第七章角度調(diào)制與解調(diào)7.1調(diào)頻信號和調(diào)相信號7.2角度調(diào)制原理7.3角度解調(diào)原理7.4集成器件與應(yīng)用電路舉例7.5PSpice仿真舉例本章小結(jié)思考題和習(xí)題

7.1調(diào)頻信號和調(diào)相信號

7.1.1時域表達式和參數(shù)為了分析方便,我們把載波表示為uc=Ucmcos(ωct+φ),調(diào)制信號為單頻信號,記為uΩ=UΩmcosΩt。

1.調(diào)頻信號

調(diào)頻信號的頻率變化與調(diào)制信號呈正比,即

其中,kf為調(diào)頻比例常數(shù),單位為rad/(s·V)。kf只與調(diào)頻電路有關(guān),不隨調(diào)制信號變化。Δω(t)的最大值:

稱為最大頻偏,也叫做絕對最大頻偏,其正比于調(diào)制信號的振幅。調(diào)頻信號的頻率是在載頻ωc的基礎(chǔ)上加上Δω(t),即

習(xí)慣上仍然把總相角稱為相位,則調(diào)頻信號的相位為頻率對時間的積分,即

其中,mf=Δωm/Ω,稱為調(diào)頻指數(shù),單位為rad,代表調(diào)頻信號的最大相偏,其正比于調(diào)制信號的振幅,而反比于調(diào)制信號的頻率。調(diào)頻信號一般有恒定的振幅Usm,可以表示為

2.調(diào)相信號

調(diào)相信號的相位變化正比于調(diào)制信號,即

其中,kp為調(diào)相比例常數(shù),單位為rad/V。kp是僅由調(diào)相電路決定的常數(shù)。Δφ(t)的最大值,即最大相偏記為

稱為調(diào)相指數(shù),單位為rad。調(diào)相信號的相位是在載波相位ωct+φ0

的基礎(chǔ)上加上相位變化,即

調(diào)相信號的頻率為相位對時間的導(dǎo)數(shù):

其中,Δωm=mpΩ,為最大頻偏,即絕對最大頻偏,其正比于調(diào)制信號的振幅和頻率。設(shè)調(diào)相信號的振幅為Usm,則調(diào)相信號表示為

如果調(diào)制信號為正弦函數(shù)uΩ=UΩmsinΩt,則調(diào)頻信號和調(diào)相信號的表達式分別為

一般情況下,調(diào)制信號是許多頻率分量合成的復(fù)雜信號,可以表示為uΩ=UΩmf(t)。其中,UΩm

是最大幅度,|f(t)|≤1,代表歸一化的波形函數(shù)。此時,調(diào)頻信號和調(diào)相信號的表達式分別為

其中,Δωm=kfUΩm,mp=kpUΩm

。

不難理解,調(diào)頻信號和調(diào)相信號的頻率和相位都隨時間變化,調(diào)頻信號的頻率變化正比于調(diào)制信號,相位變化則正比于調(diào)制信號對時間的積分;調(diào)相信號的相位變化正比于調(diào)制信號,頻率變化則正比于調(diào)制信號對時間的導(dǎo)數(shù)。

7.1.2頻譜和功率分布

式(7.1.1)和式(7.1.2)除mf和mp

外并無實質(zhì)區(qū)別,意味著調(diào)頻信號和調(diào)相信號具有相似的頻譜結(jié)構(gòu),所以下面只研究調(diào)頻信號的頻譜和功率分布。

為了簡化分析,設(shè)調(diào)頻信號的初始相位φ0=0,則

其中,ejmfsinΩt是以Ω為周期的函數(shù),所以可以展成傅立葉級數(shù):

其中,傅立葉系數(shù)

稱為宗數(shù)為mf的n階第一類貝賽爾函數(shù),由mf和n共同決定其取值,如圖7.1.1所示。圖7.1.1第一類貝賽爾函數(shù)

角度調(diào)制實現(xiàn)頻譜的非線性搬移,所以uFM

中產(chǎn)生了無窮多個頻率分量,相鄰頻率分量的間隔為Ω,每個頻率分量的振幅為Usm|Jn(mf)|。Jn(mf)的性質(zhì)(1)和(2)決定了角度調(diào)制具有以下特點:

(1)各個頻譜分量的振幅與調(diào)頻指數(shù)mf有關(guān),隨著mf的增大,相對于載頻分量,振幅較大的邊頻分量數(shù)目增加。載頻分量的振幅也隨mf改變,對某些mf,載頻分量振幅很小,甚至為零,所以可以設(shè)計適當(dāng)?shù)膍f,減小載頻功率,提高功率利用率。

(2)n=±1,±2,±3,…對應(yīng)的每對邊頻分量的振幅大小相等,n為奇數(shù)時相位相反,n為偶數(shù)時相位相同。

雖然由無窮多個頻率分量構(gòu)成的調(diào)頻信號的帶寬理論上為無限大,但是因為各個頻率分量的振幅隨著|n|的增加總體呈下降趨勢,所以如果忽略振幅較小的頻率分量,則可以得到一個有限的近似帶寬,常用的有0.01誤差帶寬、0.1誤差帶寬和卡森帶寬。

1.0.01誤差帶寬和0.1誤差帶寬

如果只保留uFM

中振幅大于等于Usm

的0.01倍的頻率分量,忽略其他振幅較小的頻率分量,則可以確定0.01誤差帶寬。根據(jù):

決定|n|的最大值nmax,則0.01誤差帶寬:

類似地,根據(jù)0.1Usm確定的帶寬為0.1誤差帶寬,記為BW0.1。

2.卡森帶寬

根據(jù)Jn(mf)的性質(zhì)(3),可以只保留|n|≤mf+1的頻率分量,則獲得的帶寬為卡森帶寬,即

BWCR基本上介于BW0.01和BW0.1之間。當(dāng)mf≥1時,BWCR和BW0.1近似相等;當(dāng)mf?1時,BWCR≈2Ω;當(dāng)mf?1時,BWCR≈2mfΩ=2Δωm。

uFM的功率是其各個頻率分量攜帶的功率的疊加。設(shè)負載是1Ω的單位電阻,則根據(jù)Jn(mf)的性質(zhì)(4)可得:

所以uFM

的功率與載波uc的功率相等,uc的功率只在載頻分量上,uFM把功率分擔(dān)到了各個頻率分量上。

其中只有載頻分量、上邊頻分量和下邊頻分量,類似于普通調(diào)幅信號,但是下邊頻分量反相,帶寬BW≈2Ω,此時的uFM稱為窄帶調(diào)頻信號。mf>π/6時,無論是BW0.01、BW0.1,還是BWCR,都明顯大于2Ω,對應(yīng)的uFM稱為寬帶調(diào)頻信號。

