波由(±2/3)Ud,(±1/3)Ud和0共5種電平組成24UUN=UUN’-(UUN’+UVN’+UWN’)/3SUSVSWUUN’UVN’UWN’UUN000-Ud/2-Ud/2-Ud/20100Ud/2-Ud/2-Ud/22/3Ud110Ud/2Ud/2-Ud/21/3Ud010-Ud/2Ud/2-Ud/2-1/3Ud001-Ud/2-Ud/2Ud/2-1/3Ud011-Ud/2Ud/2Ud/2-2/3Ud101Ud/2-Ud/2Ud/21/3Ud111Ud/2Ud/2Ud/20UVN0-1/3Ud1/3Ud2/3Ud-1/3Ud1/3Ud-2/3Ud0UVN0-1/3Ud-2/3Ud-1/3Ud2/3Ud1/3Ud1/3Ud025防直通死區(qū)時間同一相上下兩臂的驅動信號互補,為防止上下臂直通而造成短路,留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間死區(qū)時間的長短主要由開關器件的關斷時間決定死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響,使其稍稍偏離正弦波26特定諧波消去法(一種計算法)這是計算法中一種較有代表性的方法,如圖6-9輸出電壓半周期內,器件通,斷各3次(不包括0和π),共6個開關時刻可控27為減少諧波并簡化控制,要盡量使波形對稱首先,為消除偶次諧波,使波形正負兩半周期鏡對稱,即28其次,為消除諧波中余弦項,應使波形在正半周期內前后1/4周期以π/2為軸線對稱

29同時滿足式(6-1),(6-2)的波形稱為四分之一周期對稱波形,用傅里葉級數表示為

式中,30如圖6-9,能獨立控制a1,a2和a3共3個時刻.該波形的an為

式中n=1,3,5,…確定a1的值,再令兩個不同的an=0,就可建三個方程,求得a1,a2和a331消去兩種特定頻率的諧波在三相對稱電路的線電壓中,相電壓所含的3次諧波相互抵消,可考慮消去5次和7次諧波,得如下聯(lián)立方程:

給定a1,解方程可得一組α1,α2,α3;a1改變時,α1,α2

和α3也相應改變。32一般,在輸出電壓半周期內器件通斷各k次,考慮PWM波四分之一周期對稱,k個開關時刻可控,除用一個控制基波幅值,可消去k-1個頻率的特定諧波k越大,開關時刻的計算越復雜跟蹤控制法除計算法和調制法外,還有跟蹤控制方法,在6.3節(jié)PWM跟蹤控制技術中介紹336.2.2異步調制和同步調制載波比：載波頻率fc與調制信號頻率fr之比,N=fc/fr,根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況,PWM調制方式分為異步調制和同步調制。341.異步調制：載波信號和調制信號不同步的調制方式通常保持fc固定不變,當fr變化時,載波比N是變化的在信號波的半周期內,PWM波的脈沖個數不固定,相位也不固定,正負半周期的脈沖不對稱,半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱當fr較低時,N較大,一周期內脈沖數較多,脈沖不對稱產生的不利影響都較小當fr增高時,N減小,一周期內的脈沖數減少,PWM脈沖不對稱的影響就變大352.同步調制：N等于常數,并在變頻時使載波和信號波保持同步基本同步調制方式,fr變化時N不變,信號波一周期內輸出脈沖數固定三相電路中公用一個三角波載波,且取N為3的整數倍,使三相輸出對稱為使一相的PWM波正負半周鏡對稱,N應取奇數(圖6.9)fr很低時,fc也很低,由調制帶來的諧波不易濾除！fr很高時,fc會過高,使開關器件難以承受！3637分段同步調制(圖6-11)把fr范圍劃分成若干個頻段,每個頻段內保持N恒定,不同頻段N不同。38在fr高的頻段采用較低的N,使載波頻率不致過高在fr低的頻段采用較高的N,使載波頻率不致過低為防止fc在切換點附近來回跳動,采用滯后切換的方法同步調制比異步調制復雜,但用微機控制時容易實現(xiàn)可在低頻輸出時采用異步調制方式,高頻輸出時切換到同步調制方式,這樣把兩者的優(yōu)點結合起來,和分段同步方式效果接近Fc=1.4-2k之間39自然采樣法:按SPWM基本原理,用uc與ur交點來控制器件通斷的方法為自然采樣法,自然采樣法要求解復雜的超越方程,難以在實時控制中在線計算,工程應用不多規(guī)則采樣法:工程實用方法,效果接近自然采樣法,計算量小得多6.2.3規(guī)則采樣法40規(guī)則采樣法原理圖6-12,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc自然采樣法中,脈沖中點不和三角波一周期的中點(即負峰點)重合規(guī)則采樣法使兩者重合,每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱,使計算大為簡化41在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點,過D作水平直線和三角波分別交于A,B點,在A點時刻tA和B點時刻tB控制開關器件的通斷脈沖寬度δ和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近42規(guī)則采樣法計算公式推導正弦調制信號波ur=asinωrt

