基于dds方法的msk信號(hào)產(chǎn)生與調(diào)制器的研究

dms器件中本機(jī)軟件設(shè)計(jì)msk（最小頻帶偏移控制）是一種包絡(luò)定態(tài)平衡、相位連續(xù)的數(shù)字信號(hào)調(diào)理方法。與PSK信號(hào)相比,它的主瓣帶寬較窄,主旁瓣較高,且旁瓣滾降速度較快。這些優(yōu)點(diǎn)使MSK調(diào)制得到了廣泛應(yīng)用。常規(guī)的模擬調(diào)制方法有正交法和基于聲表面波器件的沖激法及轉(zhuǎn)換法。本文主要闡述了用DDS器件實(shí)現(xiàn)中頻MSK載波調(diào)制的原理和方法,并研制了相應(yīng)的調(diào)制模塊。通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試對(duì)比了常規(guī)轉(zhuǎn)換法和DDS法的結(jié)果。1msk信號(hào)產(chǎn)生方法最小頻移鍵控是二進(jìn)制頻移鍵控的一個(gè)特例。其主瓣帶寬是PSK信號(hào)的3/4,主瓣內(nèi)能量達(dá)到99%以上,主旁瓣比達(dá)23dB,旁瓣滾降達(dá)到12dB/倍頻程。由此可見(jiàn),MSK非常適合用于限帶信道。MSK信號(hào)調(diào)制指數(shù)為0.5,在頻率變化時(shí)波形相位連續(xù)。為滿足這些條件,MSK信號(hào)的中心頻率f0、基帶信號(hào)的碼速率fc以及瞬時(shí)頻率f1、f2之間需要滿足一定關(guān)系,即兩個(gè)瞬時(shí)頻率之和等于中心頻率的兩倍,之差等于碼速率的一半,中心頻率為1/4碼速率的整數(shù)倍。常用的MSK信號(hào)的產(chǎn)生方法主要有基于聲表面波濾波器的沖激法和轉(zhuǎn)換法等。根據(jù)正交法調(diào)制原理,MSK信號(hào)可以看成余弦加權(quán)脈沖和正弦加權(quán)脈沖在Tc時(shí)間段內(nèi)的迭加結(jié)果,而將余弦加權(quán)脈沖響應(yīng)延遲Tc就得到了正弦加權(quán)脈沖響應(yīng)。根據(jù)這個(gè)原理,沖激法和轉(zhuǎn)換法的實(shí)質(zhì)都是要得到如下脈沖響應(yīng)h(t)=cosπt2Tccosω0t?Tc≤t≤Tch(t)=cosπt2Τccosω0t-Τc≤t≤Τc沖激法已經(jīng)將該脈沖響應(yīng)固化到聲表面波濾波器中,只要用由基帶信號(hào)控制的δ脈沖進(jìn)行激勵(lì),就能輸出所需的MSK信號(hào)。轉(zhuǎn)換法先對(duì)基帶信號(hào)作中心頻率為f1的PSK調(diào)制,然后通過(guò)沖激響應(yīng)為h(t)=sinω2t,ν≤t≤t0的濾波器就可輸出MSK信號(hào)?；诼暠砻娌ㄆ骷姆椒ㄓ泄逃械娜秉c(diǎn)。首先,濾波器的插入損耗較大;其次,沖激響應(yīng)已經(jīng)固化,不能靈活地配置。在沖激法中,δ脈沖是用窄脈沖代替的。由于產(chǎn)生較理想的窄脈沖有一定難度,所以在中心頻率較高和帶寬較大時(shí),實(shí)際效果不如轉(zhuǎn)換法。而在轉(zhuǎn)換法中,由于PSK調(diào)制過(guò)程的非理想且碼元時(shí)間誤差等影響,輸出MSK信號(hào)有一定的寄生調(diào)幅,為了獲得較好的MSK信號(hào),還需要做限幅處理。為了克服模擬調(diào)制方法的缺點(diǎn),引入了DDS調(diào)制方法。2相位攔截和數(shù)模轉(zhuǎn)換器直接數(shù)字頻率合成技術(shù)是一種新穎的頻率合成技術(shù)。與模擬鎖相環(huán)相比,它的頻率分辨率很高,頻率變化幾乎是瞬時(shí)的,不需要建立過(guò)程,并且保證相位連續(xù)。更突出的是在基本的DDS結(jié)構(gòu)上稍加變化,就可直接生成FSK、PSK、FMChirp等多種調(diào)制信號(hào)。直接數(shù)字頻率合成器的基本工作原理是,利用一個(gè)較高頻率的時(shí)鐘,通過(guò)控制相位的累加來(lái)產(chǎn)生輸出單音信號(hào)的數(shù)字量化波形,其結(jié)構(gòu)框圖示于圖1。每個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi),存儲(chǔ)在頻率寄存器中的控制字都會(huì)和相位累加器中的數(shù)值累加一次,它的輸出相位值會(huì)反映到正弦查找表中。