【例7.1.1】調(diào)頻信號uFM=5cos[(5π×106t)-2cos(2π×103t)]V,調(diào)頻比例常數(shù)kf=10kHz/V。寫出調(diào)制信號uΩ

的表達式,并求uFM

的最大頻偏Δfm

和卡森帶寬BWCR。

解:uFM的相位:

頻率:

【例7.1.2】用調(diào)制信號uΩ

=0.2sin(5π×103t)V對載頻fc=6.5MHz的余弦載波分別進行調(diào)頻和調(diào)相,要求最大頻偏Δfm

=50kHz。寫出調(diào)頻信號uFM和調(diào)相信號uPM

的表達式,計算其卡森帶寬BWCR。如果uΩ

的振幅減小為原來的一半,頻率增加一倍,分析uFM

和uPM

的帶寬變化。

7.2角度調(diào)制原理

調(diào)頻從原理上分為直接調(diào)頻和間接調(diào)頻。直接調(diào)頻的振蕩和調(diào)頻在同一級電路完成,原理簡單,調(diào)頻信號的頻偏較大,但是頻率穩(wěn)定度較低;間接調(diào)頻是把振蕩和調(diào)頻分在兩級電路中分別完成,提高了調(diào)頻信號的頻率穩(wěn)定度。

調(diào)頻信號的帶寬由調(diào)制信號的振幅決定,所以當(dāng)調(diào)制信號是包含多個頻率分量的復(fù)雜信號時,只要其最大幅度不變,調(diào)頻信號就基本保持恒定的帶寬。相對而言,調(diào)相信號的帶寬取決于調(diào)制信號的最高頻率。因為最高頻率的分量出現(xiàn)的時間較少,所以調(diào)相信號的頻帶利用率較低。因此,連續(xù)波模擬調(diào)制中單獨的調(diào)相應(yīng)用較少,調(diào)相更多應(yīng)用于間接調(diào)頻中,即首先對調(diào)制信號uΩ

積分,其次用積分后的結(jié)果對載波uc調(diào)相。這樣,已調(diào)波的相位變化正比于uΩ的積分,所以其頻率變化正比于uΩ,從而成為調(diào)頻信號uFM,電路框圖如圖7.2.1所示。圖7.2.1間接調(diào)頻

7.2.1直接調(diào)頻

直接調(diào)頻可以分為模擬調(diào)頻積分方程法和似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻法。

1.模擬調(diào)頻積分方程法

模擬調(diào)頻積分方程法是指根據(jù)調(diào)頻信號滿足的積分方程,通過電路實現(xiàn)其中的每一步運算,然后依據(jù)等式建立閉合環(huán)路,產(chǎn)生調(diào)頻信號。

首先推導(dǎo)調(diào)頻積分方程。調(diào)頻信號可以表示為

因為

為了用電路實現(xiàn)調(diào)頻積分方程,需要用兩個乘法器、兩個積分器和一個反相器,共5個模塊構(gòu)成閉合環(huán)路。頻率ω(t)用控制電壓uω

取代,uω與調(diào)制信號成線性關(guān)系,即

電路框圖如圖7.2.2所示。圖中,kM和kI分別代表乘法器和積分器的增益。圖7.2.2模擬調(diào)頻積分方程法調(diào)頻

該電路輸出的調(diào)頻信號:

與式(7.2.2)比較可知,uFM的ω(t)受到uω

的控制,即

由此決定了uFM

的載頻和調(diào)頻比例常數(shù),uFM

的振幅和初始相位則由積分器的積分常數(shù)決定。實際電路中,乘法器就用模擬乘法器,積分器采用電阻和電容構(gòu)成的無源高頻積分器,反相器則可以用反相放大器實現(xiàn)。

2.似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻法

調(diào)制信號的頻率Ω、調(diào)頻信號的載頻ωc

和最大頻偏Δωm滿足似穩(wěn)態(tài)條件Ω?ωc

和Δωm?ωc

時,相對于載頻,調(diào)頻信號的頻率變化非常緩慢,變化范圍也很小,可以認為是似穩(wěn)態(tài)的正弦信號,所以可以用正弦波振蕩器產(chǎn)生。通過調(diào)制信號連續(xù)改變影響振蕩頻率的參數(shù),不斷設(shè)立新的相位平衡條件,在相位穩(wěn)定條件的作用下,振蕩器通過反饋,連續(xù)調(diào)整振蕩頻率,不斷跟隨調(diào)制信號的變化,從而實現(xiàn)調(diào)頻,這就是似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻。為了保證調(diào)整下的振蕩頻率跟得上調(diào)制信號的變化,要求相對于載波,調(diào)制信號的變化不能太快,變化也不能太大,即必須滿足上述似穩(wěn)態(tài)條件。

似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻法的數(shù)學(xué)模型是調(diào)頻微分方程。調(diào)頻微分方程可以獨立由調(diào)頻信號的表達式推導(dǎo)而來,也可以在調(diào)頻積分方程(式(7.2.2))的基礎(chǔ)上,等式兩邊對時間兩次求導(dǎo),經(jīng)過整理得到。調(diào)頻微分方程為

為了便于電路實現(xiàn),調(diào)頻微分方程需要近似處理。在似穩(wěn)態(tài)條件下,上式等號左邊第二項在絕對值上遠遠小于第一項和第三項,并且取值接近于零,所以把第二項增加一倍或忽略,方程對應(yīng)的電路功能不發(fā)生實質(zhì)變化。由此衍生出兩個似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程:

這兩個方程都可以用較簡單的正弦波振蕩器實現(xiàn)。例如,圖7.2.3所示為一LC正弦波振蕩器的LC并聯(lián)諧振回路部分,決定振蕩頻率的參數(shù)包括電感L和電容C。為了實現(xiàn)調(diào)頻,設(shè)C受調(diào)制信號uΩ的控制,二者的關(guān)系為圖7.2.3LC正弦波振蕩器實現(xiàn)似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻法調(diào)頻

設(shè)LC回路的品質(zhì)因數(shù)很大,可以忽略其輸入電流,由電感支路和電容支路上的電流iL

和iC

的方向可知:

即

等式兩邊對時間求導(dǎo),并整理,就得到似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程:

所以該正弦波振蕩器是以上似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程的實現(xiàn)電路,輸出電壓uo

就是調(diào)頻信號uFM

,其頻率:

變?nèi)荻O管的電路符號如圖7.2.4(a)所示,它工作于反偏狀態(tài),所以結(jié)電容Cj主要是PN結(jié)的勢壘電容。Cj與反偏電壓u的關(guān)系為

