第3章DC/DC變換原理與控制

直流-直流變換電路（DC-DCConverter）的功能是將不受控的直流電變?yōu)榱硪还潭妷夯蚩煽仉妷旱闹绷麟姟?/p>

直流-直流變換電路種類(lèi)繁多，按輸入與輸出之間是否有電氣隔離劃分，可分為隔離型和不隔離型；按輸入輸出電壓大小劃分，可分為降壓型和升壓型等。

本章主要討論降壓斬波（Buck）變換電路、升壓斬波（Boost）變換電路和直接變換橋式電路的原理等，分析其結(jié)構(gòu)及控制方法。3.1Buck變換電路3.2Boost變換電路3.3其它型式的DC/DC變換電路

第3章DC/DC變換原理與控制3.1Buck變換電路3.1.1Buck變換電路組成及工作原理3.1.2Buck變換電路穩(wěn)態(tài)分析3.1.3Buck變換電路建模及控制3.1.4Buck變換電路仿真及軟件編程3.1.1Buck變換電路組成及工原理

降壓斬波變換電路(BuckChopper，即Buck變換電路)，主要由輸入直流電源、全控型器件、儲(chǔ)能電感、續(xù)流二極管、濾波電容、控制單元（PWM產(chǎn)生電路）和負(fù)載組成。

3.1.2Buck變換電路穩(wěn)態(tài)分析電感電流連續(xù)模式CCM：

指電感電流在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期中都不為零；電感電流斷流模式DCM：

指在開(kāi)關(guān)管VT阻斷期間內(nèi)經(jīng)二極管續(xù)流的電感電流已降為零。兩者的臨界稱(chēng)為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)BCM:

即開(kāi)關(guān)管阻斷期結(jié)束時(shí)，電感電流剛好降為零。1.電感電流連續(xù)(CCM)模式工作狀態(tài)1：工作狀態(tài)2：穩(wěn)態(tài)時(shí)電流的增加量ΔiL+等于電流的減少量ΔiL-時(shí)，電路才能達(dá)到平衡。即：結(jié)論：Buck變換電路在電感電流連續(xù)模式下，其變比M與占空比D相等，理想Buck變換輸出電壓Uo與負(fù)載電流無(wú)關(guān)，因此Buck變換電路具有很好的控制性能。占空比D從0到1變化時(shí)，輸出電壓Uo從0到Uin變化，且輸出電壓最大值不會(huì)超過(guò)輸入電壓Uin。伏秒平衡進(jìn)一步變換為令上升段電壓的變化為上升段時(shí)間為下降段的電壓為下降段時(shí)間為

則有上式稱(chēng)為伏秒平衡，對(duì)于處于穩(wěn)定狀態(tài)的電感，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)（電流上升段）的伏秒數(shù)與開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)（電流下降段）的伏秒數(shù)在數(shù)值上相等。它是分穩(wěn)態(tài)DC/DC析變換常用的一個(gè)重要概念。

穩(wěn)態(tài)時(shí)，負(fù)載電流io不變?yōu)镮o，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，濾波電容充電電流等于放電電流，故平均值為0。

IL=ic+Io=Io

故電路輸出端負(fù)載平均電流Io就是電感的平均電流IL。在0-t1期間，電容C放電，電源Uin通過(guò)電感L和電容C共同向負(fù)載R供電；在t1-t2期間，電源Uin通過(guò)電感L向電容C充電的同時(shí)為負(fù)載供電；在t2到下一個(gè)開(kāi)關(guān)期間，續(xù)流電感L和放電電容C共同向負(fù)載供電；在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電容充電電荷(也等于放電電荷)ΔQ。計(jì)算電容時(shí)應(yīng)考慮最不利的情況2.電感電流斷續(xù)(DCM)模式工作狀態(tài)1：工作狀態(tài)2：電感電流連續(xù)或電感電流臨界狀態(tài)時(shí)，D+D1=1，電感電流斷續(xù)時(shí)，D+D1≠1。Us/Uo即變壓比M不僅與占空比D有關(guān)，而且與負(fù)載電流IL有關(guān)。3.電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)

當(dāng)負(fù)載電流減小到Ts截止時(shí)，電感電流剛好下降為零，即臨界連續(xù)狀態(tài)，此時(shí)輸出電流為最小Iomin，即為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)下的電感平均電流值：在實(shí)際設(shè)計(jì)中為考慮最不利的情況下電感電流不斷流：4.實(shí)例設(shè)計(jì)分析-步驟1）選擇續(xù)流二極管VD：