式中,a稱為調制度,0≤a<1;ωr為信號波角頻率.從圖6-12得43因此可得：三角波一周期內,脈沖兩邊間隙寬度根據調制度a和θ=ωrtd計算出δ’，PWM設置成減加計數模式，減計數到δ’開通上管，關閉下管，過0后，加計數到δ’關閉下管，開通上管。44三相橋逆變電路的情況三角波載波公用,三相正弦調制波相位依次差120°同一三角波周期內三相的脈寬分別為δU,δV和δW,脈沖兩邊的間隙寬度分別為δ’U,δ’V和δ’W,任意時刻(即一個PWM周期內)三相調制波電壓之和為零，三相脈沖寬度δ有如下關系：45由式(6-6)得由式(6-7)利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算，在每個PWM控制周期，僅計算兩相就可以得到第三相的δ或δ’

。466.2.4PWM逆變電路的諧波分析（略）47直流電壓利用率:逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比;提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；減少器件的開關次數可以降低開關損耗；正弦波調制的三相PWM逆變電路,調制度a為1時,輸出線電壓基波幅值為,直流電壓利用率為0.866,實際還更低6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數48梯形波調制方法的思路采用梯形波作為調制信號,可有效提高直流電壓利用率；當梯形波幅值和正弦波幅值相等時,梯形波所含的基波分量幅值更大,超過了正弦波的幅值。49梯形波調制方法的原理及波形梯形波的形狀用三角化率σ=Ut/Uto描述,Ut為以橫軸為底時梯形波的高,Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。50σ=0時梯形波變?yōu)榫匦尾?σ=1時梯形波變?yōu)槿遣ǎ惶菪尾ê痛沃C波,PWM波含同樣的低次諧波；上述低次諧波(不包括由載波引起的諧波)產生的波形畸變率為δ；δ=Sqrt(A2^2+A3^2+A4^2+...)/A151圖6-16,δ和U1m/Ud隨σ變化的情況圖6-17,σ變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比圖6-16s變化時的d和直流電壓利用率圖6-17s變化時的各次諧波含量52σ=0.4時,諧波含量也較少,δ約為3.6%,直流電壓利用率為1.03,綜合效果較好；梯形波調制的缺點:輸出波形中含5次,7次等低次諧波。圖6-16s變化時的d和直流電壓利用率圖6-17s變化時的各次諧波含量53線電壓控制方式(疊加3次諧波)對兩個線電壓進行控制,適當地利用多余的一個自由度來改善控制性能；目標:使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率,并盡量減少器件開關次數；54直接控制手段仍是對相電壓進行控制,但控制目標卻是線電壓;相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式，梯形波調制是一種相電壓控制方式。在相電壓調制信號中疊加3次諧波,使之成為鞍形波(圖6-18),鞍形波的基波分量幅值大，提高了直流電壓利用率。輸出相電壓中也含3次諧波,且三相的三次諧波相位相同.合成線電壓時,3次諧波相互抵消,線電壓為正弦波。除疊加3次諧波外,還可疊加其他3倍頻的信號,也可疊加直流分量,都不會影響線電壓55線電壓控制方式(疊加3倍次諧波和直流分量)疊加up,既包含3倍次諧波,也包含直流分量,up大小隨正弦信號的大小而變化設三角波載波幅值為1,三相調制信號的正弦分別為urU1,urV1和urW1,并令up含三次諧波和直流分量，不影響線電壓。56則三相的調制信號分別為使得最小的相電壓=0圖6-19線電壓控制方式舉例57不論urU1,urV1和urW1幅值的大小,urU,urV,urW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等.在這1/3周期中,不對調制信號值為-1的相進行控制,只對其他兩相進行控制,這種控制方式稱為兩相控制方式(圖6-19)