其中,Cj0是u=0時的零偏結(jié)電容;UB是PN結(jié)的勢壘電壓;n為變?nèi)葜笖?shù),取值在1/3~6之間。上式描述的變?nèi)萏匦郧€如圖7.2.4(b)所示。為了獲得實際所需的變?nèi)萏匦?可以給變?nèi)荻O管串聯(lián)或并聯(lián)適當(dāng)?shù)碾娙?以改變曲線的位置和斜率。圖7.2.4變?nèi)荻O管

反偏電壓u包括直流通路提供的直流反偏電壓UQ

和從低頻通路過來的調(diào)制信號uΩ。UQ

確定直流靜態(tài)工作點Q處的靜態(tài)電容CjQ,疊加uΩ后,Cj以CjQ為中心,隨著uΩ的變化而改變,如圖7.2.5所示。Cj作為電容支路上的全部或部分電容,改變LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率,從而實現(xiàn)調(diào)頻。

為了保證線性調(diào)頻,基于似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻法的變?nèi)荻O管調(diào)頻的結(jié)電容調(diào)制度應(yīng)該小于1,因而這種電路只能產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號。根據(jù)變?nèi)荻O管的電容接入系數(shù),變?nèi)荻O管調(diào)頻分為全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻和部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻。圖7.2.5Cj和uΩ波形的幾何投影關(guān)系

1)全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻

在LC并聯(lián)諧振回路中,如果變?nèi)荻O管兩端與電感支路并聯(lián),則其電容接入系數(shù)等于1,這樣的設(shè)計稱為全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻。此時,LC回路的電容支路上只有一個變?nèi)荻O管,反偏電壓u=UQ+uΩ,振蕩頻率:

此時實現(xiàn)的是近似的線性調(diào)頻。如果m較大,則會出現(xiàn)明顯的頻率失真。此時若(7.2.3)中括號部分作冪級數(shù)展開,則mcosΩt的高階項會產(chǎn)生與Ω無關(guān)的量,與1疊加,會影響載頻ωc

的取值。

分析變?nèi)荻O管調(diào)頻電路時,要根據(jù)交流通路,判斷其所屬正弦波振蕩器的類型,找出振蕩回路,確定變?nèi)荻O管的位置,由直流通路和低頻通路計算加在變?nèi)荻O管上的直流反偏電壓和調(diào)制信號,而后再計算振蕩頻率,適當(dāng)近似處理,確定性能指標。

【例7.2.1】變?nèi)荻O管調(diào)頻電路如圖7.2.6(a)所示。變?nèi)荻O管的結(jié)電容:

調(diào)制信號uΩ=20cos(2π×104t)mV。畫出該電路的交流通路,計算振蕩頻率ω(t)和最大頻偏Δωm,設(shè)調(diào)頻信號uFM的振幅為Usm,寫出其表達式。圖7.2.6變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

解:交流通路如圖7.2.6(b)所示。該電路是在差分對振蕩器的基礎(chǔ)上實現(xiàn)的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路。圖7.2.6(a)中,電阻R1

和R2

對電壓源UCC分壓,獲得變?nèi)荻O管Cj的直流反偏電壓UQ;低頻的調(diào)制信號uΩ通過高頻扼流圈LC1加到Cj上,LC1對高頻信號開路;電容C1

隔離uΩ

和UQ;電容C2和C3

對高頻信號旁路,使Cj

的左端和電感L的上端交流連通,它們各自的另一端通過電容C4交流連通;高頻扼流圈LC2將Cj的非加載端直流電壓置零,而對高頻信號開路。

由直流通路得Cj的直流反偏電壓:

根據(jù)Cj

的表達式可知,零偏結(jié)電容Cj0=100pF,勢壘電壓UB=1V,變?nèi)葜笖?shù)n=2,則靜態(tài)電容:

【例7.2.2】變?nèi)荻O管調(diào)頻電路如圖7.2.7(a)所示。變?nèi)荻O管的結(jié)電容:

調(diào)制信號uΩ=10sin(2π×104t)mV。畫出該電路的交流通路,計算振蕩頻率ω(t)和最大頻偏Δωm

,設(shè)調(diào)頻信號uFM的振幅為Usm,寫出其表達式。圖7.2.7變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

解:交流通路如圖7.2.7(b)所示。該電路是在電容三端式振蕩器基礎(chǔ)上實現(xiàn)的雙變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路,兩個變?nèi)荻O管Cj

的參數(shù)一樣,串聯(lián)構(gòu)成LC并聯(lián)諧振回路的電容支路。電路中,電阻R1和R2

對電壓源UCC分壓獲得Cj的直流反偏電壓UQ;電容C2對uΩ

開路;uΩ

通過高頻扼流圈LC加到Cj

上,LC對高頻信號開路;電感L不但構(gòu)成LC回路,也使兩個Cj

的非加載端直流電壓置零。

由直流通路得Cj

的直流反偏電壓:

根據(jù)Cj

的表達式可知,零偏結(jié)電容Cj0=200pF,勢壘電壓UB=1V,變?nèi)葜笖?shù)n=2,則靜態(tài)電容:

振蕩頻率:

最大頻偏:

相位:

則調(diào)頻信號:

對比例7.2.2和例7.2.1可以發(fā)現(xiàn),在其他參數(shù)一樣時,采用雙變?nèi)荻O管可以使最大頻偏變?yōu)樵瓉淼?倍,采用雙變?nèi)荻O管還可使每個二極管上的高頻信號電壓減小為原來的一半,從而減小了高頻信號電壓對結(jié)電容的影響。另外,兩個變?nèi)荻O管反向串聯(lián),寄生電容互相抵消,也減小了寄生調(diào)制效應(yīng)。

2)部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻

全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路中,除了直流電壓和調(diào)制信號外,高頻信號也全部加到了變?nèi)荻O管上,從而影響了原來只隨調(diào)制信號變化的振蕩頻率,同時也影響了振蕩的振幅和頻率穩(wěn)定度。為了解決這個問題,應(yīng)設(shè)法減小加到變?nèi)荻O管上的高頻信號。

圖7.2.8所示的部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路中,LC回路的振蕩頻率:

與式(7.2.4)比較可以發(fā)現(xiàn),因為p>1,所以部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻的相對最大頻偏比全部接入式的要小,這是因為通過其他電容的串/并聯(lián),變?nèi)荻O管對回路總電容的影響有所減小。因此,部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻以減小相對最大頻偏為代價,提高了調(diào)頻質(zhì)量。圖7.2.8部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的LC并聯(lián)諧振回路

