河南理工大學畢業(yè)設計說明書PAGEPAGE35目錄TOC\o"1-2"\h\z\u1緒論 21.1引言 21.2 開關電源市場情況 21.3開關電源的技術性能 31.4設計的指標 52開關電源電路的工作原理 62.1開關電源的電路組成 62.2輸入電路的原理及常見電路 62.3功率變換電路 72.4輸出整流濾波電路 92.5穩(wěn)壓環(huán)路原理 102.6短路保護電路 112.7輸出端限流保護 143基于TL494開關電源的實現(xiàn) 153.1芯片選擇 153.2整個控制電路的設計 183.3整個系統(tǒng)框圖 274可靠性分析 284.1影響開關電源可靠性的因素 284.2可靠性設計的原則 304.3可靠性設計 314.4電源的熱設計 325總結 34參考文獻 351緒論1.1引言

隨著電力電子技術的告訴發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。開關電源市場情況據Frost＆Saullivan公司的資料顯示，1999年，全球開關電源市場的規(guī)模從1992年的84億美元猛增至166億美元，平均年增長率為10％。這是由于作為電源和開關電源最主要用戶的計算機及其外轉設備市場的不斷發(fā)展，以通訊通信業(yè)的異軍突起，促進了開關電源市場的日益增長，使全球開關電源市場呈現(xiàn)出十分美好的前景。

目前，在計算機、電子儀器儀表和通信設備中應用得最多的開關電源，有AC／DC、DC／DC兩種。到2000年，AC／DC產品所占的市場份額，將從1992年的80%減少為76%，而DC／DC產品所占的市場份額，將從1992年的20％增長為24de。開關電源除了主要應用在計算機、儀器儀表和通信領域之外，還普遍應用在通用工業(yè)和消費電子產品領域。

開關電源產品的主要特點是體積小、重量輕、效率高，正在向著模塊化、擴大輸出電壓范圍、提高輸人端功率因數、抗電磁干擾性強以及附加備用電池的方向發(fā)展。在開關電源領域，正在開展一系列的技術革新，例如功率系數的校正、相位調制、高頻電源、零電壓和零電流轉換以及單片式轉換調節(jié)器等，所有這些改進，都使開關電源的性能和效率大為提高，使其應用范圍大大拓寬，尤其在新興的通信領域大有用武之地。1998年上半年，世界上生產開關電源的廠商已達600多家。雖然開關電源的廠商不少，但是由于業(yè)內的競爭異常激烈，目前還沒有哪一家廠商能獨家壟斷市場。

日本和美國的電子工業(yè)和通信業(yè)很發(fā)達，因此對開關電源的需求量非常大。日本約占全球市場的50%；美國約占29%；歐洲約占11％；亞洲（除日本以外）約占5％。雖然亞洲目前在全球開關電源市場上所占比例尚小，但是，據Frost＆Sullivan公司預測，到2000年，由于亞洲通信業(yè)的高速發(fā)展，對開關電源的需求也將與日俱增，其需求量在全球市場上的比例將翻一番，上升至10％，并且這個比例還將在對世紀初期繼續(xù)增長，從而成為世界上最有發(fā)展?jié)摿Φ拈_關電源市場之一。1.3開關電源的技術性能 開關電源產品的技術發(fā)展動向是高可靠、高穩(wěn)定、低噪聲、抗干擾和實現(xiàn)模塊化。小型、薄型、輕運化。由于電源輕、小、薄的關鍵是高頻化，因此國外目前都在致力于同步開發(fā)新型高智能元器件，特別是改善二次整流管的損耗、變壓器電容器小型化，并同時采用SMT技術在電路板兩面布置元件以確保開關電源的輕、小、薄。高效率：為了使開關電源較、小、薄，高頻化（開關頻率達兆赫級）是必然發(fā)展趨勢。而高頻化又必然使傳統(tǒng)的PWM開關（屬硬開關）功耗加大，效率降低，噪聲也提高了，達不到高頻、高效的預期效益，因此實現(xiàn)零電壓導通、本電流關斷的軟開關技術將成為開關電源產品未來的主流。采用軟開關技術可使效率達到85～88%。據悉，美國WICOR開關電源公司設計制造了多種ECZ較開關DC／DC變換器，其最大輸出功率有800W、600W、300W等，相應的功率密度為6.2、10、17w／cm3，效率為80～90%；日本NemicLambda公司剛推出一種采用軟開關技術的高頻開關電源模塊RM系列（日本人稱這種技術為“部分諧振”），開關頻率為200—300kHz，功率密度為27W／cm3，用同步整流器（即用MOS－FER代替肖特基二級管）使整個電路效率提高到90%。

