2025/8/201/86通信原理第6章模擬信號(hào)數(shù)字化與PCM2/862025/8/20模擬信號(hào)的數(shù)字化是通信與信息處理的基礎(chǔ)技術(shù)。電話通信系統(tǒng)主要采用PCM（脈沖編碼調(diào)制）技術(shù)實(shí)施語音信號(hào)的數(shù)字化。數(shù)字化過程由抽樣、量化與編碼三個(gè)基本環(huán)節(jié)組成：A/D變換3/862025/8/20信道噪聲信源信宿抽樣量化編碼脈沖基帶調(diào)制發(fā)送設(shè)備信源編碼加密信道編碼頻帶調(diào)制發(fā)射機(jī)譯碼低通重建脈沖基帶檢測(cè)頻帶解調(diào)接收機(jī)數(shù)字通信系統(tǒng)模型格式化信源譯碼解密信道譯碼格式化接收設(shè)備A/D變換D/A變換4/862025/8/20本章目錄：6.1模擬信號(hào)的抽樣6.2均勻量化與最佳量化6.3量化信噪比與對(duì)數(shù)量化6.4脈沖編碼調(diào)制6.5*差分脈沖編碼調(diào)制與增量調(diào)制6.6時(shí)分復(fù)用5/862025/8/206.1

模擬信號(hào)的抽樣6/862025/8/20把時(shí)間連續(xù)信號(hào)轉(zhuǎn)換為時(shí)間離散序列通過抽樣來完成。抽樣或采樣（Sampling）就是在某些時(shí)刻上抽取信號(hào)值，形成反映原信號(hào)的樣值序列。

帶限信號(hào)的抽樣定理實(shí)際抽樣中的自然與平頂抽樣

模擬信號(hào)的脈沖調(diào)制帶通信號(hào)的抽樣定理本節(jié)包括：7/862025/8/20

通常稱為奈奎斯特頻率（Nyquistfrequency）。給定最高非零頻率為的帶限信號(hào)，如果取抽樣間隔（或抽樣率），則唯一地由其樣值序列決定。即，6.1.1帶限信號(hào)的抽樣定理

8/862025/8/20理想采樣

9/862025/8/20

Ms(f)

的譜塊呈周期性結(jié)構(gòu)，每個(gè)譜塊的形狀都與原始信號(hào)的譜塊形狀相同。因此從任何譜塊都可以恢復(fù)原始信號(hào)。10/862025/8/20

重建LPFh(t)11/862025/8/20從時(shí)域上看，就是用在樣值點(diǎn)間進(jìn)行內(nèi)插。12/862025/8/20

頻譜混疊若(欠采樣),的頻譜將混疊13/862025/8/206.1.2實(shí)際抽樣

實(shí)際抽樣中采用某種物理可實(shí)現(xiàn)的窄脈沖，常用的為矩形脈沖。(a)模擬信號(hào)(b)矩形脈沖串(c)自然抽樣(d)平頂抽樣圖6.1.3自然抽樣與平頂抽樣占空比：脈沖幅度調(diào)制PAM信號(hào)6.1.3PDM，PPM14/862025/8/20自然抽樣——脈沖頂部隨的值“自然波動(dòng)”。時(shí)鐘模擬雙向開關(guān)抽樣函數(shù)為矩形脈沖串，抽樣為乘法過程，可以通過門控電路實(shí)現(xiàn)15/862025/8/20占空比可以證明：自然抽樣信號(hào)的頻譜為：其中：

-3fs-fHf|M(f)|-fHffH1

-2fs

-fsfHfs2fs3fs16/862025/8/20平頂抽樣——脈沖的頂部是平坦的，高度是脈沖前沿處m(t)的值。圖：抽樣保持?jǐn)?shù)學(xué)模型tτ/2-τ/217/862025/8/20平頂抽樣信號(hào)的譜為:其中-fH1fHfs2fs-fs-2fs平頂抽樣的頻譜具有孔徑失真，脈沖寬度越小，則失真也越小。零點(diǎn)18/862025/8/20

由平頂抽樣信號(hào)重建原始模擬信號(hào)均衡濾波器1/H(f)LPF19/862025/8/20帶通信號(hào)只在頻率間隔內(nèi)有非零頻譜，且，

