頻分復(fù)用和超外差接收機(jī)仿真目的1熟悉Simulink模型仿真設(shè)計(jì)方法2掌握頻分復(fù)用技術(shù)在實(shí)際通信系統(tǒng)中的使用3理解超外差收音機(jī)的接收原理內(nèi)容設(shè)計(jì)一個(gè)超外差收接收機(jī)系統(tǒng)，其中發(fā)送方的基帶信號分別為1000Hz的正弦波和500Hz的方波，兩路信號分別采用1000kHz和1200kHz的載波進(jìn)行幅度調(diào)制，并在同一信道中進(jìn)行傳輸。要求采用超外差方式對這兩路信號進(jìn)行接收，并能夠通過調(diào)整接收方的本振頻率對解調(diào)信號進(jìn)行選擇。原理超外差接收技術(shù)廣泛用于無線通信系統(tǒng)中，基本的超外差收音機(jī)的原理框圖如圖所示：圖1-1超外差收音機(jī)基本原理框圖從圖中可以看出，超外差接收機(jī)的工作過程一共分為混頻、中頻放大和解調(diào)三個(gè)步驟，現(xiàn)分別敘述如下：混頻：由天線接收到的射頻信號直接送入混頻器進(jìn)行混頻，混頻所使用的本機(jī)振蕩信號由壓控振蕩器產(chǎn)生，并可根據(jù)調(diào)整控制電壓隨時(shí)調(diào)整振蕩頻率，使得器振蕩頻率始終比接收信號頻率高一個(gè)中頻頻率，這樣，接受信號和本機(jī)振蕩在混頻器中進(jìn)行相乘運(yùn)算后，其差頻信號的頻率成分就是中頻頻率。其頻譜搬移過程如下圖所示：

RF輸入10 20 3() 90flkHz)/(kHz)RF輸入10 20 3() 90flkHz)/(kHz)驟%-羽?裸奧圖4.11超外差收音機(jī)的混頻器輸入輸出頻譜示意圖圖1-2超外差接收機(jī)混頻器輸入輸出頻譜中頻放大：從混頻模塊輸出的信號中包含了高頻和中頻兩個(gè)頻率成分，這樣一來只要采用中頻帶通濾波器選出進(jìn)行中頻信號進(jìn)行放大，得到中頻放大信號。解調(diào)：將中頻放大后的信號送入包絡(luò)檢波器，進(jìn)行包絡(luò)檢波，并解調(diào)出原始信號。步驟1、設(shè)計(jì)兩個(gè)信號源模塊，其模塊圖如下所示，兩個(gè)信號源模塊的載波分別為1000kHz,和1200kHz,被調(diào)基帶信號分別為1000Hz的正弦波和500Hz的三角波，并將其封裝成兩個(gè)子系統(tǒng)，如下圖所示：圖1-2信源子系統(tǒng)模型圖2、為了模擬接收機(jī)距離兩發(fā)射機(jī)距離不同引起的傳輸衰減，分別以Gain1和Gain2模塊分別對傳輸信號進(jìn)行衰減,衰減參數(shù)分別為0.1和0.2。最后在信道中加入均值為0,方差為0.01的隨機(jī)白噪聲,送入接收機(jī)。3、接收機(jī)將收到的信號直接送入混頻器進(jìn)行混頻,混頻所使用的本機(jī)振蕩信號由壓控振蕩器產(chǎn)生，其中壓控振蕩器由輸入電壓進(jìn)行控制，設(shè)置SliderGain模塊，使輸入?yún)?shù)在500至1605可調(diào)，從而實(shí)現(xiàn)本振的頻率可控。壓控振蕩器的本振頻率設(shè)為465kHz，靈敏度設(shè)為1000Hz/V。4、混頻后得到的信號送入中頻濾波器AnalogFilterDesign1進(jìn)行帶通濾波，濾波器階數(shù)設(shè)置為1,帶寬為12kHz，中心頻率為465kHz，從而濾出中頻信號。

5、對中頻信號進(jìn)行20倍的增益后，再次經(jīng)過AnalogFilterDesign2進(jìn)行中頻濾波，進(jìn)一步消除帶外噪聲。濾波器設(shè)置和前面相同6、經(jīng)過中頻濾波后，利用包絡(luò)檢波器進(jìn)行檢波（檢波器的上限和下限值分別設(shè)置為和），檢波輸出信號再通過帶寬為6kHz的低通濾波器輸出。7、設(shè)置系統(tǒng)仿真時(shí)間為 ，仿真步進(jìn)為，具體參數(shù)設(shè)置如下圖所示:Simuhtio-nParametars:ch5e3canip-le3SolverWorkspace170DiagnosticsAdvancedReal-TimeWorkshopSimulationtimeStarttime:|0.0 Steptime:|0.01SolveroptionsType:FiMed-step_^jode5(Dormand-Prince) ▼|Fiweclstepsize:6.23e-8 Mode:AutoRefinefactor:|10utputoptions|RefireRefinefactor:|1OKCancelHelp圖1-3模型仿真參數(shù)設(shè)置、調(diào)整壓控振蕩器的控制電壓信號，觀察接收波形的變化。