續(xù)流二極管選用快恢復(fù)二極管，

其額定工作電流和反向耐壓必須滿(mǎn)足電路要求，并留有一定

的裕量。2)選擇開(kāi)關(guān)管工作頻率fs：

最好工作頻率大于20kHz，以避開(kāi)音

頻噪聲。開(kāi)關(guān)頻率提高可以減小電感L、電容C，但會(huì)增大開(kāi)關(guān)損耗，因此效率會(huì)降低，選擇時(shí)要綜合考慮。3)開(kāi)關(guān)管可選方案：

MOSFET、IGBT、GTR等。4)選擇占空比：

為保證當(dāng)輸入電壓發(fā)生波動(dòng)時(shí)，輸出電壓能夠

穩(wěn)定，占空比一般選0.7左右。5)確定臨界電感值LC：6)確定電容值C：7)確定導(dǎo)線(xiàn)。4.實(shí)例設(shè)計(jì)分析-例題

設(shè)計(jì)如圖所示的降壓斬波變換電路。設(shè)定電源電壓Uin為220~290V，額定負(fù)載電流為11A，最小負(fù)載電流為1.1A，開(kāi)關(guān)頻率為20kHz。要求輸出電壓Uo為48V；紋波小于1%。要求最小負(fù)載時(shí)電感電流不斷流。計(jì)算輸出濾波電感L和電容C，并選取開(kāi)關(guān)管VT和二極管VD

。

DC-DC變換電路采用負(fù)反饋控制，使其輸出電壓或者電流保持穩(wěn)定，并達(dá)到一定的穩(wěn)壓或穩(wěn)流精度。因此DC/DC變換電路與反饋控制電路構(gòu)成一個(gè)自動(dòng)控制系統(tǒng)，即閉環(huán)反饋控制。為了使DC/DC變換電路不受輸入電壓、負(fù)載電流變化和其它干擾的影響，控制電路要保持穩(wěn)定，暫態(tài)過(guò)程、穩(wěn)定時(shí)間和穩(wěn)態(tài)精度必須滿(mǎn)足具體要求，常用的閉環(huán)控制有電壓?jiǎn)苇h(huán)控制，電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)組成雙閉環(huán)控制等，其中雙閉環(huán)控制中的電流內(nèi)環(huán)具有限制輸出電流和改善動(dòng)態(tài)性能的作用。

本節(jié)針對(duì)Buck變換自動(dòng)控制系統(tǒng)建模和單雙閉環(huán)的設(shè)計(jì)展開(kāi)討論。3.1.3Buck變換電路建模及控制

1.Buck變換電路狀態(tài)空間平均模型

狀態(tài)空間平均法一直是國(guó)際公認(rèn)的PWM(pulse-width-modulation)DC/DC變換器的主要建模和分析方法，其實(shí)質(zhì)為：

根據(jù)由線(xiàn)性RLC元件、獨(dú)立電源和周期性開(kāi)關(guān)組成的原始網(wǎng)絡(luò)，以電容電壓、電感電流為狀態(tài)變量，按照功率開(kāi)關(guān)器件的'ON'和'OFF'兩種狀態(tài)，利用時(shí)間平均技術(shù)，得到一個(gè)周期內(nèi)平均狀態(tài)變量，將一個(gè)非線(xiàn)性、時(shí)變、開(kāi)關(guān)電路轉(zhuǎn)變?yōu)橐粋€(gè)等效的線(xiàn)性、時(shí)不變、連續(xù)電路，因而可對(duì)DC/DC開(kāi)關(guān)變換電路進(jìn)行大信號(hào)瞬態(tài)分析，并可決定其小信號(hào)傳遞函數(shù)，建立狀態(tài)空間平均模型。(1)狀態(tài)平均的電感和電容特性(2)狀態(tài)平均的基爾霍夫定律(3)Buck變換的狀態(tài)空間平均法建模假設(shè)Buck變換電路工作在CCM模式，在PWM周期Ts內(nèi)，進(jìn)行狀態(tài)平均可得

這些公式包含了時(shí)變量的相乘，因此是非線(xiàn)性的。絕大多數(shù)交流電路分析技術(shù)比如拉氏變換或者其它形式的頻率變換對(duì)于非線(xiàn)性系統(tǒng)無(wú)效，因此需要建立小信號(hào)模型。