7.2.2間接調(diào)頻

間接調(diào)頻通過調(diào)相實現(xiàn)調(diào)頻,所以首先研究調(diào)相。調(diào)相可以分為矢量合成法、相移法和時延法。相移法的典型應(yīng)用是變?nèi)荻O管調(diào)相。

1.矢量合成法

調(diào)相信號可以表示為

這說明,uPM近似可以用兩個矢量信號合成。第一個信號Usmcosωct是載波,矢量長度為Usm,方向(即相位)為ωct;第二個信號UsmkpuΩcos(ωct+π/2)是雙邊帶調(diào)制信號,矢量長度為UsmkpuΩ

,方向(即相位)為ωct+π/2。

圖7.2.9所示為矢量合成法調(diào)相的矢量圖。圖7.2.9矢量合成法調(diào)相的矢量圖

2.相移法

相移法是指通過調(diào)制信號控制的相移網(wǎng)絡(luò)對載波移相,得到調(diào)相信號。在實現(xiàn)上,可以是載波電流經(jīng)過LC并聯(lián)諧振回路產(chǎn)生相移,也可以是載波電壓經(jīng)過RC網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生相移。以前者為例,設(shè)相移網(wǎng)絡(luò)的阻抗為Zejφ

,模Z和相角φ既與頻率ω有關(guān),同時也受調(diào)制信號uΩ的控制,即Z=Z(ω,uΩ

),φ=φ(ω,uΩ

)。石英晶體振蕩器產(chǎn)生的載波電流ic=Icmcosωct流過相移網(wǎng)絡(luò)時,產(chǎn)生的已調(diào)波為圖7.2.11相移法調(diào)相的電路框圖

3.時延法

因為相位變化的相反值除以載頻等于時延,所以調(diào)相也可以用時延網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)。設(shè)時延網(wǎng)絡(luò)的時延與調(diào)制信號呈正比,即τ=kuΩ,則石英晶體振蕩器產(chǎn)生的載波uc=Ucmcosωct經(jīng)過時延網(wǎng)絡(luò),產(chǎn)生的已調(diào)波為

于是在時延網(wǎng)絡(luò)輸出端獲得調(diào)相信號uPM,如圖7.2.12所示。這種方法可以用來產(chǎn)生寬帶調(diào)相信號,相位變化僅受限于信號相位超前和滯后的允許范圍,即mp=kpUΩm<π,對應(yīng)的最大時延不應(yīng)超過半個載波周期。圖7.2.12時延法調(diào)相的電路框圖

4.變?nèi)荻O管調(diào)相

變?nèi)荻O管調(diào)相采用相移法。相移網(wǎng)絡(luò)是LC并聯(lián)諧振回路,其中的電容支路為加載調(diào)制信號uΩ

的變?nèi)荻O管Cj,如圖7.2.13所示。圖7.2.13用作相移網(wǎng)絡(luò)的變?nèi)荻O管LC并聯(lián)諧振回路圖7.2.14變?nèi)荻O管LC并聯(lián)諧振回路的頻率特性

首先研究幅頻特性。隨著uΩ

的變化,幅頻特性曲線隨之左右移動,ω0也不斷改變。石英晶體振蕩器提供的載波電流ic=Icmcosωct遇到的電阻是曲線在ωc處的高度Z(ωc,uΩ)。當(dāng)ω0

的變化范圍遠小于ωc

時,這個高度變化不明顯,取值近似為諧振電阻,即Z(ωc,uΩ)≈Z(ωc)=Re,于是uPM的振幅為Usm=IcmRe。

【例7.2.3】變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路如圖7.2.15所示。變?nèi)荻O管的結(jié)電容:

載波電流ic=20cos(100×106t)μA,調(diào)制信號uΩ=8cos(20×103t)V。計算電感L的取值,寫出調(diào)頻信號uFM的表達式,計算振蕩頻率ω(t)和最大頻偏Δωm

。圖7.2.15變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路

7.2.3線性頻偏擴展

從式(7.2.4)中可以看出,直接調(diào)頻的相對最大頻偏,即最大頻偏與載頻之比Δωm/ωc

為一固定值,與元器件參數(shù)和信號取值有關(guān),提高ωc

可以等比增大Δωm,但相對最大頻偏不變。參考式(7.2.5)不難發(fā)現(xiàn),間接調(diào)頻的元器件參數(shù)和信號取值只決定了Δωm

的取值,而與ωc

無關(guān),所以減小ωc

可以提高相對最大頻偏。

直接調(diào)頻和間接調(diào)頻都可以通過單獨混頻或先倍頻再混頻獲得相對最大頻偏Δωm/ωc較大的寬帶調(diào)頻信號。其中,混頻改變ωc,而不改變Δωm

,倍頻將ωc

和Δωm改變同樣的倍數(shù)。第一種方法只通過混頻來擴展相對最大頻偏。如圖7.2.16所示,首先在較高的載頻上直接調(diào)頻產(chǎn)生相對最大頻偏Δfm/fc0較小的調(diào)頻信號uFM0作為輸入,其次uFM0和頻率為fl

的本振信號ul

下混頻,降低fc0到需要的取值fc=fl-fc0。在這個過程中,Δfm

不變,這樣就提高了輸出調(diào)頻信號uFM的相對最大頻偏Δfm/fc。圖7.2.16單獨混頻擴展相對最大頻偏

【例7.2.4】直接調(diào)頻限制相對最大頻偏Δfm/fc0=0.002,通過圖7.2.16所示的電路,要求產(chǎn)生載頻fc=13.5MHz,最大頻偏Δfm=75kHz的輸出調(diào)頻信號uFM

。確定輸入調(diào)頻信號uFM0的載頻fc0和本振信號ul的頻率fl。

解:uFM0

的載頻:

ul的頻率:

第二種方法通過首先倍頻、其次混頻來擴展相對最大頻偏。如圖7.2.17所示,在較低的載頻上間接調(diào)頻產(chǎn)生相對最大頻偏Δfm/fc0較小的輸入調(diào)頻信號uFM0,接下來通過倍頻,調(diào)頻信號uFM1的載頻和最大頻偏變?yōu)镹fc0和NΔfm,之后uFM1和頻率為fl

的本振信號ul下混頻,降低Nfc0到需要的取值fc=fl-Nfc0。在這個過程中,Δfm

變?yōu)镹Δfm

,這樣也提高了輸出調(diào)頻信號uFM

的相對最大頻偏NΔfm/fc。圖7.2.17先倍頻后混頻擴展相對最大頻偏

【例7.2.5】頻偏擴展電路如圖7.2.17所示,輸入調(diào)頻信號:

單級倍頻電路的倍頻數(shù)有限,如晶體管倍頻電路的倍頻數(shù)為3~5。更高的倍頻數(shù)經(jīng)常需要通過多級倍頻電路級聯(lián)(使各級倍頻電路的倍頻數(shù)相乘)來實現(xiàn)。同時,為了保證本振信號的頻率穩(wěn)定度,混頻電路的本振頻率不能很高,與倍頻后的載頻下混頻,難以直接獲得需要的載頻。這時,可以用較低頻率的本振信號混頻產(chǎn)生較低的載頻,并實現(xiàn)要求的相對最大頻偏,再通過倍頻,把載頻提高到需要的數(shù)值,相對最大頻偏不再改變,這樣第二種方法在實際應(yīng)用中,就構(gòu)成了倍頻混頻再倍頻的三級系統(tǒng)。

圖7.2.18所示為一采用該系統(tǒng)的120MHz調(diào)頻發(fā)射機的電路框圖,通過倍頻器級聯(lián)分別實現(xiàn)了N1=144和N2=16的倍頻數(shù)。當(dāng)輸入調(diào)頻信號uFM0的載頻與最大頻偏分別為fc0=200kHz和Δfm=42.5Hz,本振信號ul

的頻率fl=36.3MHz時,計算得到輸出調(diào)頻信號uFM的載頻和最大頻偏分別為fc=120MHz和N1N2Δfm=97.9kHz。這一系統(tǒng)把調(diào)頻信號的相對最大頻偏從輸入時的2.13×10-4提高到了輸出時的8.16×10-4。

圖7.2.18120MHz調(diào)頻發(fā)射機

7.3角度解調(diào)原理

對調(diào)頻信號解調(diào)簡稱為鑒頻,對調(diào)相信號解調(diào)簡稱為鑒相,它們分別把角度調(diào)制信號的頻率變化和相位變化轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵鲭妷旱淖兓?從而恢復(fù)調(diào)制信號。

鑒頻從原理上分為斜率鑒頻、相位鑒頻、脈沖計數(shù)鑒頻和鎖相環(huán)鑒頻。斜率鑒頻中,調(diào)頻信號輸入線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò),其增益與調(diào)頻信號的頻率變化成線性關(guān)系,則網(wǎng)絡(luò)的輸出為調(diào)頻/調(diào)幅信號,再作為調(diào)幅信號進行檢波,就可以取出調(diào)制信號。相位鑒頻通過鑒相來實現(xiàn)鑒頻,這需要把調(diào)頻信號輸入線性相頻特性網(wǎng)絡(luò),其相移與調(diào)頻信號的頻率變化成線性關(guān)系,則網(wǎng)絡(luò)的輸出為調(diào)頻/調(diào)相信號,再作為調(diào)相信號進行鑒相,就取出了調(diào)制信號。脈沖計數(shù)鑒頻根據(jù)調(diào)頻信號過零點的頻率產(chǎn)生輸出電壓,頻率高則輸出電壓大,頻率低則輸出電壓小,從而得到調(diào)制信號。

7.3.1鑒頻的性能指標

鑒頻性能可以用以下指標衡量:

(1)鑒頻特性。鑒頻特性指鑒頻電路的輸出電壓uo

與調(diào)頻信號的頻率變化Δω(t)之間的函數(shù)關(guān)系。一般情況下,鑒頻特性曲線如圖7.3.1所示,在原點附近其線性較好,而遠離原點處則明顯彎曲。圖7.3.1鑒頻特性曲線

(2)鑒頻靈敏度。鑒頻靈敏度的定義為

其幾何意義為鑒頻特性曲線在Δω(t)=0處的斜率,Sf取值越大,說明鑒頻電路的輸出電壓對調(diào)頻信號頻率變化的反應(yīng)越靈敏。

(3)線性鑒頻范圍。線性鑒頻范圍指原點附近,鑒頻特性曲線近似為直線的區(qū)域?qū)?yīng)的Δω(t)的取值范圍。在該范圍內(nèi),uo

與Δω(t)近似成線性關(guān)系,從而uo與原來的調(diào)制信號相比基本沒有失真。

(4)最大鑒頻范圍。在線性鑒頻范圍之外,uo與Δω(t)脫離線性關(guān)系,但是在Δω(t)的一定范圍內(nèi),二者仍是一一對應(yīng)的函數(shù)關(guān)系,即可以從uo

確定唯一的Δω(t),這個范圍稱為最大鑒頻范圍。在該范圍內(nèi),若直接把uo

作為恢復(fù)出的調(diào)制信號,則存在明顯的失真,需要經(jīng)過與鑒頻特性對應(yīng)的反函數(shù)電路修正uo

來減小失真。

7.3.2斜率鑒頻

1.原理

斜率鑒頻的電路框圖如圖7.3.2(a)所示。圖7.3.2(b)給出了線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性。一般地,要求幅頻特性在調(diào)頻信號頻帶內(nèi)為線性,而對相頻特性不作特別要求。圖中,調(diào)頻信號頻帶內(nèi)的相頻特性近似不變。圖7.3.2斜率鑒頻

調(diào)頻信號可以寫為

線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性:

uFM

滿足似穩(wěn)態(tài)條件時,網(wǎng)絡(luò)對瞬時頻率為ω(t)的uFM的響應(yīng)近似為對該頻率的正弦穩(wěn)態(tài)響應(yīng),輸出的信號為

可見,uFM/AM

的振幅與調(diào)制信號呈線性關(guān)系。這樣,uFM/AM在頻率上保留了調(diào)頻信號的特點,又在振幅上表現(xiàn)出調(diào)幅信號的特征,從而成為調(diào)頻/調(diào)幅信號。因為包絡(luò)檢波對信號的頻率變化不敏感,所以可以只對uFM/AM

的調(diào)幅特征進行包絡(luò)檢波。設(shè)包絡(luò)檢波的檢波增益為kd,則檢波輸出為

去除直流分量,則uo正比于uΩ,是恢復(fù)出的調(diào)制信號,實現(xiàn)了鑒頻。鑒頻特性如圖7.3.3所示。鑒頻靈敏度為式(7.3.1)中kfuΩ

的系數(shù),即Sf=kdk0Usm

,線性鑒頻范圍和最大鑒頻范圍分別取決于線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)的線性范圍和單調(diào)變化范圍。

2.線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)

工作于失諧狀態(tài)時,LC并聯(lián)諧振回路阻抗的幅頻特性在較小的頻帶內(nèi)與頻率成線性關(guān)系,可以作為線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)斜率鑒頻,如圖7.3.4(a)所示。設(shè)計LC回路,使其阻抗的幅頻特性Z(ω)在調(diào)頻信號uFM的頻帶內(nèi)線性較好,則可以在失諧回路兩端獲得調(diào)頻/調(diào)幅信號uFM/AM

