精品文檔-下載后可編輯雙輸出單級PFC變換器的高亮LED驅動方案-技術方案摘要：提出了一種工作于斷續(xù)模式（DCM）雙輸出單級反激功率因數(shù)校正（PFC）變換器驅動高亮LED的方法。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨立調(diào)節(jié)，提高了驅動器的可靠性；由于此方法只用到一個磁性元件即可實現(xiàn)兩路恒流輸出，進而降低了驅動器的成本；變換器工作在DCM、定頻、定占空比時，可獲得較高的功率因數(shù)。通過仿真與實驗驗證本文研究結果的正確性與有效性。

1引言

如今，LED已經(jīng)廣泛應用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據(jù)IEC61000-3-2C類法規(guī)，需要對大于25W的LED通用照明驅動器進行功率因數(shù)校正（PowerFactorCorrection,PFC）,因此低成本的功率因數(shù)校正方案成為關注的研究課題。

AC/DC變換器中常見的有源功率校正（ActivePowerFactorCorrection,APFC）電路是兩級PFC電路，前電路用來進行功率因數(shù)校正，后電路用作DC/DC變換器。由于存在兩個級聯(lián)功率級，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現(xiàn)了另一類APFC拓撲，這類拓撲把PFC電路和DC/DC變換器集成在一起，它們共用一個有源功率開關，成為單級AC/DC變換器，進而降低了成本，這種APFC電路現(xiàn)在已經(jīng)廣泛應用于鎮(zhèn)流器，充電器中。

將多路輸出變換器作為LED驅動器，可實現(xiàn)用一個變換器滿足多個不同等級的恒流輸出需求，從而降低了驅動器的成本。而傳統(tǒng)的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權反饋調(diào)節(jié)方式，雖可實現(xiàn)多路恒壓輸出，但不能實現(xiàn)多路恒流輸出?；诖耍疚奶岢隽艘活愲p輸出單級反激PFC拓撲。

此類拓撲在DCM下，即可實現(xiàn)各路獨立調(diào)節(jié)的恒壓輸出，也可實現(xiàn)各路獨立調(diào)節(jié)的恒流輸出，并且實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨立調(diào)節(jié)，從而可使每路分別驅動不同類型的LED,而且驅動器其中一路故障不會影響另一支路的正常輸出，提高了驅動器的可靠性；由于此方法只用到一個磁性元件即可實現(xiàn)兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲能電容，進而降低了驅動器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數(shù)。通過仿真與實驗驗證了本文研究結果的正確性與有效性。

2獨立調(diào)節(jié)雙恒流輸出反激拓撲

圖1為獨立調(diào)節(jié)雙路恒流輸出單級反激PFC變換器的拓撲圖及其開關時序。圖1（a）為獨立輸出繞組型拓撲，兩路輸出分別由兩個獨立繞組提供。

圖1（b）為共用輸出繞組型拓撲，兩路輸出由同一個繞組分時提供。無論是獨立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個電路滿足D1a+D2a0.5,并且D1b+D2b0.5,則可使兩路工作在互補的相位Фa和Фb,通過時分復用信號TMS（Time-MultiplexingSignal,TMS）分別對兩路進行復用控制。如圖1（c）所示，當Soa=1,變換器對A路輸出進行調(diào)節(jié)，原邊開關電流Ip在D1aT階段線性上升，在D2aT續(xù)流階段電流Isb線性下降，D3aT=（1-D1a-D2a）T時，電流Isb為零，此時，變換器處于DCM工作模式；當Sob=1,變換器對B路輸出進行調(diào)節(jié)，若B路工作時變換器也處于DCM工作模式，就可實現(xiàn)兩路無交叉影響控制。

圖1獨立調(diào)節(jié)雙路輸出單級反激PFC變換器及其開關時序

Flyback變換器在DCM模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數(shù)。對于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實現(xiàn)較高的功率因數(shù)，那么整個變換器也可以實現(xiàn)較高的功率因數(shù)。

3功率因數(shù)校正控制實現(xiàn)

如圖2所示為電壓型PWM控制雙輸出單級反激PFCLED驅動器及控制實現(xiàn)。每路均采用LED串聯(lián)方式連接。A、B兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個參考電壓Vref1、Vref2進行比較，再通過誤差比較器產(chǎn)生誤差信號Ve1、Ve2.鋸齒波信號Vsaw同時與這兩個誤差信號進行比較產(chǎn)生C1,C2信號。

由時分復用信號產(chǎn)生器產(chǎn)生的時分復用信號TMS給選擇器提供選擇信號，進而決定在一個周期內(nèi)控制器選擇每路的占空比信號C1或C2.選擇器的輸出信號Vs1經(jīng)過隔離后作為主開關Q1的驅動信號，而時分復用信號Vsa（TMS）及其互補信號Vsb分別作為開關Q2、Q3的驅動信號。