查找表先將相位信息映射至對(duì)應(yīng)的正弦波幅度,然后再輸出到數(shù)模轉(zhuǎn)換器。為了輸出一個(gè)特定的頻率,在頻率寄存器中必須裝入對(duì)應(yīng)的相位增量。輸出頻率FOUT、時(shí)鐘頻率FCLK和相位增量△φ滿足以下關(guān)系式FOUT=FCLK?△φ2NFΟUΤ=FCLΚ?△φ2Ν其中,N是相位累加器的位數(shù)。雖然DDS器件相位累加器的位數(shù)很多,但由于查找表的存儲(chǔ)容量限制,只有一部分最高有效位的數(shù)值輸入到正弦查找表,這個(gè)過(guò)程稱為相位截?cái)?。較低有效位的舍去會(huì)造成相位信息的丟失并導(dǎo)致誤差,不過(guò)誤差對(duì)輸出的影響很小。在正弦表查找過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)幅度量化,固定位數(shù)的相位信息被轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的正弦幅度。由于大多數(shù)的正弦值都是無(wú)限不循環(huán)小數(shù),需要無(wú)窮位二進(jìn)制數(shù)來(lái)表示,所以輸出幅度必須被截?cái)?。通常截取?2比特,這與典型高速DAC的分辨率相吻合。數(shù)字量化的正弦波通過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬波形。DAC輸出的主要成分是所期望的正弦波。但是由于采樣波形轉(zhuǎn)換作用,它還包含許多較高的諧波分量和它們的鏡像,所以需要恰當(dāng)?shù)倪x擇時(shí)鐘頻率,并且用低通濾波器來(lái)減弱這些高次諧波分量。低通濾波器的通帶通常應(yīng)小或等于采樣頻率的一半。由于采樣定理的限制,正常輸出頻率不能超過(guò)DDS內(nèi)部時(shí)鐘頻率的二分之一。3ad9854系統(tǒng)的msk信號(hào)調(diào)制器在原有的一套通信系統(tǒng)中,MSK調(diào)制采用了轉(zhuǎn)換法原理,用聲表面波濾波器完成轉(zhuǎn)換濾波,中心頻率為71.25MHz,碼速率為5MHz?，F(xiàn)改用DDS方法用數(shù)字系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。由于DDS是數(shù)字化的結(jié)構(gòu),在大規(guī)模可編程器件中構(gòu)造DDS內(nèi)核并不困難。本系統(tǒng)輸出中心頻率較高,為了減少相位噪聲,系統(tǒng)時(shí)鐘頻率一般要達(dá)到輸出頻率的3倍以上,即200MHz以上。受器件速度限制,在FPGA中完成這樣高頻率的數(shù)字電路設(shè)計(jì)比較難。所以總體思路是采用專用集成DDS器件。AD公司的AD9852和AD9854兩種數(shù)字合成器能夠達(dá)到要求指標(biāo)。它們的最高時(shí)鐘頻率可達(dá)300MHz,支持PSK、FSK等多種調(diào)制方式,內(nèi)部集成了12比特的數(shù)模轉(zhuǎn)換器,并行總線與標(biāo)準(zhǔn)工業(yè)微控制器兼容,共有40個(gè)字節(jié)的控制字。從AD9854所具備的資源和功能來(lái)看,產(chǎn)生MSK信號(hào)是比較容易的。MSK是FSK的一個(gè)特例,所以需要將AD9854設(shè)置為FSK工作模式。在該模式下,AD9854的輸出頻率是頻率控制寄存器1、2以及FSK控制輸入管腳狀態(tài)的函數(shù)。當(dāng)FSK管腳電平為低時(shí)選擇f1(頻率控制字1),反之則選擇f2。兩個(gè)頻率應(yīng)嚴(yán)格符合MSK信號(hào)的要求(兩個(gè)頻率分別為70MHz和72.5MHz),然后用對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)控制FSK頻率切換管腳即可。根據(jù)DDS的特性,在切換時(shí)頻率的變化是瞬時(shí)的,而新的輸出頻率相位累加起點(diǎn)則是前一頻率的相位累加終點(diǎn),所以輸出信號(hào)在頻率切換處的相位肯定是連續(xù)的,與MSK信號(hào)相位連續(xù)的特點(diǎn)相吻合。在原MSK中頻擴(kuò)頻調(diào)制器的基礎(chǔ)上,以AD9854為核心,研制了新的MSK載波調(diào)制器。