,之后對uFM/AM包絡(luò)檢波,如圖7.3.4(b)和(c)所示。圖7.3.4(c)所示的uFM/AM

經(jīng)過包絡(luò)檢波,輸出電壓uo

需要反相得到調(diào)制信號uΩ。圖7.3.4單LC并聯(lián)諧振回路實現(xiàn)斜率鑒頻

單LC并聯(lián)諧振回路的線性鑒頻范圍受其阻抗幅頻特性的線性區(qū)的限制,為了使之能對頻率變化更大的調(diào)頻信號uFM

解調(diào)時不產(chǎn)生明顯失真,可以根據(jù)平衡對消原理,采用雙LC并聯(lián)諧振回路的設(shè)計,如圖7.3.5(a)所示。上、下失諧回路的諧振頻率ω01和ω02對稱分布在調(diào)頻信號uFM

的載頻ωc

兩邊,間距為Δω,如圖7.3.5(b)所示。適當(dāng)選擇Δω,可以使上下回路的輸出電壓uo1和uo2中引起失真的頻率分量基本上平衡對消,輸出電壓uo

在較大的uFM

頻率變化范圍內(nèi)正比于uΩ。合適的Δω可以使線性鑒頻范圍接近于[ω02,ω01]。圖7.3.5雙LC并聯(lián)諧振回路擴展線性鑒頻范圍

【例7.3.1】平衡式斜率鑒頻電路和調(diào)頻信號uFM

的波形如圖7.3.6所示。圖中,uFM的載頻為fc,振幅Usm

遠大于熱電壓UT,電感L1

和電容C1

構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率為f01,電感L2

和電容C2

構(gòu)成的LC回路的諧振頻率為f02,f01-fc=fc-f02。說明電路的工作原理,并定性畫出各個位置的信號iC1、iC2、uFM/AM1、uFM/AM2、uo1、uo2和uo的波形。圖7.3.6平衡式斜率鑒頻

解:晶體管V1和V2構(gòu)成差分對放大器,在Usm?UT的條件下對uFM

限幅放大,得到一對等幅反相的集電極電流iC1和iC2。iC1和iC2分別流過工作于失諧狀態(tài)的兩個LC并聯(lián)諧振回路,產(chǎn)生兩個包絡(luò)線反相的調(diào)頻/調(diào)幅信號uFM/AM1和uFM/AM2,經(jīng)過包絡(luò)檢波,產(chǎn)生輸出電壓uo1和uo2。uo1和uo2中有相同的直流分量和反相的交流分量,經(jīng)過晶體管V3和V4

構(gòu)成的差分對放大器,直流分量作為共模信號被抑制,交流分量作為差模信號被放大,最后得到單端輸出電壓uo。各個位置的信號波形如圖7.3.7所示。圖7.3.7信號波形

7.3.3相位鑒頻

1.原理

相位鑒頻將調(diào)頻信號變?yōu)檎{(diào)頻/調(diào)相信號,對其鑒相恢復(fù)調(diào)制信號,實現(xiàn)鑒頻。鑒相可以分為乘積型鑒相和疊加型鑒相,它們都用到與載波同頻同相的本振信號,分別實現(xiàn)乘積型同步檢波和疊加型同步檢波。

1)乘積型鑒相

乘積型鑒相的電路框圖如圖7.3.8所示,本振信號ul=Ulmcosωct,調(diào)相信號可以寫為圖7.3.8乘積型鑒相圖7.3.9乘積型鑒相的鑒相特性

由以上分析可以看出,乘積型鑒相中,輸入乘法器的調(diào)相信號應(yīng)該與本振信號正交,即二者之間存在π/2的固定相位差,才能使乘法器的輸出為正弦函數(shù),輸出電壓與調(diào)制信號才能通過正弦函數(shù)在最大鑒相范圍內(nèi)一一對應(yīng);否則,乘法器輸出余弦函數(shù),會導(dǎo)致一個輸出電壓對應(yīng)一對取值相反的調(diào)制信號,而且當(dāng)相位變化范圍較小時,余弦函數(shù)給出的輸出電壓幾乎不變,從而無法實現(xiàn)鑒相。

2)疊加型鑒相圖7.3.10疊加型鑒相圖7.3.11應(yīng)用于單邊帶調(diào)制信號的疊加型同步檢波圖7.3.12疊加型鑒相的鑒相特性

通過鑒相實現(xiàn)鑒頻的相位鑒頻電路框圖如圖7.3.13(a)所示。圖7.3.13(b)給出了線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性,要求在調(diào)頻信號頻帶內(nèi)幅頻特性取值基本恒定,相頻特性與信號的頻率變化成線性關(guān)系。圖7.3.13相位鑒頻

uFM/PM在頻率上保留了調(diào)頻信號的特點,又在相位上表現(xiàn)出調(diào)相信號的特征,從而成為調(diào)頻/調(diào)相信號。將uFM/PM

作為調(diào)相信號進行鑒相,并用uFM

代替鑒相器中的本振信號,則鑒相取出二者的相位差k0Δω(t)=k0kfuΩ產(chǎn)生輸出電壓uo,恢復(fù)調(diào)制信號uΩ

。為了保證uFM/PM和uFM正交,線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)的相頻特性中,一般取φ0=-π/2。鑒相采用乘積型鑒相或疊加型鑒相時,相應(yīng)的相位鑒頻分別稱為乘積型相位鑒頻和疊加型相位鑒頻。

【例7.3.2】乘積型相位鑒頻的電路框圖和線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)的頻率特性如圖7.3.14所示,調(diào)頻信號:

求輸出電壓uo,畫出鑒頻特性曲線,確定鑒頻靈敏度Sf、線性鑒頻范圍和最大鑒頻范圍。圖7.3.14乘積型相位鑒頻圖7.3.15乘積型相位鑒頻的鑒頻特性

【例7.3.3】平衡式疊加型相位鑒頻的電路框圖和線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)的頻率特性如圖7.3.16所示,其中A0?1,調(diào)頻信號uFM=Usmcos(ωct+mfsinΩt)。求輸出電壓uo,畫出鑒頻特性曲線,確定鑒頻靈敏度Sf、線性鑒頻范圍和最大鑒頻范圍。圖7.3.16疊加型相位鑒頻圖7.3.17疊加型相位鑒頻的鑒頻特性

2.線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)

1)電感耦合頻相變換

圖7.3.18所示的電感耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)中,兩個LC并聯(lián)諧振回路的元件(包括電感L、電容C和電感內(nèi)阻r)參數(shù)相同,互感為M,諧振頻率ω0

等于調(diào)頻信號uFM的載頻ωc,uFM的頻率為ω(t)。圖7.3.18電感耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)