高可靠：開關電源比連續(xù)工作電源使用的元器件多數十倍，因此降低了可靠性。從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著電源的壽命。追求壽命的延長要從設計方面著眼，而不是從使用方面著想。美國一公司通過降低給溫、減少器件的電應力、降低運行電流等措施使其DC／DC開關電源系列產品的可靠性大大提高，產品的MTBF高達100萬小時以上。

模塊化：無論是AC／DC或是DC／DC或是變換器都是朝模塊化方向發(fā)展。其特點是：可以用模塊電源組成分布式電源系統(tǒng)；可以設計成N＋1冗余電源系統(tǒng)，從而提高可行性；可以做成插入式，實現(xiàn)熱更換，從而在運行中出現(xiàn)故障時能高速更換模塊插件；多臺模并聯(lián)可實現(xiàn)大功率電源系統(tǒng)。此外，還可以在電源系統(tǒng)建成后，根據發(fā)展需要不斷擴充容量。

低噪聲：開關電源的又一缺點是噪聲大，單純追求高頻化，噪聲也隨之增大，采用部分諧振轉換回路技術，在原理上既可以高頻化，又可以低噪聲。但諧振轉換技術也有其難點，如很難準確地控制開關頻率、諧振時增大了器件負荷、場效應管的寄生電容易引起短路損耗、元件熱應力轉向開關管等問題難以解決。日本把變壓器設計成初次級分離阻燃密封，自身具備對體噪聲功能的共模無噪聲隔離變壓器，既節(jié)省了噪聲濾波器，又減少了噪聲。

抗電磁干擾（EMI）：當開關電源在高頻下開關時，其噪聲通過電源線產生對其它電子設備的干擾，世界各國已有抗EMI的規(guī)范或標準，如美國的FCC、德國的VDE等，研究開發(fā)抗EMI的開關電源日益顯行生要。

電源系統(tǒng)的管理和控制：應用微處理器或微機集中控制與管理，可以及時反映開關電源環(huán)境的各種變化，中內處理單元實現(xiàn)智能控制，可自動診斷故障、減少維護工作量，確保正常運行。

計算機輔助計（CAD）：利用計算機對開關電源系統(tǒng)、穩(wěn)定性分析、電路仿真、印刷電路板、熱傳導分析、EMI分析以及可靠性等進行CAD設計和模擬試驗，十分有效，是最為快速經濟的設計方法。

產品更新加快：目前的開關電源產品要求輸入電壓通用（適用世界各國電網電壓規(guī)模）、輸出電壓范圍擴大（如計算機和工作站需要增加3.3V這一檔電壓、程控需要增加DC150V這一電壓）、輸人端功率因數進一步提高（最有效的方法是加一級“有源功率因數校正器APFC”），并具有安全、過壓保護等功能。1.4設計的指標1）交流輸入電壓AC220V±20％；

2）直流輸出電壓4～16V可調；

3）輸出電流0～40A；

4）輸出電壓調整率≤1％；

5）紋波電壓Up≤50mV；2開關電源電路的工作原理2.1開關電源的電路組成開關電源的主要電路是由輸入電磁干擾濾波器（EMI）、整流濾波電路、功率變換電路、PWM控制器電路、輸出整流濾波電路組成。輔助電路有輸入過欠壓保護電路、輸出過欠壓保護電路、輸出過流保護電路、輸出短路保護電路等。

開關電源的電路組成方框圖如下：圖2.1開關電源的電路組成方框圖圖2.2輸入整流、濾波電路2.2輸入電路的原理及常見電路2.2.1①防雷電路：當有雷擊，產生高壓經電網導入電源時，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1組成的電路進行保護。當加在壓敏電阻兩端的電壓超過其工作電壓時，其阻值降低，使高壓能量消耗在壓敏電阻上，若電流過大，F(xiàn)1、F2、F3會燒毀保護后級電路。

②輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙π型濾波網絡主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網干擾。當電源開啟瞬間，要對C5充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時能量全消耗在RT1電阻上，一定時間后溫度升高后RT1阻值減?。≧T1是負溫系數元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。

③整流濾波電路：交流電壓經BRG1整流后，經C5濾波后得到較為純凈的直流電壓。若C5容量變小，輸出的交流紋波將增大。

2.3功率變換電路2.3.1MOS管的工作原理目前應用最廣泛的絕緣柵場效應管是MOSFET（MOS管），是利用半導體表面的電聲效應進行工作的。也稱為表面場效應器件。由于它的柵極處于不導電狀態(tài)，所以輸入電阻可以大大提高，最高可達105歐姆，MOS管是利用柵源電壓的大小，來改變半導體表面感生電荷的多少，從而控制漏極電流的大小。