新調(diào)制器產(chǎn)生的MSK信號(hào)中心頻率和碼速率與原模擬調(diào)制器相同,其結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。系統(tǒng)的時(shí)隙結(jié)構(gòu)復(fù)用拼接、偽碼切換以及擴(kuò)頻調(diào)制等都在一片Altera的FPGA內(nèi)完成。為了在每個(gè)時(shí)隙初完成對(duì)AD9854的狀態(tài)設(shè)置,在FPGA內(nèi)又添加了初始化模塊并存儲(chǔ)了相應(yīng)的控制字以控制AD9854的工作狀態(tài)。在硬件接口方面,主要解決了FPGA和AD9854邏輯電平不兼容的問(wèn)題。為保證波形質(zhì)量,AD9854系統(tǒng)時(shí)鐘取280MHz(接近中心頻率的4倍),它是由器件內(nèi)部鎖相環(huán)把20MHz外部時(shí)鐘進(jìn)行14倍頻來(lái)實(shí)現(xiàn)的。由于在系統(tǒng)復(fù)位后,鎖相環(huán)從缺省狀態(tài)工作到穩(wěn)態(tài)有一個(gè)建立過(guò)程,為了傳輸突發(fā)信號(hào),精心設(shè)計(jì)了DDS初始化時(shí)序,使內(nèi)部鎖相環(huán)提前啟動(dòng)并保持在突發(fā)信號(hào)開始傳輸之前無(wú)輸出。AD9854的功耗較大,如果開啟所有的功能模塊且工作在最高頻率下,電流消耗將超過(guò)1A,大大超出系統(tǒng)的負(fù)荷。為此在設(shè)計(jì)時(shí)作了一些折衷,在設(shè)定控制字時(shí)關(guān)閉了用于幅度控制的數(shù)字乘法器和用于改善寬帶輸出頻譜的反SINC濾波器這兩個(gè)功耗較大的功能模塊。與正交調(diào)制方法不同,模擬轉(zhuǎn)換法生成的MSK信號(hào)是一個(gè)差分MSK信號(hào)(基帶信號(hào)與輸出頻率f1、f2不直接映射,而相鄰基帶信號(hào)的相同或不同與輸出頻率存在映射關(guān)系),而DDS方法生成的MSK信號(hào)中f1、f2和基帶信號(hào)是相互對(duì)應(yīng)的。為了兼容已有系統(tǒng),產(chǎn)生正確的信號(hào)以供解調(diào),對(duì)原基帶信號(hào)先作相鄰碼元的同或運(yùn)算再控制DDS的頻率切換。4dds方法與msk信號(hào)產(chǎn)生的對(duì)比在DDSMSK調(diào)制器調(diào)試完成后,通過(guò)實(shí)驗(yàn)在相同條件下對(duì)模擬轉(zhuǎn)換法和DDS方法產(chǎn)生的MSK信號(hào)作了測(cè)試對(duì)比。測(cè)試儀器為HP8591E示波器(帶寬200MHz)和FLUKEPM3394B頻譜儀。模擬轉(zhuǎn)換法產(chǎn)生的MSK信號(hào)寄生調(diào)幅為5.26%,其主旁瓣比(主瓣中心和旁瓣中心的幅度比)為27.6dB;DDS方法產(chǎn)生的MSK信號(hào)寄生調(diào)幅為3.13%,其主旁瓣比為23.0dB。相比之下,DDS方法產(chǎn)生的MSK波形寄生調(diào)幅較小,而且主旁瓣比更接近理論值。圖3和圖4所示是兩組不同波形和頻譜的對(duì)比照片。在完成兩種方法產(chǎn)生的MSK信號(hào)波形和頻譜的對(duì)比后,又分別對(duì)兩種調(diào)制器產(chǎn)生的MSK信號(hào)作了解調(diào)實(shí)驗(yàn)。針對(duì)MSK直序擴(kuò)頻信號(hào),采用匹配濾波器解擴(kuò)和延遲相干的解調(diào)方法,擴(kuò)頻偽隨機(jī)序列長(zhǎng)度為16。兩種調(diào)制器在不同輸出幅度下解擴(kuò)解調(diào)得到的中頻相關(guān)峰和視頻相關(guān)峰幅度如表1所示。從解擴(kuò)解調(diào)結(jié)果可以看出,兩者的差別較小,DDS調(diào)制器產(chǎn)生的MSK信號(hào)能夠滿足解調(diào)的需要。5ad9854用DDS方法實(shí)現(xiàn)MSK調(diào)制是完全可行的,用AD9854產(chǎn)生的MSK信號(hào)寄生調(diào)幅較小,主旁瓣比更接近理論值。采用DDS的最大優(yōu)點(diǎn)是可以根據(jù)需要靈活配置,通過(guò)設(shè)置AD9854的工作模式可實(shí)現(xiàn)QPSK、PSK、FSK、AM、FM等多種調(diào)制。如果用FP