根據(jù)互感原理,網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)的幅頻特性和相頻特性分別為

其中,廣義失諧量:

式中,Qe

為品質(zhì)因數(shù)。A(ω)和φ(ω)隨頻率的變化如圖7.3.19所示。圖7.3.19電感耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)的頻率特性

網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性取值近似恒定,相頻特性與uFM的頻率變化Δω(t)近似成線性關(guān)系,網(wǎng)絡(luò)為線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)。

2)電容耦合頻相變換

圖7.3.20所示的電容耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)中,電感L、電容C和C0

構(gòu)成串聯(lián)諧振回路,諧振頻率ω0

等于調(diào)頻信號uFM的載頻ωc,uFM

的頻率為ω(t)。圖7.3.20電容耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)

根據(jù)阻抗分壓原理,網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)的幅頻特性和相頻特性分別為

其中,廣義失諧量:

式中,Qe

為品質(zhì)因數(shù)。A(ω)和φ(ω)隨頻率的變化如圖7.3.21所示。圖7.3.21電容耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)的頻率特性

7.3.4脈沖計數(shù)鑒頻

線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)和線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)的線性范圍決定了斜率鑒頻和相位鑒頻只適用于解調(diào)窄帶調(diào)頻信號。對寬帶調(diào)頻信號的解調(diào),可以采用脈沖計數(shù)鑒頻。脈沖計數(shù)鑒頻的優(yōu)點是線性好,頻帶寬,不需要諧振回路,便于集成。

如圖7.3.22所示,脈沖計數(shù)鑒頻首先把調(diào)頻信號uFM限幅放大,變成調(diào)頻方波信號uo1,再對uo1微分,得到尖脈沖序列uo2,用uo2中的正脈沖觸發(fā)形成矩形脈沖序列uo3,因為各個脈沖的脈寬相等,出現(xiàn)頻率又與uFM的頻率一樣,所以uo3的時間平均值uo反映了調(diào)制信號的變化規(guī)律,通過低通濾波取出即可。圖7.3.22脈沖計數(shù)鑒頻

設(shè)矩形脈沖的幅度為A,脈寬為τ,調(diào)頻信號的頻率f(t)=fc+Δf(t),周期T(t)=1/f(t),則

所以在一定范圍內(nèi)uo與頻率變化Δf(t)成線性關(guān)系。當(dāng)Δf(t)較大時,相鄰的矩形脈沖重疊,uo不再變化。為了保證實現(xiàn)鑒頻,T(t)的最小值應(yīng)該大于等于τ,即

或

所以,脈沖計數(shù)鑒頻的鑒頻范圍[0,fc+Δfm]由τ決定,τ越小,則鑒頻范圍越大。圖7.3.23所示為脈沖計數(shù)鑒頻的鑒頻特性。

【例7.3.4】基于延時網(wǎng)絡(luò)的脈沖計數(shù)鑒頻器如圖7.3.24所示。圖中,調(diào)頻信號uFM

經(jīng)過限幅放大后得到的調(diào)頻方波uo1的幅度為A,延時網(wǎng)絡(luò)的延時為τ。分析該電路的工作原理,畫出各級輸出電壓uo1~uo4和uo的波形,畫出鑒頻特性曲線,確定最大鑒頻范圍。圖7.3.24基于延時網(wǎng)絡(luò)的脈沖計數(shù)鑒頻器

解:通過延時相減,uo1每次過零,uo3就生成一個幅度為2A、脈寬為τ的矩形脈沖,經(jīng)過半波整流,得到uo4,其時間平均值反映了調(diào)制信號的變化規(guī)律,通過低通濾波器取出,得到uo。uo1~uo4和uo

的波形如圖7.3.25所示。圖7.3.25各級輸出電壓的波形圖7.3.26基于延時網(wǎng)絡(luò)的脈沖計數(shù)鑒頻的鑒頻特性

7.3.5限幅鑒頻

由式(7.3.1)、式(7.3.7)和式(7.3.8)看出,無論是斜率鑒頻、乘積型相位鑒頻,還是疊加型相位鑒頻,輸出電壓都與調(diào)頻信號的振幅有關(guān)。調(diào)頻信號的產(chǎn)生、信道傳輸和接收過程中,噪聲和干擾會使調(diào)頻信號的振幅發(fā)生變化,造成寄生調(diào)幅。為了避免寄生調(diào)幅對鑒頻的影響,需要首先對調(diào)頻信號限幅,然后再鑒頻,這稱為限幅鑒頻。除了廣泛使用的二極管雙向限幅外,還可以利用諧振功率放大器的過壓狀態(tài)實現(xiàn)限幅,利用差分對放大器的轉(zhuǎn)移特性實現(xiàn)限幅,或者采用專門設(shè)計的鑒頻電路,如比例鑒頻器,使輸出電壓與調(diào)頻信號的振幅無關(guān)。

1.諧振功率放大器限幅

由諧振功率放大器的放大特性可知,諧振功放工作在過壓狀態(tài)時,如果輸入電壓的振幅發(fā)生變化,則輸出電壓的振幅保持基本不變,利用這個特性可以實現(xiàn)對調(diào)頻信號的限幅。將振幅變化的調(diào)頻信號作為諧振功放的輸入電壓ub,其振幅Ubm就是調(diào)頻信號的變化振幅。保證諧振功放在Ubm變化范圍內(nèi)工作在過壓狀態(tài),這樣諧振功放的輸出電壓uc

就是振幅Ucm恒定的調(diào)頻信號,如圖7.3.27(a)所示。通過降低集電極回路電源電壓EC,增大LC并聯(lián)諧振回路的諧振電阻Re,都可以實現(xiàn)Ubm較小時,諧振功放即進入過壓狀態(tài),如圖7.3.27(b)所示。圖7.3.27諧振功放的限幅作用

2.差分對放大器限幅

差分對放大器在大信號狀態(tài)工作時,輸出電流是近似的方波信號。利用這個特點,可以首先放大調(diào)頻信號uFM,使其振幅遠大于熱電壓UT

,這樣差分對放大器的輸出電流iC的取值隨著uFM的振蕩在0和電流源電流I0之間變化,成為調(diào)頻方波信號,再對其濾波,輸出電壓uo就是振幅恒定的調(diào)頻信號。這個過程如圖7.3.28所示。圖7.3.28差分對放大器的限幅作用

3.比例鑒頻器

比例鑒頻器如圖7.3.29所示。電路中使用電感耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)獲得調(diào)頻/調(diào)相信號uFM/PM

,電容C0

取值較大,對調(diào)頻信號uFM短路,uFM與uFM/PM分別同相和反相疊加,在上回路和下回路的輸入端得到調(diào)頻/調(diào)相/調(diào)幅信號uFM/PM/AM1和uFM/PM/AM2。設(shè)