58優(yōu)點

(1)在1/3周期內器件不動作,開關損耗減少1/3(2)最大輸出線電壓基波幅值為Ud,直流電壓利用率提高

(3)輸出線電壓不含低次諧波,優(yōu)于梯形波調制方式59PWM多重化逆變電路一般目的:提高等效開關頻率,減少開關損耗,減少和載波有關的諧波分量.PWM逆變電路多重化聯(lián)結方式有變壓器方式和電抗器方式.6.2.6PWM逆變電路的多重化圖6-20二重PWM型逆變電路

（電抗器方式）60利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路(圖6-20)兩個單元載波信號錯開180°輸出端相對于直流電源中點N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波(圖6-21)圖6-20二重PWM型逆變電路

（電抗器方式）61輸出線電壓共有0,(±1/2)Ud,±Ud五個電平,比非多重化時諧波有所減少電抗器上所加電壓頻率為載波頻率,比輸出頻率高得多,只要很小的電抗器就可以了。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nωc+kωr,但其中n為奇數時的諧波已全被除去,諧波最低頻率在2ωc附近,相當于電路的等效載波頻率提高一倍62PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法把希望輸出的波形作為指令信號,把實際波形作為反饋信號,通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷,使實際的輸出跟蹤指令信號變化常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式6.3PWM跟蹤控制技術63電流跟蹤控制應用最多，基本原理把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入通過比較器的輸出控制器件V1和V2的通斷V1(或VD1續(xù)流)通時,i增大V2(或VD2續(xù)流)通時,i減小通過環(huán)寬為2ΔI的滯環(huán)比較器的控制,i就在i*+ΔI和i*-ΔI的范圍內,呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*6.3.1滯環(huán)比較方式64參數的影響滯環(huán)環(huán)寬對跟蹤性能的影響:環(huán)寬過寬時,開關頻率低,跟蹤誤差大;環(huán)寬過窄時,跟蹤誤差小,但開關頻率過高,開關損耗增大。電抗器L的作用:L大時,i的變化率小,跟蹤慢;L小時,i的變化率大,開關頻率過高。65三相的情況與電壓波形調制的SPWM波形相比，電壓正半周或負半周有極性相反的電壓輸出。SPWM電壓諧波增大，負載諧波損耗增大。66采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(1)硬件電路簡單(2)實時控制,電流響應快(3)不用載波,輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波(4)和計算法及調制法相比,相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多(5)閉環(huán)控制,是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點67采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較,濾除偏差信號中的諧波,濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器,由比較器輸出控制開關器件的通斷,從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。68和電流跟蹤控制電路相比,只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷?。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波,必須用適當的濾波器濾除。u*=0時,輸出電壓u為頻率較高的矩形波,相當于一個自勵振蕩電路。69u*為直流信號時,u產生直流偏移,變?yōu)檎撁}沖寬度不等,正寬負窄或正窄負寬的矩形波。u*為交流信號時,只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率,從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波后,所得的波形就幾乎和u*相同,從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。70基本原理不是把指令信號和三角波直接進行比較,而是通過閉環(huán)來進行控制把指令電流i*U,i*V和i*W和實際輸出電流iU,iV,iW進行比較,求出偏差,通過放大器A放大后,再去和三角波進行比較,產生PWM波形放大器A通常具有比例積分特性或比例特性,其系數直接影響電流跟蹤特性6.3.2三角波比較方式71特點開關頻率固定,等于載波頻率,高頻濾波器設計方便。為改善輸出電壓波形,三角波載波常用三相三角波載波和滯環(huán)比較控制方式相比,這種控制方式輸出電流所含的諧波少。72不用滯環(huán)比較器,而是設置一個固定的時鐘以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣,根據偏差的極性來控制開關器件通斷在時鐘信號到來的時刻,如i<i*,V1通,V2斷,使i增大，i>i*,V1斷,V2通,使i減小定時比較方式73每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小采用定時比較方式時,器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2和滯環(huán)比較方式相比,電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬,控制的精度低一些6-746.4PWM整流電路及其控制方法實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數很低。二極管整流電路：雖位移因數接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數也很低。6-75把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路?？刂芇WM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，也稱單位功率因數變流器，或高功率因數整流器。6-76圖6-28單相PWM整流電路6.4.1PWM整流電路的工作原理單相半橋電路PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。1．單相PWM整流電路半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接。單相全橋電路6-77交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側電容只要一個就可以。圖6-28單相PWM整流電路單相半橋電路單相全橋電路6-78(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理正弦信號波和三角波相比較的方法對圖6-28b中的V1~V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產生一個SPWM波uAB。uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。圖6-28單相PWM整流電路6-79由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產生很小的脈動。當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定。6-80改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90°，或使is與us相位差為所需角度。b)逆變運行da)整流運行d圖6-29PWM整流電路的運行方式向量圖6-81圖6-29PWM整流電路的運行方式向量圖c)無功補償運行dd)超前角為jjd6-82圖6-29a：UAB滯后US相角δ