則，若采樣頻率為時(shí)，該帶通波形可由采樣值復(fù)制。6.1.4*帶通信號(hào)的抽樣（自學(xué)）

帶通抽樣定理:其中：抽樣過程使原始信號(hào)譜塊周期性重復(fù)，而無失真抽樣的條件是重復(fù)過程中譜塊不能相互重疊。：低通信號(hào)：帶通信號(hào)：窄帶信號(hào)20/862025/8/20窄帶帶通信號(hào)21/862025/8/200011-1-12-2-33抽樣過程使原始信號(hào)譜塊周期性重復(fù)，而無失真抽樣的條件是重復(fù)過程中譜塊不能相互重疊?！?2/862025/8/202.不是的整數(shù)倍：抽樣頻率：作業(yè)：12623/862025/8/20例6.1假定帶通信號(hào)的中心頻率為4MHz、帶寬為2MHz。（1）試求帶通抽樣的頻率并繪出抽樣信號(hào)的頻譜示意圖；（2）將采樣率提高0.5MHz是否還能夠正確抽樣，繪出新的抽樣信號(hào)的頻譜示意圖。00-1-2+1+2解：易見（MHz），MHz。（Hz）(1),+2+1-1-224/862025/8/206.2

均勻量化與最佳量化25/862025/8/206.2.1量化原理

量化（Quantization）是一個(gè)近似過程，以適度的誤差為代價(jià)，使無限精度（或較高精度）的數(shù)值可以用較少的數(shù)位來表示。量化:一個(gè)無限數(shù)的模擬抽樣值集合被一個(gè)有限數(shù)的量化電平集合近似。輸出電平量化步長(zhǎng)量化間隔26/862025/8/20量化特性曲線：-0.51.50.53.52.5-1.5-2.5-3.5-2-1-3321

量化范圍Or設(shè)計(jì)峰峰值2V過載區(qū)過載區(qū)0.5-0.5M---量化電平數(shù)

量化間隔數(shù)每個(gè)量化電平用nbit編碼表示，稱為一個(gè)碼字27/862025/8/20量化器（Quantizer）要點(diǎn)：

（1）量化范圍[-V,V]（2）量化電平數(shù)M——區(qū)間個(gè)數(shù)；常常，——編碼位數(shù)（3）區(qū)間的分界——分層或閾值電平；（4）區(qū)間對(duì)應(yīng)的輸出——輸出電平（量化電平）；等于28/862025/8/20量化誤差（量化噪聲）：均方誤差（即噪聲功率）：一個(gè)隨機(jī)信號(hào)好的量化器應(yīng)具有小的：M越多越小

還與區(qū)間的劃分方法、輸出電平的選取也有影響。

量化誤差分類:非過載噪聲:在正常量化范圍內(nèi)的量化噪聲過載噪聲:來源于信號(hào)的峰值電平超過了量化器的設(shè)計(jì)電平29/862025/8/20M

電平均勻量化器（量化范圍為）：（1）量化區(qū)間長(zhǎng)度相等， （2）輸出電平位于量化區(qū)間中心6.2.2均勻量化器

非過載噪聲:

在正常量化范圍內(nèi)的量化噪聲量化精度（滿值）：30/862025/8/20均方誤差(考慮輸入服從的均勻分布)：注意到各區(qū)間上的積分形式完全相同，即

其實(shí)，即使輸入不是均勻分布的，。。

0.5-0.531/862025/8/20均勻量化器簡(jiǎn)單常用，但不一定保證誤差最小。使達(dá)到最小的量化器稱為最佳量化器。6.2.3*最佳量化器

32/862025/8/206.3

量化信噪比與對(duì)數(shù)量化記

——?dú)w一化有效值

33/862025/8/206.3.1量化信噪比

量化誤差的實(shí)際影響取決于它與信號(hào)的相對(duì)大小——量化信噪比

信號(hào)的幅度盡量大，但必須在量化范圍內(nèi)。均勻量化噪聲的影響34/862025/8/20下面討論的均勻量化器的信噪比：于是，分貝形式：6dB規(guī)則

PCM

碼字每增加1比特，SNR就會(huì)增加6-dB。35/862025/8/20例6.3分析輸入信號(hào)為均勻分布和正弦信號(hào)時(shí)，量化器不過載時(shí)允許的最大信號(hào)幅度與相應(yīng)的均勻量化信噪比。解：量化器輸入為[-V,V]上均勻分布的信號(hào)時(shí)信號(hào)功率為：于是：平均信噪比最大歸一化有效幅度最大歸一化有效幅度36/862025/8/20輸入信號(hào)均勻分布時(shí)的量化信噪比曲線：37/862025/8/20量化器輸入正弦信號(hào)時(shí)，信號(hào)功率為：于是：38/862025/8/2039/862025/8/20均勻量化器信噪比特點(diǎn)如下：

(1)6-dB準(zhǔn)則：PCM碼字每增加1比特，SNR就會(huì)增加6-dB.對(duì)于均勻量化：小信號(hào)小SNR，大信號(hào)大SNR