假設(shè)穩(wěn)態(tài)情況下，占空比d(t)=D，電感電流〈iL(t)〉Ts，電容電壓〈uo(t)〉Ts和輸入電流〈iin(t)〉Ts各自達(dá)到靜態(tài)值IL、Uo、Iin，則式中微分為零，從而得到為了在靜態(tài)工作點(diǎn)(I，U)處構(gòu)建小信號(hào)交流模型，假設(shè)輸入電壓uin

(t)和占空比d(t)等于穩(wěn)態(tài)Uin和D加上一些較小的交流變量（即微擾）

和因此得到直流項(xiàng)：這些項(xiàng)僅包含直流量。一階交流量：每一項(xiàng)都是一個(gè)交流量乘以一個(gè)常系數(shù)，這些項(xiàng)是交流變量的線(xiàn)性部分。二階交流量：這些項(xiàng)包含交流量的乘積，它們是非線(xiàn)性的。

忽略二階非線(xiàn)性部分，可以得到小信號(hào)模型同樣，電容電壓方程也可以線(xiàn)性化。將式簡(jiǎn)化并整理得到2.Buck變換電路控制分析2.Buck變換電路控制分析（1）Buck變換的傳遞函數(shù)拉氏變換（2）Buck補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)一般有三種，超前補(bǔ)償、滯后補(bǔ)償和超前-滯后補(bǔ)償。考慮到在實(shí)際應(yīng)用中一般采用PI補(bǔ)償，所以本節(jié)采用PI補(bǔ)償為例進(jìn)行分析。PI的傳遞函數(shù)為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)的確定

根據(jù)自控原理可知，期望補(bǔ)償后的系統(tǒng)特性低頻段增益應(yīng)充分大，以減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差；中頻段斜率一般為-20dB/dec以保證合適的相角余量；高頻段增益的斜率為-40dB/dec，滿(mǎn)足衰減高頻干擾信號(hào)的控制要求。因此，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)零極點(diǎn)的確定至關(guān)重要。在實(shí)際工程中通常采用PI調(diào)節(jié)。如圖分別為原始系統(tǒng)、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和期望補(bǔ)償后傳遞函數(shù)的幅頻特性。（3）調(diào)制器的傳遞函數(shù)若Buck變換采用鋸齒型載波與調(diào)制波比較生成PWM，其原理如圖所示（4）電壓?jiǎn)伍]環(huán)分析結(jié)合經(jīng)驗(yàn)，可設(shè)置穿越頻率fc=fs/100(fs為開(kāi)關(guān)頻率)，零點(diǎn)頻率值fz=fc/3。由公式可以求出電壓環(huán)的比例系數(shù)kp和積分系數(shù)ki。（5）雙閉環(huán)分析

為進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能通常采用雙閉環(huán)控制，Buck變換的電壓外環(huán)和電感電流內(nèi)環(huán)控制框圖如圖所示1)電感電流內(nèi)環(huán)對(duì)電感電流內(nèi)選擇穿越頻率根據(jù)上式可以求得電感電流內(nèi)環(huán)的比例系數(shù)kip和積分系數(shù)kii。2)電壓外環(huán)

若電流環(huán)輸出電流iL跟蹤參考電流iref，則電流內(nèi)環(huán)可視為比例系數(shù)為1的比例環(huán)節(jié)，電壓外環(huán)的控制框圖如圖所示。

電壓外環(huán)穿越頻率fuc=fic/4，零點(diǎn)頻率值fuz=fuc/3，可以求得電壓外環(huán)PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的比例系數(shù)kup和積分系數(shù)kui。（6）離散化分析上節(jié)分析了s域上的PI控制器，在實(shí)際中若采用微處理器對(duì)BUCK進(jìn)行控制，則需對(duì)模擬的PI控制器進(jìn)行離散化處理。如果數(shù)字控制系統(tǒng)采用恒定的采樣周期Ts，模擬PI參數(shù)則可轉(zhuǎn)換為離散的PI參數(shù)。離散化PI的增量式為3.1.3降壓斬波變換電路仿真電壓?jiǎn)伍]環(huán)控制電壓電流雙閉環(huán)控制

輸入電壓Uin=36V，輸出電壓Uo=24V，D=0.67，負(fù)載電阻R=10Ω，電壓紋波小于1%，保持10%負(fù)載時(shí)不斷流，開(kāi)關(guān)管頻率fs=10kHz，載波幅值Uc=1V。經(jīng)分析計(jì)算，取L=2mH，C=110μF。利用上節(jié)分析搭建MATLAB/Simulink模型進(jìn)行驗(yàn)證(1)電壓?jiǎn)伍]環(huán)仿真