，Us和Is同相，整流狀態(tài)，功率因數為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。a)整流運行d6-83圖6-29b：UAB超前Us相角δ

，Is和Us反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現(xiàn)能量正反兩個方向的流動，這一特點對于需再生制動的交流電動機調速系統(tǒng)很重要b)逆變運行d6-84圖6-29c：UAB滯后Us相角δ，Is超前Us90°，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器（StaticVarGenerator—SVG）。c)無功補償運行d6-85圖6-29d：通過對UAB幅值和相位的控制，可以使Is比Us超前或滯后任一角度φ

。d)超前角為jjd6-86(2)對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明整流狀態(tài)下:us>0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。6-87以（V2、VD4、VD1、Ls）為例：正半周，V2開通時，us通過V2、VD4向Ls儲能；V2關斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電。us<0時,(V1、VD3、VD2、Ls)和(V4、VD2、VD3、Ls)分別組成兩個升壓斬波電路?？梢?，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓應高于約電源電壓峰值，直流側電壓過低將使電路性能惡化，或不能工作。6-882．三相PWM整流電路三相橋式PWM整流電路，是最基本的PWM整流電路之一，應用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相。進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖c無功補償運行或d的任意無超前角狀態(tài)。圖6-30三相橋式PWM整流電路

負載6-896.4.2PWM整流電路的控制方法有多種控制方法，根據有沒有引入電流反饋可分為兩種：間接電流控制、直接電流控制。1)間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a（逆變時為圖6-29b）的相量關系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數為1的控制效果。6-90圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結構圖6-31，間接電流控制的系統(tǒng)結構圖圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側電壓控制環(huán)。輸入電壓6-91控制原理ud*和實際的直流電壓ud比較后送入PI調節(jié)器，PI調節(jié)器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時，ud=ud*，PI調節(jié)器輸入為零，PI調節(jié)器的輸出id和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值相對應。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結構輸入電壓6-92負載電流增大時，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達到新的穩(wěn)態(tài)時，ud和ud*相等，PI調節(jié)器輸入仍恢復到零，而id則穩(wěn)定為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應。負載電流減小時，調節(jié)過程和上述過程相反。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結構輸入電壓6-93從整流運行向逆變運行轉換首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調節(jié)器出現(xiàn)負偏差，id減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現(xiàn)逆變運行。穩(wěn)態(tài)時，ud和ud*仍然相等，PI調節(jié)器輸入恢復到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應。6-94控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結構輸入電壓6-95圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前π/2的余弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc。圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結構輸入電壓6-96各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓uA、uB和uC的信號，用該信號對三角波載波進行調制，得到PWM開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。輸入電壓6-97存在的問題在信號運算過程中用到電路參數Ls和Rs，當Ls和Rs的運算值和實際值有誤差時，會影響到控制效果。是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設計的，其動態(tài)特性較差。間接電流控制的系統(tǒng)應用較少。6-982)直接電流控制圖6-32直接電流控制系統(tǒng)結構圖通過運算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值。有不同的電流跟蹤控制方法，圖6-32給出一種最常用的采用電流滯環(huán)比較方式的控制系統(tǒng)結構圖。6-99控制系統(tǒng)組成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內環(huán)是交流電流控制環(huán)。外環(huán)的結構、工作原理和圖6-31間接電流控制系統(tǒng)相同。外環(huán)PI調節(jié)器的輸出為id，id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，得到三相交流電流的正弦指令ia*,ib*,ic*。6-100ia*,ib*,ic*分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負載電流大小的直流信號id成正比，這是整流器運行時所需的交流電流指令信號。指令信號和實際交流電流信號比較后，通過滯環(huán)對器件進行控制，便可使實際交流輸入電流跟蹤指令值。6-101第六章PWM控制技術?小結PWM控制技術的地位:PWM控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產生了十分深遠影響的一項技術。器件與PWM技術的關系:IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術提供了強大的物質基礎。6-102PWM控制技術用于直流斬波電路:直流斬波電路實際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用于直流電動機調速系統(tǒng)就構成廣泛應用的直流脈寬調速系統(tǒng)。6-103PWM控制技術用于交流—交流變流電路斬控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是PWM控制技術在這類電路中應用的代表。目前其應用都還不多。但矩陣式變頻電路因其容易實現(xiàn)集成化，