并分別記錄當(dāng)輸出波形為正弦波和圖1-4圖1-4系統(tǒng)仿真模型圖結(jié)果1畫出接收機(jī)正確解調(diào)時(shí)的接收波形2記錄當(dāng)分別解調(diào)出兩路信號時(shí)，本振頻率分別為多少3給出接收信號頻率和本振頻率的關(guān)系式PSK數(shù)字傳輸系統(tǒng)仿真目的1進(jìn)一步掌握5面皿出女模型仿真設(shè)計(jì)方法深入理解PSK技術(shù)的工作原理了解在PSK下采用格雷碼映射技術(shù)的優(yōu)越性。內(nèi)容試建立一個(gè)n/8相位偏移的8PSK傳輸系統(tǒng)，觀察調(diào)制輸出信號通過加性高斯信道前后的星座圖，并比較輸入數(shù)據(jù)以普通二進(jìn)制映射和格雷碼映射兩種情況下的誤比特率。原理多進(jìn)制相移鍵控的特點(diǎn)：多進(jìn)制相移鍵控是利用載波的多個(gè)相位來代表多進(jìn)制符號或二進(jìn)制碼組，即一個(gè)相位對應(yīng)一個(gè)多進(jìn)制符號或者是一組二進(jìn)制碼組。在相同碼元寬度的情況下，M進(jìn)制的碼元速率要高，如在8PSK中，其碼元速率為log8=3，2為2PSK的3倍，因此，多進(jìn)制相移鍵控具有更高的碼速率。采用不同的相位來代表多進(jìn)制符號一共有兩種不同的方案，分別是A方式相移系統(tǒng)和B方式相移系統(tǒng)，其相位矢量圖圖表示如下：

UJXf會目移系統(tǒng)UJXf會目移系統(tǒng)（h）B方式相移系統(tǒng)圖2-1兩種方式下的相移系統(tǒng)多進(jìn)制相移鍵控的抗噪聲性能：對于多進(jìn)制絕對移相（ ）,當(dāng)信噪比足夠大時(shí)，誤碼率可近似為P=e-rsin2（n/M）e對于多進(jìn)制相對移相（ ）s當(dāng)信噪比足夠大時(shí)，誤碼率可近似為P=e-2rsin2（兀/2M）e圖2-2不同M下的誤碼率曲線圖格雷碼映射：格雷碼是一種數(shù)字排序系統(tǒng)，其中的所有相鄰整數(shù)在它們的數(shù)字表示中只有一個(gè)數(shù)字不同。

它在任意兩個(gè)相鄰的數(shù)之間轉(zhuǎn)換時(shí)，只有一個(gè)數(shù)位發(fā)生變化。它大大地減少了由一個(gè)狀態(tài)到下一個(gè)狀態(tài)時(shí)邏輯的混淆。另外由于最大數(shù)和最小數(shù)之間也僅一個(gè)數(shù)不同，故通常又叫格雷反射碼或循環(huán)碼。二進(jìn)制碼和格雷碼的對照表如下所示：表2-1格雷碼和自然二進(jìn)制數(shù)比較十進(jìn)制數(shù)自然二進(jìn)制數(shù)格雷碼十進(jìn)制數(shù)自然二進(jìn)制數(shù)格雷碼0000000007011101001000100018100011002001000119100111013001100101010101111401000110111011111050101011112110010106011001011311011011步驟1設(shè)置信號源為隨機(jī)整數(shù)發(fā)生器，將M-arynumber設(shè)置為8,采樣時(shí)間為1e-3,信源輸出的隨機(jī)整數(shù)0?7通過二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為3比特二進(jìn)制組后送入PSK基帶調(diào)制器。2在 基帶調(diào)制器中，設(shè)置 調(diào)制方式（ 設(shè)置為）， 設(shè)置為，星座映射設(shè)置為 或，表示采用直接映射或格雷碼映射。相位偏移設(shè)置為 ，即采用方式的相移系統(tǒng)。3將經(jīng)過 調(diào)制好的輸出信號送入到 信道，其中設(shè)置 模塊的 為：s方差為 。4經(jīng)過信道疊加了噪聲后，將信號送入到 基帶解調(diào)模塊，解調(diào)方式和調(diào)制方式對應(yīng)。5分別將原始信號和經(jīng)過 解調(diào)后的信號進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換后在 中進(jìn)行比較，得到系統(tǒng)的誤碼率，其中 模塊設(shè)置其輸出的緩沖大小為，的 設(shè)置為，其余按照默認(rèn)設(shè)置。6分別在經(jīng)過信道前和經(jīng)過信道后放置星座圖顯示模塊，查看加入噪聲后的信號星座圖變化情況。圖2-3系統(tǒng)仿真模型圖結(jié)果1、分別觀察當(dāng)信道噪聲方差0.02和0.05時(shí),系統(tǒng)采用普通二進(jìn)制方式和格雷碼方式時(shí)的信噪比,并說明其原因。