常見的原理圖圖2.3功率轉換電路2.3R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2組成緩沖器，和開關MOS管并接，使開關管電壓應力減少，EMI減少，不發(fā)生二次擊穿。在開關管Q1關斷時，變壓器的原邊線圈易產生尖峰電壓和尖峰電流，這些元件組合一起，能很好地吸收尖峰電壓和電流。從R3測得的電流峰值信號參與當前工作周波的占空比控制，因此是當前工作周波的電流限制。當R5上的電壓達到1V時，UC3842停止工作，開關管Q1立即關斷。

R1和Q1中的結電容CGS、CGD一起組成RC網絡，電容的充放電直接影響著開關管的開關速度。R1過小，易引起振蕩，電磁干擾也會很大；R1過大，會降低開關管的開關速度。Z1通常將MOS管的GS電壓限制在18V以下，從而保護了MOS管。

Q1的柵極受控電壓為鋸形波，當其占空比越大時，Q1導通時間越長，變壓器所儲存的能量也就越多；當Q1截止時，變壓器通過D1、D2、R5、R4、C3釋放能量，同時也達到了磁場復位的目的，為變壓器的下一次存儲、傳遞能量做好了準備。IC根據輸出電壓和電流時刻調整著⑥腳鋸形波占空比的大小，從而穩(wěn)定了整機的輸出電流和電壓。

C4和R6為尖峰電壓吸收回路。2.4輸出整流濾波電路

2.4.1正激式整流電路圖2.4.1正激式整流電路T1為開關變壓器，其初極和次極的相位同相。D1為整流二極管，D2為續(xù)流二極管，R1、C1、R2、C2為削尖峰電路。L1為續(xù)流電感，C4、L2、C5組成π型濾波器。圖2.4.2反激式整流電路2.4.2T1為開關變壓器，其初極和次極的相位相反。D1為整流二極管，R1、C1為削尖峰電路。L1為續(xù)流電感，R2為假負載，C4、L2、C5組成π型濾波器。

2.5穩(wěn)壓環(huán)路原理

2.5.1反饋電路原理圖圖2.5.1電壓反饋環(huán)路原理圖工作原理

當輸出U0升高，經取樣電阻R7、R8、R10、VR1分壓后，U1③腳電壓升高，當其超過U1②腳基準電壓后U1①腳輸出高電平，使Q1導通，光耦OT1發(fā)光二極管發(fā)光，光電三極管導通，UC3842①腳電位相應變低，從而改變U1⑥腳輸出占空比減小，U0降低。

當輸出U0降低時，U1③腳電壓降低，當其低過U1②腳基準電壓后U1①腳輸出低電平，Q1不導通，光耦OT1發(fā)光二極管不發(fā)光，光電三極管不導通，UC3842①腳電位升高，從而改變U1⑥腳輸出占空比增大，U0降低。周而復始，從而使輸出電壓保持穩(wěn)定。調節(jié)VR1可改變輸出電壓值。

反饋環(huán)路是影響開關電源穩(wěn)定性的重要電路。如反饋電阻電容錯、漏、虛焊等，會產生自激振蕩，故障現(xiàn)象為：波形異常，空、滿載振蕩，輸出電壓不穩(wěn)定等。

2.6短路保護電路1、在輸出端短路的情況下，PWM控制電路能夠把輸出電流限制在一個安全范圍內，它可以用多種方法來實現(xiàn)限流電路，當功率限流在短路時不起作用時，只有另增設一部分電路。

2、短路保護電路通常有兩種，下圖是小功率短路保護電路，其原理簡述如下：

圖2.6.1小功率短路保護電路當輸出電路短路，輸出電壓消失，光耦OT1不導通，UC3842①腳電壓上升至5V左右，R1與R2的分壓超過TL431基準，使之導通，UC3842⑦腳VCC電位被拉低，IC停止工作。UC3842停止工作后①腳電位消失，TL431不導通UC3842⑦腳電位上升，UC3842重新啟動，周而復始。當短路現(xiàn)象消失后，電路可以自動恢復成正常工作狀態(tài)。

3、下圖是中功率短路保護電路，其原理簡述如下：圖2.6.2中功率短路保護電路當輸出短路，UC3842①腳電壓上升,U1③腳電位高于②腳時，比較器翻轉①腳輸出高電位，給C1充電，當C1兩端電壓超過⑤腳基準電壓時U1⑦腳輸出低電位，UC3842①腳低于1V，UCC3842停止工作，輸出電壓為0V，周而復始，當短路消失后電路正常工作。R2、C1是充放電時間常數，阻值不對時短路保護不起作用。圖2.6.3限流、短路保護電路4、上圖是常見的限流、短路保護電路。其工作原理簡述如下：