根據(jù)電壓?jiǎn)伍]環(huán)理論分析，fs=10kHz，則fc=fs/100=100Hz，fz=fc/3，Ku=1/24，可以分別求得電壓?jiǎn)伍]環(huán)控制的kp=0.583，ki=122。根據(jù)所選和計(jì)算的參數(shù)，利用MATLAB編寫(xiě)生成伯德圖的代碼，運(yùn)行后結(jié)果如圖所示。(2)電壓外環(huán)、電感電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)仿真

對(duì)于電流內(nèi)環(huán)選擇fs=10kHz，則fic=1000Hz，fiz=fic/3。對(duì)電壓外環(huán)選擇fuc=100Hz，fuz=fuc/3=33.3Hz。取Ku=1/24，KLi=1/2.4?？梢苑謩e求得雙閉環(huán)控制的kip=0.7，kii=1477，kup=1.15，kui=241.5。電感電流內(nèi)環(huán)原始、PI和補(bǔ)償后的伯德圖電壓外環(huán)原始、PI和補(bǔ)償后的伯德圖3.1.4Buck變換電路仿真及軟件編程

void

adc_isr(){u1=(float)AdcRegs.ADCRESULT0)*3/65536;Voltage1[ConversionCount]=bian*(u1-pian);

if(ConversionCount==9){ConversionCount=0;sum1=0;//Voltage1[0];

for(sy=0;sy<10;sy++) {sum1=sum1+Voltage1[sy]; } sum=sum1/10;//平均值e1=U-sum;

if(e1>0.2)e1=0.2;

if(e1<-0.2)e1=-0.2;e=e1-e2;uk=Kp*e+Ki*e1+uk1;

if(uk>0.9)uk=0.9;

if(uk<0.2)uk=0.2;uk1=uk;e2=e1;}interrupt

void

ISRepwm1(void){pp=EPwm1Regs.TBPRD>>1;adc_isr();//調(diào)用AD子程序//計(jì)算比較寄存器的值

pwm_cnt1=(Uint16)(2*pp*(1-D));//更新比較寄存器值

EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=pwm_cnt1;

EPwm1Regs.CMPB=pwm_cnt1;

EPwm1Regs.ETSEL.bit.INTEN=1;//使能epwm1中斷

EPwm1Regs.ETCLR.bit.INT=1;//清除標(biāo)志位

PieCtrlRegs.PIEACK.all=PIEACK_GROUP3;//清除應(yīng)答EINT;}3.2Boost變換電路

3.2.1Boost變換電路組成及工作原理3.2.2Boost變換電路穩(wěn)態(tài)分析3.2.3Boost變換電路建模及控制3.2.4Boost變換電路仿真及軟件編程3.2.1Boost變換電路組成及工作原理

升壓斬波變換電路(BoostChopper，即Boost變換電路)，主要由輸入直流電源、儲(chǔ)能電感、全控型器件、續(xù)流二極管、濾波電容、控制單元（PWM產(chǎn)生電路）和負(fù)載組成。電感電流連續(xù)時(shí)波形圖

電感電流斷續(xù)時(shí)波形圖3.2.2Boost變換電路穩(wěn)態(tài)分析1.電感電流連續(xù)狀態(tài)模式2.電感電流斷續(xù)狀態(tài)模式3.電感電流臨界狀態(tài)模式4.實(shí)例分析與設(shè)計(jì)1.電感電流連續(xù)狀態(tài)模式若導(dǎo)通時(shí)間為T(mén)on則若截止時(shí)間為T(mén)of'f則當(dāng)電路處于穩(wěn)態(tài)時(shí)有|ΔiL+|=|ΔiL-|，根據(jù)伏秒平衡有

同降壓斬波變換電路一樣，根據(jù)電感電流在周期開(kāi)始時(shí)是否為零，可分為電感電流連續(xù)、斷續(xù)狀態(tài)和臨界連續(xù)狀態(tài)模式三種情況。電感電流的脈動(dòng)量ΔIL為：

通過(guò)全控型器件VT和二極管VD的電流最大值與電感的電流最大值ILmax相等輸入電流和電感電流的平均值相等，假定負(fù)載電流平均值為Io，忽略系統(tǒng)損耗，由功率平衡電容C的確定