三用于載波提取的鎖相環(huán)仿真目的掌握鎖相環(huán)的基本原理了解鎖相環(huán)在載波提取中的作用了解平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)的工作原理內(nèi)容設(shè)計(jì)兩個(gè)仿真模型，分別使用平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)對抑制載波雙邊帶調(diào)制的模擬信號進(jìn)行相干解調(diào)。原理平方環(huán)設(shè)調(diào)制信號為m(t)中無直流分量，則DSB信號為(3－1)s(t)=m((3－1)c接收端將該信號經(jīng)過一個(gè)平方律部件后得到e(te(t)=m2(t)cos23t=cm2(t) 1+—m2(t)cos23t22 c(3－2)在上式中m2(t)的均值是基帶信號的功率，是一個(gè)正的常數(shù)，因此上式中含有23C頻率分量的諧波，用中心頻率為23C的帶通濾波器將這一諧波分量選出后，再通過鎖相環(huán)選定，最后對鎖相環(huán)VCO輸出信號進(jìn)行2分頻即可恢復(fù)載波。平方環(huán)的原理框圖如下圖所示：圖3-1平方環(huán)載波提取原理框圖2科斯塔斯環(huán)利用平方環(huán)進(jìn)行解調(diào)時(shí)，需要三個(gè)乘法器，且鎖相環(huán)工作在載波的二倍頻上。如果載波頻率較高，鎖相環(huán)將需要工作在相當(dāng)高的頻率上，導(dǎo)致成本大大提高。因此，科斯塔斯環(huán)針對這一缺點(diǎn)進(jìn)行了改進(jìn)。本是采用科斯塔斯環(huán)法提取同步載波的?？扑顾弓h(huán)又稱同相正交環(huán)，其原理框圖如下：

圖3-2科斯塔斯環(huán)原理框圖在科斯塔斯環(huán)環(huán)路中，誤差信號V7是由低通濾波器及兩路相乘提供的。壓控振蕩器輸出信號直接供給一路相乘器，供給另一路的則是壓控振蕩器輸出經(jīng)900移相后的信號。兩路相乘器的輸出均包含有調(diào)制信號，兩者相乘以后可以消除調(diào)制信號的影響，經(jīng)環(huán)路濾波器得到僅和壓控振蕩器輸出和理想載波之間相位差有關(guān)的控制電壓，從而準(zhǔn)確地對壓控振蕩器進(jìn)行調(diào)整，恢復(fù)出原始的載波信號。現(xiàn)在從理論上對科斯塔斯環(huán)的工作過程加以說明。設(shè)輸入調(diào)制信號為m(t)cos①c，則1V=m(t)cos3tcos(pt+0)=m(t)[cos0+cos(23t+0)]cc 2 c1v=m(t)cos3tsm(3t+0)=—m(t)[sin0+sm(23t+0)]cc 2 c經(jīng)低通濾波器后，倍頻項(xiàng)被濾除，輸出分別為：v6v6將V和v在相乘器中相乘，56=2m(t)cos01=2m(t)sin0得，1=vv=_m2(t)sin2056 8(3—5)中0是壓控振蕩器輸出信號和輸入信號載波之間的相位誤差，1VXm2(t)074(3—3)(3—4)(3—5)當(dāng)(3—3)(3—4)(3—5)當(dāng)0較小時(shí)，(3—6)步驟、平方環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)）仿真步進(jìn)設(shè)計(jì)為固定的10-6S,仿真計(jì)算采用 算法，仿真時(shí)間設(shè)置為 。）采用相乘法產(chǎn)生抑制載波調(diào)制信號，其中，基帶信號采用頻率為 的正弦波信號，載波采用頻率為 的正弦波，通過相乘器產(chǎn)生已調(diào)信號后送入噪聲方差為 的信道進(jìn)行傳輸。3）在接收方，采用乘法器 完成平方功能，并將輸出信號通過中心頻率為的二階帶通濾波器選出載波的二次諧波，濾波器通帶可設(shè)置為 。）采用 作為鎖相環(huán)的鑒相器，為模擬真實(shí)情況，并不將的中心頻率完全設(shè)置為載波頻率的倍，而是增加一個(gè)小的差值，如設(shè)置的中心頻率為 3控制靈敏度為。則當(dāng)環(huán)路進(jìn)入鎖定時(shí)，的輸出就是穩(wěn)定的載波二次諧波。5）將得到的載波二次諧波通過計(jì)數(shù)器進(jìn)行二分頻后得到恢復(fù)載波，計(jì)數(shù)器設(shè)置為上升沿觸發(fā)，最大計(jì)數(shù)值為1，輸出端為計(jì)數(shù)輸出，輸出數(shù)據(jù)類型為雙精度。計(jì)數(shù)器的初始狀態(tài)設(shè)置為的或1。）相干解調(diào)模塊可采用 來選擇理想載波或本地恢復(fù)載波來進(jìn)行，低通濾波器截止頻率根據(jù)基帶信號頻率進(jìn)行設(shè)計(jì)。