當輸出電路短路或過流，變壓器原邊電流增大，R3兩端電壓降增大，③腳電壓升高，UC3842⑥腳輸出占空比逐漸增大，③腳電壓超過1V，UC3842關閉無輸出。

5、下圖是用電流互感器取樣電流的保護電路，圖2.6.4互感器取樣保護電路有著功耗小，但成本高和電路較為復雜，其工作原理簡述如下：輸出電路短路或電流過大，TR1次級線圈感應的電壓就越高，當TL494③腳超過1伏，UC3842停止工作，周而復始，當短路或過載消失，電路自行恢復。圖2.7輸出端限流保護2.7輸出端限流保護

上圖是常見的輸出端限流保護電路，其工作原理簡述如上圖：當輸出電流過大時，RS（錳銅絲）兩端電壓上升，U1③腳電壓高于②腳基準電壓，U1①腳輸出高電壓，Q1導通，光耦發(fā)生光電效應，UC3842①腳電壓降低，輸出電壓降低，從而達到輸出過載限流的目的。3基于TL494開關電源的實現(xiàn)3.1芯片選擇此次設計中采用的TL494電源管理芯片，廣泛應用于單端正激雙管式、半橋式、全橋式開關電源。TL494有SO-16和PDIP-16兩種封裝形式，以適應不同場合的要求。其主要特性如下：

主要特征：

1、集成了全部的脈寬調制電路。

2、片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。

3、內置誤差放大器。

4、內止5V參考基準電壓源。

5、可調整死區(qū)時間。

6、內置功率晶體管可提供500mA的驅動能力。

7、推或拉兩種輸出方式。

工作原理簡述：

TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié)，其振蕩頻率如下：

輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。參見圖2。

控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0—3.3V之間）即能在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。圖3.1TL494的控制波形脈沖寬度調制比較器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從0.5V變化到3.5時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到（Vcc-2.0）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端常處于高電平，它與脈沖寬度調制器的反相輸入端進行“或”運算，正是這種電路結構，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。

圖3.2TL494的內部結構當比較器CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管Q1和Q2的工作。若輸出控制端連接到參考電壓源，那么調制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%時，輸出驅動信號分別從晶體管Q1或Q2取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反饋電壓。在單端工作模式下，當需要更高的驅動電流輸出，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下，輸出的脈沖頻率將等于振蕩器的頻率。

TL494內置一個5.0V的基準電壓源，使用外置偏置電路時，可提供高達10mA的負載電流，在典型的0—70℃溫度范圍50mV溫漂條件下，該基準電壓源能提供±5%的精確度。表3.1

名稱代號極限值單位

工作電壓Vcc42V

集電極輸出電壓Vc1,Vc242V

集電極輸出電流Ic1,Ic2500mA

放大器輸入電壓范圍VIR-0.3V—+42V

功耗PD1000mW

熱阻RθJA80℃/W

工作結溫TJ125℃

工作環(huán)境溫度

TL494B

TL494C

TL494I

NCV494BTA

-40—+125

0—+70

-40—+85

-40—+125℃

額定環(huán)境溫度TA40℃圖3.3TL494的應用電路TL494脈寬調制控制電路3.2整個控制電路的設計

該電源的原理框圖如下圖所示

EMI濾EMI濾波電路整流濾波電路半橋式變換器輸出整流濾波電路反饋電路控制電路輔助電路圖3..2主體電路220交流電壓經過EMI濾波及整流濾波后，得到約300V的直流電壓加到半橋變換器上，用脈寬調制電路產生的雙列脈沖信號去驅動功率MOS管，通過功率變壓器的耦合和隔離作用在次級得到準方波電壓，經整流濾波反饋控制后可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓。

3.2.1交流EMI濾波及整流濾波電路交流EMI濾波及整流濾波電路如圖所示。

圖3.2.1交流EMI濾波及整流濾波電路電子設備的電源線是電磁干擾（EMI）出入電子設備的一個重要途徑，在設備電源線入口處安裝電網濾波器可以有效地切斷這條電磁干擾傳播途徑，本電源濾波器由帶有IEC插頭電網濾波器和PCB電源濾波器組成。IE插頭電網濾波器主要是阻止來自電網的干擾進入電源機箱。PCB電源濾波器主要是抑制功率開關轉換時產生的高頻噪聲。