輸出電壓脈動(dòng)

Uo等于VT導(dǎo)通期間電容C的電壓變化量，

Uo可近似地(認(rèn)為負(fù)載電流不變)由下式確定。計(jì)算電容時(shí)應(yīng)考慮最不利的情況，一般采用如下公式進(jìn)行計(jì)算：式中，Dmax為最大占空比；Rmin為負(fù)載最小電阻2.電感電流斷續(xù)狀態(tài)模式

導(dǎo)通時(shí)間為T(mén)on則：

若關(guān)斷時(shí)間為T(mén)off則：當(dāng)電路處于穩(wěn)態(tài)時(shí)有|ΔiL+|=|ΔiL

-|所以電壓比

M為：D1為二極管導(dǎo)通時(shí)間，電感電流斷續(xù)狀態(tài)時(shí)

3.電感電流臨界狀態(tài)模式臨界電感值為L(zhǎng)C：

即

Toff階段電流在整個(gè)周期內(nèi)的平均值：計(jì)算電感時(shí)應(yīng)考慮到最不利的情況4.實(shí)例分析與設(shè)計(jì)

如圖所示升壓斬波變換電路，輸入電源電壓Us為9~12V，輸出電壓值Uo為24V，開(kāi)關(guān)頻率fs為50kHz，電流Iomax為5A，電流Iomin為0.5A，要求變換電路工作時(shí)電感電流連續(xù)，求最小升壓電感L值及輸出電壓紋波小于0.1V時(shí)的濾波電容C值。

Boost變換單、雙閉環(huán)設(shè)計(jì)可采用Buck變換設(shè)計(jì)方法進(jìn)行，本節(jié)不再單獨(dú)分析。利用Buck變換設(shè)計(jì)方法設(shè)計(jì)Boost變換的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，其傳遞函數(shù)的推導(dǎo)相對(duì)復(fù)雜，所以本節(jié)采用前饋+反饋控制方法對(duì)Boost變換的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)進(jìn)行分析，該方法同樣也適用于Buck和其它變換器的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。3.2.3Boost變換電路建模及控制

1.Boost變換的建模令2.Boost變換的控制分析(1)電感電流內(nèi)環(huán)1）補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)的選取2）補(bǔ)償環(huán)節(jié)參數(shù)的計(jì)算(2)電壓環(huán)1）補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)的選取2）補(bǔ)償校正環(huán)節(jié)參數(shù)的計(jì)算(1)電感電流內(nèi)環(huán)

電感電流補(bǔ)償回路的設(shè)計(jì)可采用P、PI或PI+LPF(低通濾波)設(shè)計(jì)，基于前饋+反饋Boost變換的控制原理如圖所示。pi為低通濾波環(huán)節(jié)的極點(diǎn)值，zi為PI的零點(diǎn)值，kip為電感電流環(huán)的比例系數(shù)，KLi為電流反饋系數(shù)。前饋信號(hào)的加入可以消除電壓對(duì)電流回路的擾動(dòng)。相當(dāng)于將等效到了信號(hào)調(diào)制前端。

1）補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)的選取

同Buck變換補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)的選取類(lèi)似，根據(jù)自控原理可知，為滿(mǎn)足系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)精度要求，補(bǔ)償后伯德圖的低頻段增益應(yīng)充分大；中頻段斜率一般為-20dB/dec，以保證合適的相角裕量；高頻段增益的斜率為-40dB/dec的能衰減高頻干擾信號(hào)。所以補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)零極點(diǎn)的確定至關(guān)重要，如圖分別為系統(tǒng)原始網(wǎng)絡(luò)Hi、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gi和期望補(bǔ)償后網(wǎng)絡(luò)GiHi傳遞函數(shù)的幅頻特性。根據(jù)圖并結(jié)合經(jīng)驗(yàn)，可設(shè)置穿越頻率fic、極點(diǎn)fip和零點(diǎn)fiz頻率的值如下：設(shè)置fic值為開(kāi)關(guān)頻率（fs）的1/8~1/10；設(shè)置零點(diǎn)頻率值為fic/3；設(shè)置極點(diǎn)頻率值開(kāi)關(guān)頻率為fs/4（低通濾波器）。

2）補(bǔ)償環(huán)節(jié)參數(shù)的計(jì)算采用PI+LPF則電流環(huán)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為根據(jù)公式可求得比例系數(shù)kip和kii

(2)電壓環(huán)