butbar圖3-3抑制載波雙邊帶調(diào)制、平方環(huán)載波恢復(fù)及相干解調(diào)模型、科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)SignalGartbutoriScrip低四amSignalOeneratorFiOdUCtZ本心詼愛些鹿FLLManualE^ilchProductD3Ei-3Cij5|iftChdnnelF'raduoM平方AnalogFilter口gignbutbar圖3-3抑制載波雙邊帶調(diào)制、平方環(huán)載波恢復(fù)及相干解調(diào)模型、科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)SignalGartbutoriScrip低四amSignalOeneratorFiOdUCtZ本心詼愛些鹿FLLManualE^ilchProductD3Ei-3Cij5|iftChdnnelF'raduoM平方AnalogFilter口gignCountsIbutlerVohJiqa-Cc-rifcroII4d□ccilljtorFroductj \相干解說.AnalogFilterDejignl1口J?"''VCOScopel口口口口coODDOTOC\o"1-5"\h\z）仿真步進(jìn)設(shè)計(jì)為固定的10-6S，仿真計(jì)算采用 算法，仿真時(shí)間設(shè)置為 。）采用相乘法產(chǎn)生抑制載波調(diào)制信號，其中，基帶信號采用頻率為 的正弦波信號，載波采用頻率為 的正弦波，通過相乘器產(chǎn)生已調(diào)信號后送入噪聲方差為 的信道進(jìn)行傳輸。）在接收方，將接收信號分兩路和輸出的信號進(jìn)行鑒相，并通過低通濾波器（階的巴特沃斯濾波器，截止頻率為 ）） 的中心頻率設(shè)置為 ，壓控靈敏度為 。5）零階保持器的采樣頻率按照仿真模型采樣頻率設(shè)置）利用 模塊進(jìn)行希爾伯特變換，得到復(fù)數(shù)信號）利用 將復(fù)數(shù)信號的實(shí)部，虛部分離出來，得到一對相互正交的正弦輸出

VCU廨局雷國E：ig「mGbnarjtorE：ig2GanbrjtailProduplJWONChann亡ProdudlPiadudSFrodudZAnalogFiferDtsnn2VCU廨局雷國E：ig「mGbnarjtorE：ig2GanbrjtailProduplJWONChann亡ProdudlPiadudSFrodudZAnalogFiferDtsnn2AnalogFiHerDT口Ztro-0idnVDl1jae,印"rolledHold Ort"llat("butUibutt*iAWjNIEompId^toAnalyticSignalReal-lmaaA*□* ScopesS?pa1D3DDOODIDO抑制載波雙邊帶調(diào)制的科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)和解調(diào)模型結(jié)果1、分析平方環(huán)載波提取系統(tǒng)的頻率跟蹤范圍，并測試其頻率跟蹤特性。2、觀察科斯塔斯環(huán)載波提取電路的載波恢復(fù)結(jié)果，并和發(fā)送方載波進(jìn)行比較，觀察兩者之間的區(qū)別圖4-1直接序列擴(kuò)頻的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖4-1直接序列擴(kuò)頻的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的信道以及接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖所示四擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的建模和仿真目的1、加深對擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的理解2、了解直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的抗噪聲能力3、熟悉擴(kuò)頻碼在直序擴(kuò)頻中的作用內(nèi)容設(shè)計(jì)一個(gè)完整的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)模型，包含信號的產(chǎn)生，擴(kuò)頻，調(diào)制，解擴(kuò)，解調(diào)以及恢復(fù)的全過程，并通過信號的頻譜對系統(tǒng)進(jìn)行分析。