交流輸入220V時，整流采用橋式整流電路。如果將JTI跳線短連時，則適用于110V交流輸入電壓。由于輸入電壓高，電容器容量大，因此在接通電網瞬間會產生很大的浪涌沖擊電流，一般浪涌電流值為穩(wěn)態(tài)電流的數十倍。這可能造成整流橋和輸入保險絲的損壞，也可能造成高頻變壓器磁芯飽和損壞功率器件，造成高壓電解電容使用壽命降低等。所以在整流橋前加入由電R1和繼電器K1組成的輸入軟啟動電路。

半橋式功率變換器

該電源采用半橋式變換電路，如圖所示，其工作頻率50kHz，在初級一側的主要部分是Q4和Q5功率管及C34和C35電容器。Q4和Q5交替導通、截止，在高頻變壓器初級繞N1兩端產生一幅值為U1/2的正負方波脈沖電壓。能量通過變壓器傳遞到輸出端，Q4和Q5采用IRFP460功率MOS管。

3.2.3功率變壓器的設計

1）工作頻率的設定

工作頻率對電源的體積、重量及電路特性影響很大。工作頻率高，輸出濾波電感和電容體積減小，但開關損耗增高，熱量增大，散熱器體積加大。因此根據元器件及性價比等因素，將電源工作頻率進行優(yōu)化設計，本設計為fs=50kHz。

T=1/fs=1/50kHz=20μs

2）磁芯選用

①選取磁芯材料和磁芯結構

選用R2KB鐵氧體材料制成的EE型鐵氧體磁芯。其具有品種多，引線空間大，接線操作方便，價格便宜等優(yōu)點。

②確定工作磁感應強度Bm

R2KB軟磁鐵氧體材料的飽和磁感應強度Bs=0.47T，考慮到高溫時Bs會下降，同時為防合閘瞬間高頻變壓器飽和選定Bm=1/3Bs=0.15T。

③計算并確定磁芯型號

磁芯的何截面積S和磁芯的窗口面積Q與輸出功率Po存在一定的函數關系。對于半橋變換器，當脈沖波形近似為方波時為

式中：η——效率；

j——電流密度，一般取300～500A/cm2；

Kc——磁芯的填充系數，對于鐵氧體Kc=1；

Ku——銅的填充系數，Ku與導線線徑及繞制的工藝及繞組數量等有關，一般為0.1～0.5左右。

由廠家手冊知，EE55磁芯的S=3.54cm2,Q=3.1042cm2,則SQ=10.9cm4，EE55磁芯的SQ值大于計算值，選定該磁芯。

3)計算原副邊繞組匝數

按輸入電壓最低及輸出滿載的情況（此時占空比最大）來計算原副邊繞組匝數，已知Umin=176V經整濾波后直流輸入電壓Udmin=1.2×176=211.2V。

對于半橋電路、功率變壓器初級繞組上施加的壓等于輸入電壓的一半,即Upmin=Udmin/2=105.6V，設最大占定比Dmax=0.9，

次級匝數計時取輸出電壓最大值Uomax=16V次級電路采用波整流。Us為次級繞組上的感應電壓，Uo為輸出電壓Uf為整流二極管壓降，取1V。Uz為濾波電感等線路壓降，取0.3V，

4）選定導線線徑

在選用繞組的導線，要考慮導線的集膚效應，一般要求導線線徑小于兩倍穿透深度。

變壓器工作頻率50kHz，在此頻率下銅導線的穿透深度為Δ=0.2956mm，因此繞組線徑必須是直徑小于0.59mm的銅線。另外考慮到銅線電流密度一般取3～6A/mm2，故這里選0.56mm的漆包線8股并聯(lián)繞制初級共10匝，次級選用厚0.15mm扁銅帶繞制2匝。