圖2雙路輸出單級反激PFC驅動器及控制環(huán)路示意圖。

圖3所示為雙路輸出單級反激PFC變換器原邊電流iQ1,副邊電流iQ2,iQ3的控制時序示意圖，圖中時分復用信號（TMS）決定了調(diào)節(jié)的支路。當TMS=1時，變換器對A路進行調(diào)節(jié)，此時變換器根據(jù)A路的設計參數(shù)進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3中的IQ1_A（θ）和Ipkp_Q2（θ）所示；當TMS=0時，變換器對B路進行調(diào)節(jié)，此時變換器就根據(jù)B路的設計參數(shù)進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3中的IQ1_B（θ）和Ipkp_Q3（θ）所示；變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3中的IQ1_avg（θ）所示。

圖3雙路輸出單級反激PFC變換器控制時序示意圖。

為了實現(xiàn)定占空比控制，單級反激PFC變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2倍工頻，一般為10~20Hz左右，這樣設置的誤差放大網(wǎng)絡對輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會很敏感，即可實現(xiàn)定占空比要求，從而實現(xiàn)PFC。

為了使雙路輸出無交叉影響以及PFC功能，保證電路工作在DCM下是非常重要的。為了保證電感電流處于斷續(xù)模式，A路應滿足：

輸入電壓經(jīng)過全橋整流后可表示為：

其中，Vpkp為輸入電壓的峰值，θ為輸入頻率，T為開關周期（=TA+TB）,TA為一個開關周期內(nèi)A路的復用時間。半個工頻周期內(nèi)，變換器在定占空比條件下，A路輸入電流峰值的包絡線為：

其中Ipkp_A為A路輸入電流的峰值。A路主開關導通時間為：

其中，LP是原邊電感值。A路副邊開關導通時間為：

其中，LS是副邊電感值；ISP（θ）是副邊電流峰值，它也是正弦函數(shù)；NA為原邊和副邊的匝數(shù)比；Vf是副邊二極管導通壓降。

A路輸入電流瞬時值為：

要保證A路工作于斷續(xù)模式，需滿足式（1）,將式（4）,（5）代入，可得臨界電感：

A路輸入的平均功率可表示為：

若Lp固定，A路原邊開關電流的峰值為：

同理，B路原邊峰值電流的峰值為：

若變換器無能量損耗，則A路，B路輸出功率為：

如果兩路輸出電壓相等，根據(jù)式（11）、（12）,那么A路，B路輸出功率與A路復用占空比DA的關系如圖4所示：

圖4A、B路輸出功率與DA的關系圖。

由圖4可知，如果兩路所需功率不同，比如PA/PB=2,DA選擇0.586可使在滿足兩路輸出功率的前提下提升變換器輸出的總功率，此時電感電流處于臨界導電模式。所以根據(jù)每一路的需求功率分配復用時間，可以提高電感的利用率。

4仿真和實驗結果

為了驗證雙路輸出單級反激PFC變換器的可行性，根據(jù)圖2所示的獨立調(diào)節(jié)雙輸出反激變換器以及控制實現(xiàn)要求，選用表1的電路參數(shù)進行仿真，并制作了樣機。為了簡化設計，設定變壓器原邊與副邊繞組的匝比為36∶9∶9,選擇時分復用信號的復用時間比TA∶TB=1∶1,如表1所示。

表1PWM控制雙輸出單級反激PFC變換器電路參數(shù)。

圖5為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及主開關的開關電流IQ1的仿真波形，從圖可以看出輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓。圖6為時分復用信號TMS、驅動信號Vs1、兩路輔助開關電流iQ2,iQ3的實驗波形，圖7為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及流經(jīng)主開關的電流iQ1的實驗波形，可以看出輸入電流能夠很好地跟隨輸入電壓變化，驗證了仿真的結果，實測PF值為0.967;圖8為輸出電流Ioa、Iob的實驗波形，可以看出，A路輸出平均電流Ioa,rms為347mA,紋波Ioa,p-p為32mA,B路輸出平均電流Iob,rms為173mA,紋波Iob,p-p為32mA,實現(xiàn)了雙路恒流輸出。圖9所示為樣機正常工作時的實物圖。

圖5輸入電壓、電流及主開關電流的仿真波形。

圖6各路開關電流及時分復用信號實驗波形。

圖7輸入電流、電壓及主開關電流實驗波形。

圖8兩路輸出電流實驗波形。

圖9樣機實物圖。

5結論

隨著高亮LED的廣泛應用，本文提出了