Boost變換電路如圖(a)，忽略系統(tǒng)損耗，根據(jù)系統(tǒng)功率平衡可知

此外，假設(shè)電流回路響應(yīng)的帶寬要比電壓回路帶寬高四倍以上，則在分析電壓回路時(shí)電流回路可視為增益為1的比例環(huán)節(jié)。電壓外環(huán)控制原理框圖如圖。Hu為原始傳遞函數(shù)，Gc為PI+LPF（低通濾波）傳遞函數(shù)，pu為低通濾波環(huán)節(jié)的極點(diǎn)值，zu為PI的零點(diǎn)值，kup為電壓環(huán)的比例系數(shù)，Gu為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)，Hu為原始傳遞函數(shù)，Ku為電壓反饋系數(shù)。1）補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)的選取為滿(mǎn)足幅值、相位裕度的要求系統(tǒng)并結(jié)合經(jīng)驗(yàn)，零、極點(diǎn)值設(shè)置如下：設(shè)置補(bǔ)償后的穿越頻率：fuc=fic/4；設(shè)置零點(diǎn)頻率值：fuz=2fuc；設(shè)置低通濾波的極點(diǎn)頻率值：fup=3fuz。2）補(bǔ)償校正環(huán)節(jié)參數(shù)的計(jì)算采用PI+LPF(低通濾波)設(shè)計(jì)的電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為3.2.4Boost變換電路仿真及軟件編程

系統(tǒng)參數(shù)：輸入電壓Uin=24V，輸出電壓Uo=36V，電感L=3mH，電容C=100μF，負(fù)載電阻R=30Ω，開(kāi)關(guān)頻率fs=10kHz，電壓系數(shù)Ku=1/36，電流系數(shù)KLi=1/1.8，取載波幅值Uc=1，KPWM=Uo/(2Uc)=18。求得kup=2.184，kui=6861.5；kip=1.93，kii=4034。電感電流內(nèi)環(huán)幅值、相位裕度圖補(bǔ)償后電壓環(huán)幅值相位裕度圖Boost變換軟件編程

interrupt

void

ISRepwm1(void){pp=EPwm1Regs.TBPRD>>1;adc_isr();//調(diào)用AC子程序//計(jì)算比較寄存器的值pwm_cnt1=(Uint16)(2*pp*(D));//更新比較寄存器EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=pwm_cnt1; EPwm1Regs.CMPB=pwm_cnt1;

EPwm1Regs.ETSEL.bit.INTEN=1;//使能epw1中斷EPwm1Regs.ETCLR.bit.INT=1;//清除標(biāo)志位PieCtrlRegs.PIEACK.all=PIEACK_GROUP3;//清除應(yīng)答EINT;}3.3其它型式的DC-DC變換電路3.3.1半橋DC-DC變換電路3.3.2全橋DC-DC變換電路3.3.1半橋DC-DC變換電路

直接半橋DC-DC變換電路如圖所示，它主要有一個(gè)橋臂上下兩個(gè)全控型器件、濾波電感組成。Buck變換Boost變換

若負(fù)載為電動(dòng)機(jī)則電動(dòng)機(jī)運(yùn)行于正向電動(dòng)狀態(tài)，工作在第一象限，若負(fù)載為蓄電池則為充電狀態(tài)。

若負(fù)載為電動(dòng)機(jī)則電動(dòng)機(jī)運(yùn)行于正向制動(dòng)狀態(tài)，工作在第二象限，若負(fù)載為蓄電池則為放電狀態(tài)。伏秒平衡

VT1導(dǎo)通時(shí)，電感電壓為Uin-UAB

時(shí)間為：Ton=DTsVT1截止時(shí)，電感電壓為UAB

時(shí)間為：Ton=(1-D)Ts由伏秒平衡可得2.控制策略

若Uin和Rs模擬分光伏電池，負(fù)載電阻R連接于直流母線(xiàn)上為直流負(fù)載，Ea模擬蓄電池，要求直流母線(xiàn)電壓穩(wěn)定，此時(shí)圖3-37相當(dāng)于簡(jiǎn)單的光儲(chǔ)一體的直流微電網(wǎng)。當(dāng)光照充足時(shí)光伏電池為負(fù)載供電的同時(shí)對(duì)電池進(jìn)行充電，當(dāng)光照不足時(shí)電池轉(zhuǎn)換為放電模式為負(fù)載提供電能。從而保持直流母線(xiàn)電壓的穩(wěn)定和能量平衡的