3.2.4輔助電源的設計

輔助電源采用RCC變換器（RingingChokeConverter），見圖3。其輸入電壓為交流220V整流濾波電壓，輸出直流電壓為12.5V，輸出直流電流為0.5A。電路中Q8和變壓器初級繞組線圈N1與反饋繞組線圈N3構成自激振蕩。R72為啟動電阻。Q9、R77構成輔助電源初級過流保護。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76構成電壓檢測與穩(wěn)壓電路，控制Q8的基極電流的直流分量，從而保持輸出電壓恒定，變壓器采用EE19、LP3材質構成。初級180匝，反饋繞組5.5匝，次級11匝，初級電感量是2.6mH，磁芯中間留有間隙0.4mm。圖3.2.2RCC輔助電源驅動電路驅動電路如圖4所示。TL494輸出50kHz的脈沖信號，通過高頻脈沖變壓器耦合去驅動功率MOS管。次級脈沖電壓為正時，MOS管導通，在此期間Q7截止，由其構成的泄放電路不工作。當次級脈沖電壓為零時，則Q導通，快速泄放MOS管柵級電荷，加速MOS管截止。R70是用于抑制驅動脈沖的尖峰，R68、D15、R67可以加速驅動并防止驅動脈沖產生振蕩。D17和與它相連的脈沖變壓器繞組共同構成去磁電路。圖3.2.3驅動電路3.2.6控制電路采用通用脈寬調制器TL494，具有通用性和成本低等優(yōu)點，TL494芯片的資料已經在上面介紹了，V2、RV1、R41進行分壓采樣，經R5阻抗匹配后送到TL494腳1。根據系統(tǒng)的設計要求，將R41，RV1，R41的值設置好，因為RV1設置在面板上，從而可以通過對RV1的調節(jié)可以實現(xiàn)對整個系統(tǒng)的調節(jié)電壓實行調節(jié)，實現(xiàn)了輸出的可調。R103和C14將輸出電感L1前信號采樣，經R5送到TL494腳1，用于提高電源穩(wěn)定度。圖3.2.4P3.2.7過流保護電路為增強電源可靠性，此電源采用初、次級兩級過流保護。初級采用電流互感器CT1檢測初級變壓器電流，檢測出的電流信號經R60轉為電壓信號后，再經D2～D4，C9整流濾波后，經過電器RV3分壓，反相器N3反相后加在Q1管基極。當初級電流超過正常時，反相器反轉，Q1管導通，將VREF=5V的高電平加在TL494腳4上（腳為TL494區(qū)控制腳、高電平關斷），TL494關斷。

輸出直流總線上過流保護，采用R45～R56電阻做為采樣電阻，當輸出電流增加時腳15電平變低，當輸出電流大于40A的105％時，TL494的內部運放動作，腳3電平升高，限制輸出脈寬增加，電源處于限流狀態(tài)。

3.2負載電流越大，續(xù)流結束時流經整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯(lián)來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。開關電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。根據以上設計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關電源，采用了一些在實驗室容易實現(xiàn)的措施，進行了如下的改進：——在所有整流二極管兩端并470pF電容；——在開關管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39Ω電阻形成一RC低通濾波器；——在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01μF電容；——在整流二極管管腳上套一小磁珠；——改善屏蔽體的接地。經過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。3.3整個系統(tǒng)框圖圖3.34可靠性分析開關電源是各種系統(tǒng)的核心部分。開關電源的需求越來越大，同時對可靠性提出了越來越高的要求。涉及系統(tǒng)可靠性的因素很多。目前，人們認識上的主要誤區(qū)是把可靠性完全（或基本上）歸結于元器件的可靠性和制造裝配的工藝,忽略了系統(tǒng)設計和環(huán)境溫度對可靠性的決定性的作用。設計及元器件（元器件的選型，質量級別的確定，元器件的負荷率）的原因造成的故障，在開關電源故障原因中占80％左右。減少這兩方面造成的開關電源故障，具有重要的意義?？傊?，對系統(tǒng)的設計者而言，需要明確建立“可靠性”這個重要概念，把系統(tǒng)的可靠性作為重要的技術指標，認真對待開關電源可靠性的設計工作，并采取足夠的措施提高開關電源的可靠性，才能使系統(tǒng)和產品達到穩(wěn)定、可靠的目標。在此就對開關電源的可靠性做一些分析。4.1影響開關電源可靠性的因素4.1.1硅三極管以PD/PR=0.5使用負荷設計，則環(huán)溫度對可靠性的影響，如表1所示。表1

由上表可知，當環(huán)境溫度Ta從20℃增加到80℃4.1.2環(huán)境溫度對電容器的影響

以UD/UR=0.65使用負荷設計則環(huán)境溫度對可靠性的影響如表2所示。表2

從上表可知，當環(huán)境溫度Ta從20℃增加到80℃時，失效率增加了4.1.3以PD/PR=0.5使用負荷設計，則環(huán)境溫度對可靠性的影響如表所示。表3