則uFM/PM/AM1和uFM/PM/AM2經(jīng)過包絡(luò)檢波,電容C1

和C2上的電壓分別為

其中:

式中,品質(zhì)因數(shù)Qe、互感M、電感L和諧振頻率ω都是電感耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)。uC1和uC2可以進一步寫成:圖7.3.29比例鑒頻器

因為uo由比值uC1/uC2決定,所以該電路稱為比例鑒頻器。將式(7.3.9)和式(7.3.10)代入式(7.3.11),有:

可見,比例鑒頻器的輸出電壓與調(diào)頻信號的振幅基本無關(guān),減弱了寄生調(diào)幅對鑒頻的影響。

7.4集成器件與應(yīng)用電路舉例

7.4.1MC2833調(diào)頻電路MC2833是單片調(diào)頻發(fā)射集成電路,用來實現(xiàn)頻率調(diào)制和倍頻、調(diào)頻信號的功率放大等功能,應(yīng)用于無繩電話等調(diào)頻通信設(shè)備。

圖7.4.1所示的MC2833的應(yīng)用電路用來產(chǎn)生144.6MHz的語音調(diào)制調(diào)頻信號。MC2833包括話筒放大單元、可變電抗單元、射頻振蕩單元、緩沖單元、兩個晶體管放大單元和參考電壓單元。電阻R1和R2

為駐極體提供直流偏置電壓,語音信號由駐極體拾取,生成調(diào)制信號。調(diào)制信號輸入引腳5,經(jīng)話筒放大單元放大后從引腳4輸出。電阻R3、R4

和R5構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò),用于調(diào)整話筒放大器的增益。放大后的調(diào)制信號再從引腳3輸入至可變電抗單元,改變電抗,從而改變射頻振蕩單元的振蕩頻率,實現(xiàn)調(diào)頻。

引腳6接地。引腳10外接直流電壓源,決定參考電壓單元輸出的各路直流偏置電壓,其中一路經(jīng)過芯片內(nèi)部8kΩ和4.7kΩ的電阻分壓為可變電抗單元提供直流偏置。引腳2經(jīng)過電容接地去耦。引腳1、16外接的基音為12.05MHz的石英諧振器決定射頻振蕩器的中心頻率,與石英諧振器串聯(lián)的電感L1用來擴展最大頻偏。引腳15、16外接電容C1

和C2,與可變電抗單元、石英諧振器和射頻振蕩單元構(gòu)成并聯(lián)型石英晶體振蕩器。射頻振蕩單元產(chǎn)生的調(diào)頻信號經(jīng)過緩沖單元,從引腳14輸出。電感L2

和電容C3

構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率為石英諧振器的三次泛音,實現(xiàn)三倍頻。

倍頻后的調(diào)頻信號經(jīng)過電容C4

耦合輸入引腳13。晶體管V2、引腳11外接的電感L3和電容C5

構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路,以及引腳12的外接電路構(gòu)成第一級諧振功率放大器,在放大調(diào)頻信號功率的同時又實現(xiàn)二倍頻。之后,調(diào)頻信號經(jīng)電容C6

耦合輸入引腳8。晶體管V1、引腳9外接的電感L4

與電容C7

和C8

構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路,以及引腳7的外接電路構(gòu)成第二級諧振功率放大器,在放大調(diào)頻信號功率的同時再次實現(xiàn)二倍頻。最后,調(diào)頻信號被送入天線發(fā)射。

圖7.4.1MC2833的應(yīng)用電路

7.4.2雙LC并聯(lián)諧振回路斜率鑒頻器

圖7.4.2所示為微波通信接收機中的雙LC并聯(lián)諧振回路斜率鑒頻器。電感L0和電容C0

是混頻器的LC并聯(lián)諧振回路,用于產(chǎn)生混頻后的調(diào)頻信號uFM,頻率為35MHz。uFM

分為兩路進入鑒頻器,分別經(jīng)過V1和V2

兩個晶體管構(gòu)成的共基極放大器,進入兩個LC并聯(lián)諧振回路。其中,電感L1

和電容C1

構(gòu)成的上回路的諧振頻率為30MHz,電感L2

和電容C2

構(gòu)成的下回路的諧振頻率為40MHz,兩個回路各自輸出調(diào)頻/調(diào)幅信號,經(jīng)過包絡(luò)檢波后,平衡對消,產(chǎn)生輸出電壓uo,恢復(fù)調(diào)制信號。共基極放大器隔離上、下回路,避免相互干擾,同時也在上、下回路和混頻器LC回路之間起隔離作用。圖7.4.2雙LC并聯(lián)諧振回路斜率鑒頻器

7.4.3差分峰值斜率鑒頻器

圖7.4.3差分峰值斜率鑒頻器

7.4.4MC3335鑒頻電路

MC3335是單片鑒頻集成電路,用來實現(xiàn)二次混頻和乘積型相位鑒頻等,應(yīng)用于低功耗窄帶調(diào)頻語音或數(shù)據(jù)鏈接收機。MC3335中,二次混頻減小了功率損耗,顯著提高了接收靈敏度和抑制鏡像干擾的能力。

圖7.4.4所示的MC3335鑒頻電路接收49.7MHz的調(diào)頻信號。MC3335包括兩個本地振蕩單元和混頻單元、限幅放大單元、乘積型鑒相單元等。調(diào)頻信號經(jīng)過電容交流耦合輸入引腳1,另一個輸入端即引腳20經(jīng)過電容接地。第一個本地振蕩單元通過接在引腳18、19的電感L和電容C1

構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路控制振蕩頻率,將調(diào)頻信號的頻率降為10.7MHz,經(jīng)過放大后,從引腳17輸出,用中心頻率為10.7MHz的陶瓷帶通濾波器濾波,再輸入引腳16進行第二次混頻。

第二個本地振蕩單元是基于共基組態(tài)電容三端式振蕩器的并聯(lián)型石英晶體振蕩器,諧振回路包括引腳2、3外接的石英諧振器、電容C2和C3,石英諧振器控制其振蕩頻率為10.245MHz。第二個混頻器從引腳4輸出頻率為455kHz的調(diào)頻信號,用中心頻率為455kHz的陶瓷帶通濾波器濾波,再輸入引腳6。經(jīng)過限幅放大后,調(diào)頻信號分為兩路,一路直接輸入乘積型鑒相器,另一路經(jīng)過電容耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生正交調(diào)頻/調(diào)相信號,也輸入乘積型鑒相器。引腳11外接電容耦合頻相變換網(wǎng)絡(luò)的LC并聯(lián)諧振回路部分。