原理1、直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)擴(kuò)展頻譜調(diào)制是指已調(diào)信號帶寬遠(yuǎn)大于調(diào)制信號帶寬的任何調(diào)制體制；在這類體制中已調(diào)信號的帶寬基本上和調(diào)制信號帶寬無關(guān)。直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)框圖如圖4-1所示，二進(jìn)制數(shù)據(jù)源a(t)通過乘法器和PN序列c(t)相乘，由于PN序列的碼元持續(xù)時(shí)間遠(yuǎn)小于數(shù)據(jù)源的碼元持續(xù)時(shí)間，因此得到的信號頻譜將大大擴(kuò)展，接下來將擴(kuò)展了頻譜的數(shù)字信號通過數(shù)字調(diào)制進(jìn)行發(fā)送，得到發(fā)射的擴(kuò)頻信號。其中，發(fā)射信號s(t)的表達(dá)式為s(t)=a(t)c(t)cos2兀ftc圖4-2直接序列擴(kuò)頻的接收機(jī)系統(tǒng)框圖接收方接收到的信號由擴(kuò)頻信號s(t)，噪聲信號n(t)以及干擾信號J(t)組成，由此可以得到接收信號r(t)的表達(dá)式：r(t)=s(t)+n(t)+J(t)當(dāng)接收機(jī)達(dá)到同步要求時(shí)，其本地?cái)U(kuò)頻序列和發(fā)射機(jī)擴(kuò)頻序列相同。解擴(kuò)也是以乘法器完成的，因此解擴(kuò)輸出信號m(t)為：m(t)=r(t)*c(t)=(s(t)+n(t)+J(t))c(t)=a(t)c2(t)cos2兀ft+n(t)c(t)+J(t)c(t)c由于擴(kuò)頻序列c(t)=±1,故上式第一項(xiàng)為s(t)，后面兩項(xiàng)屬于寬頻分量，可以通過濾波器濾除。步驟直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)：為保證頻譜的平滑，仿真參數(shù)如下圖所示：圖4-系3統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置1、二進(jìn)制隨機(jī)數(shù)發(fā)生器模塊產(chǎn)生基帶二進(jìn)制信號，其采樣時(shí)間設(shè)置為0.01，這樣就可以得到數(shù)據(jù)率為100bps的基帶信號，由于擴(kuò)頻時(shí)，需要和數(shù)據(jù)率高于自己的擴(kuò)頻碼相乘，因此通過RateTransition模塊進(jìn)行速率調(diào)整，并通過UnipolartoBipolarConverter模塊進(jìn)行雙極性轉(zhuǎn)換，得到雙極性信號。2、擴(kuò)頻碼由PN序列發(fā)生器產(chǎn)生，其中PN序列的生成多項(xiàng)式為 ，初始狀態(tài)設(shè)置為 。由于采樣時(shí)間設(shè)定為1/2000，這樣，就能夠產(chǎn)生數(shù)據(jù)率為2Kbps的擴(kuò)頻碼3、利用乘法器進(jìn)行擴(kuò)頻，然后將擴(kuò)頻信號送入到BPSK調(diào)制模塊進(jìn)行數(shù)字調(diào)制，并經(jīng)過速率轉(zhuǎn)換后按照1/8000的采樣時(shí)間進(jìn)行采樣保持(UnitDelay模塊)，最后通過頻譜儀顯示頻譜4、為了觀察擴(kuò)頻前的信號頻譜，再將二進(jìn)制基帶信號通過采樣，然后觀察頻譜，其中UnitDelay模塊和第三步中的UnitDelay模塊設(shè)置一致。

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ConvertermipdargUnipdar圖4-4直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)仿真模型完整的直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和仿真1、將發(fā)射機(jī)模型封裝為一個(gè)子系統(tǒng)，如下圖所示：日ElWuHlBinaryBernoulliBinaryRateTranailionUnipnlarlo□ene-atcr' 9即感Con.cileiIBipolarto?日ElWuHlBinaryBernoulliBinaryRateTranailionUnipnlarlo□ene-atcr' 9即感Con.cileiIBipolarto?Unipalgr —?CunxmrtdrBipolartoUmpalsrCxMWErterBPSKCDMAEPSKModulatorBa3&taiid圖4-5擴(kuò)頻信號發(fā)射機(jī)子系統(tǒng)2、將直序擴(kuò)頻信號送到高斯白噪聲信道中進(jìn)行