從上表可知，當環(huán)境溫度Ta從20℃增加到80負荷率對半導體的影響當環(huán)境溫度為50℃表4

由上表可知，當PD/PR=0.8時，失效率比0.2時增加了1000倍。4.1.5負荷率對電阻的影響負荷率對電阻的影響如表所示。表5

從上表可以看出，當PD/PR=0.8時，失效率比PD/PR=0.2時增加了8倍。4.2可靠性設計的原則我們可以從上面的分析中得出開關電源的可靠性設計原則：可靠性設計指標應包含定量的可靠性要求?？煽啃栽O計與器件的功能設計相結合，在滿足器件性能指標的基礎上，盡量提高器件的可靠性水平。應針對器件的性能水平、可靠性水平、制造成本、研制周期等相應制約因素進行綜合平衡設計。在可靠性設計中盡可能采用國、內外成熟的新技術、新結構、新工藝和新原理。對于關鍵性元器件，采用并聯(lián)方式，保證此單元有足夠的冗佘度。原則上要盡一切可能減少元器件使用數目。在同等體積下盡量采用高額度的元器件。選用高質量等級的元器件。原則上不選用電解電容。對電源進行合理的熱設計，控制環(huán)境溫度，不致溫度過高，導致元器件失效率增加。盡量選用硅半導體器件，少用或不用鍺半導體器件。應選擇金屬封裝、陶瓷封裝、玻璃封裝的器件，禁止選用塑料封裝的器件。4.3可靠性設計4.3.1負荷率的設計由于負荷率對可靠性有重大影響，故可靠性設計重要的一個方面是負荷率的設計，跟據元器件的特性及實踐經驗，元器件的負荷率在下列數值時，電源系統(tǒng)的可靠性及成本是較優(yōu)的。4.3.2半導體元器件半導體元器件的電壓降額應在0.6以下，電流降額系數應在0.5以下。半導體元器件除負荷率外還有容差設計，設計開關電源時，應適當放寬半導體元器件的參數允許變化范圍，包括制造容差、溫度漂移、時間漂移、輻射導致的漂移等。以保證半導體元器件的參數在一定范圍內變化時，開關電源仍能正常工作。4.3.3電容器電容器的負荷率（工作電壓和額定電壓之比）最好在0.5左右，一般不要超過0.8，并且盡量使用無極性電容器。而且，在高頻應用的情況下，電壓降額幅度應進一步加大，對電解電容器更應如此。應特別注意，電容器有低壓失效的問題，對于普通鋁電解電容器和無極性電容的電壓降額不低于0.3，但鉭電容的電壓降額應在0.3以下。電壓降額不能太多，否則電容器的失效率將上升。4.3.4電阻器、電位器電阻器、電位器的負荷率要小于0.5,此為電阻器設計的上限值；但是大量試驗證明，當電阻器降額數低于0.1時，將得不到預期的效果，失效率有所增加，電阻降額系數以0.1為可靠性降額設計的下限值。

總之，對各種元器件的負荷率只要有可能，一般應保持在0.3左右。最好不要超過0.5。這樣的負荷率，對電源系統(tǒng)造成不可靠的機率是非常小的。4.4電源的熱設計愷關電源內部過高的溫升將會導致溫度敏感的半導體器件、電解電容等元器件的失效。當溫度超過一定值時，失效率呈指數規(guī)律增加。有統(tǒng)計資料表明，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10%；溫升50℃時的壽命只有溫升254.4.1控制發(fā)熱量的設計開關電源中主要的發(fā)熱元器件為半導體開關管、功率二極管、高頻變壓器、濾波電感等。不同器件有不同的控制發(fā)熱量的方法。功率管是高頻開關電源中發(fā)熱量較大的器件之一，減小它的發(fā)熱量，不僅可以提高功率管的可靠性，而且可以提高開關電源的可靠性，提高平均無故障時間（MTBF）。開關管的發(fā)熱量是由損耗引起的，開關管的損耗由開關過程損耗和通態(tài)損耗兩部分組成，減小通態(tài)損耗可以通過選用低通態(tài)電阻的開關管來減小通態(tài)損耗；開關過程損耗是由于柵電荷大小及開關時間引起的，減小開關過程損耗可以選擇開關速度更快、恢復時間更短的器件來減少。但更為重要的是通過設計更優(yōu)的控制方式和緩沖技術來減小損耗，如采用軟開關技術，可以大大減小這種損耗。減小功率二極管的發(fā)熱量，對交流整流及緩沖二極管，一般情況下不會有更好的控制技術來減小損耗，可以通過選擇高質量的二極管來減小損耗。對于變壓器二次側的整流可以選擇效率更高的同步整流技術來減小損耗。對于高頻磁性材料引起的損耗，要盡量避免趨膚效應，對于趨膚效應造成的影響，可采用多股細漆包線并繞的辦法來解決。4.4.2開關電源的散熱設計

MOS管導通時有一定的壓降，也即器件有一定的損耗，它將引起芯片的溫升，但是器件的發(fā)熱情況與其耐熱能力和散熱條件有關。由此，器件功耗有一定的容限。其值按熱歐姆定律可表示為：

PD="Tj-Tc/RT"

式中，Tj是額定結溫（Tj=150℃帶出機箱。實際的散熱情況為三種傳熱方式的綜合，可以用牛頓公式來統(tǒng)一表達：?=KSг，其中S為散熱表面積，K為表面散熱系數。表面散熱系數通常由試驗確定，在一般的工程流體力學中有數據可查。它把傳熱的三種形式全部統(tǒng)一起來了。

通過?=KSг，我們可以在計算出耗散功率以后，根據允許的溫升г來確定散熱表面積S，并由此而確定所要選擇的散熱器。這種計算對于提高開關電源的可靠性、功率密度、性價比等都有重要意義。若采用強制風冷，加裝風扇，則對整流模塊來說，風扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制約整流模塊提高MTBF的瓶頸，所以采取各種措施提高散熱效率來延長風扇壽命具有重要的意義。5總結開關電源知識是眾多知識的集合，本文僅僅分析開關電源的幾個關鍵模塊，然后著重對開關電源的可靠性進行了一些分析，開關電源處理的功率系統(tǒng)，電壓和電流是急劇變化的，這就給EMI的抑制帶來了麻煩。還有整個系統(tǒng)參數的設定，既需要數據算法也需要一定的經驗，這方面需要以后加強，也希望老師不吝賜教，本文是在楊海柱副教授的指導下完成的，在我實習及論文的寫作過程中，楊老師給了我很好的建議，在此，特向尊敬的楊老師衷心的感謝和誠摯的謝意！另外，在上海坤祥電子科技公司電源產品開發(fā)過程中，得到了公司同仁和林總的幫助，在此，一并感謝！參考文獻[1]Intusoft.MagneticdesignerApplicationNote[Z].1997.[2]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，1998.[4]DataSheet,MC3PHAC3-PhaseACMotorController,MC3PHAC.Pdf,,Motorola,2002,4[5]姚冰花.基于PROFIBUS―DP總線的Danfoss變頻器應用[J].微計算機信息,2005,2:78-80[6]FSD210,FSD200GreenModeFairchildPowerSwitch(FPSTM),[7]T.A.SmithandS.Dimitrijer,óAnalysisofamultiresonantforwardconverterbasedonnonidealcouplingofthetransformer,IEEETrans.powerElectron,Vol.15,pp.111-120,Jan.2000[8]蔡仁鋼.電磁兼容原理、設計和預測技術.北京:北京航空航天大學出版社,1997[9]周志敏，周紀海.開關電源實用技術——設計與應用.北京：人民郵電出版社，2003.880196單片機IP研究與實現(xiàn),TN914.42AT89S52單片機實驗系統(tǒng)的開發(fā)與應用,TG155.1F406基于單片機的LED三維動態(tài)信息顯示系統(tǒng),O536TG174.444基于單片機的IGBT光伏充電控制器的研究,TV732.1TV312基于89C52單片機的印刷品色彩質量檢測系統(tǒng)的研究,TP391.41基于單片機+CPLD體系結構的信標機設計,TU858.3TN915.62基于單片機SPCE061A的汽車空調控制系統(tǒng),TM774TM621.3帶有IEEE488接口的通用單片機系統(tǒng)方案設計與研究,TN015基于VC的單片機軟件式開發(fā)平臺,TG155.1F406基于VB的單片機虛擬實驗軟件的研究與開發(fā),TG155.1F406采用單片機的電阻點焊智能控制器開發(fā),TG155.1F406基于51系列單片機的PROFIBUS-DP智能從站研究,TG155.1F406八位單片機以太網接入研究與實現(xiàn),TG155.1F406基于單片機與Internet的數控機床遠程監(jiān)控系統(tǒng)的研發(fā),R319TP319基于單片機和DSP控制的醫(yī)用輸液泵的研究,U467.11基于單片機控制新型逆變穩(wěn)壓電源的設計與仿真,F426.22TP311.52基于8位單片機的摩托車發(fā)動機電控單元軟硬件的開發(fā),TB61基于430單片機的變壓器監(jiān)控終端的研究,TG155.1F406逆變點焊單片機控制系統(tǒng)研究,TG131TG113.14單片機控制數字變量柱塞泵的研究,F426.22TP311.52基于單片機控制的高通量藥物篩選及檢測系統(tǒng)開發(fā),R730.55R734.2MCS8051以及DS80C320單片機軟核的設計,TP391基于AVR單片機的應用設計實踐,TN015LPC