信噪比還受信號(hào)類型與幅度影響：不一樣。峰值信噪比：時(shí)（理論上的最大值）：平均信噪比：均勻分布信號(hào)的40/862025/8/20例6.4

為了高保真地保存20Hz－20kHz的立體音樂信號(hào)，CD數(shù)字音響系統(tǒng)采用44.1KHz的采樣率與16位的均勻量化器，試求:(1)該系統(tǒng)的峰值信噪比和平均信噪比是多少？(2)立體聲CD信號(hào)的數(shù)據(jù)率是多少？解：（1）易知41/862025/8/20（2）立體聲包括兩個(gè)聲道的信號(hào)，因此，總數(shù)據(jù)率為，PCM信號(hào)數(shù)據(jù)速率（模擬信號(hào)A/D變換后的數(shù)碼率）：比特率:其中:B

—模擬信號(hào)的帶寬n—PCM

編碼位數(shù)作業(yè)：81142/862025/8/206.3.2對(duì)數(shù)量化

語音信號(hào)的幅度X的概率密度函數(shù)為L(zhǎng)aplace分布均勻量化時(shí):其中：1.語音信號(hào)的量化SNR：模擬語音信號(hào)是一種峰平功率差異很大的信號(hào)，語音信號(hào)的有效幅度通常只有最大幅度的20%左右。43/862025/8/20實(shí)際電話語音信號(hào)的幅度難于控制：（1）不同的發(fā)話人音量不同與情緒狀態(tài)不同；（2）話機(jī)與數(shù)字化單元間的距離、衰耗差別。實(shí)際電話系統(tǒng)要求：面對(duì)約40~50dB的動(dòng)態(tài)范圍，提供至少25dB的量化信噪比。語音信號(hào)平均功率有40~50dB的變動(dòng)范圍（動(dòng)態(tài)范圍）44/862025/8/20語音信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍是40-50dB。n=8M=256

n=7M=128長(zhǎng)話質(zhì)量要求動(dòng)態(tài)范圍40-50dB希望：采用較少的量化比特（通常為n=8），在寬的輸入動(dòng)態(tài)范圍上達(dá)到良好的量化信噪比。45/862025/8/20例6.5假定信號(hào)平均功率為-40dB（相對(duì)于量化范圍），試計(jì)算：（1）8比特均勻量化器的信噪比；（2）12比特均勻量化器的信噪比。解：信號(hào)平均功率為-40dB（相對(duì)于量化范圍），即（1）8比特均勻量化器（2）12比特均勻量化器46/862025/8/20可通過對(duì)抽樣值進(jìn)行非線性放大：增大小信號(hào)的幅度，提升小信號(hào)的信噪比；大信號(hào)的幅度有所下降（大信號(hào)的信噪比總是有富裕的）；因而保證了動(dòng)態(tài)范圍的要求。2.非均勻量化

實(shí)現(xiàn)噪聲信道壓縮器

均勻量化器編碼器譯碼器擴(kuò)張器47/862025/8/20

a.壓縮:增加小信號(hào)幅度，減小大信號(hào)幅度，大小信號(hào)的范圍被壓縮了。b.擴(kuò)張器:為了恢復(fù)語音的自然度所作的反變換

對(duì)數(shù)量化

是對(duì)數(shù)曲線：48/862025/8/20國際電信聯(lián)盟（ITU）的標(biāo)準(zhǔn)（對(duì)數(shù)壓縮規(guī)律）：

－－－樣值其中:A----壓縮參數(shù)6.3.3A律與μ律及其折線近似（1）A律(我國大陸、歐洲各國)：49/862025/8/20

A-law

特性曲線00.20.40.60.81.000.20.40.60.81.0

00.20.40.60.81.0A=1A=2A=5A=87.6（典型值）A=10050/862025/8/20壓縮參數(shù)國際標(biāo)準(zhǔn):（2）μ

律(北美、日本)：51/862025/8/20

μ–law

特性曲線00.20.40.60.81.00.20.40.60.81.0μ=0μ=1μ=5μ=100μ=22552/862025/8/20量化信噪比：兩種方案在寬達(dá)40--50dB的動(dòng)態(tài)范圍中性能優(yōu)良。信噪比改善量：小信號(hào)：提升24dB大信號(hào)：降低12dB輸入信號(hào)功率足夠大時(shí)53/862025/8/20

軸8等分

歸一化

正方向軸按2的負(fù)冪次劃分

負(fù)方向與正方向同勻滑的非線性對(duì)數(shù)曲線用折線近似*A-律13折線近似：54/862025/8/2076543210軸按2的負(fù)冪次劃分

軸8等分55/862025/8/20

斜率0段:1段:2段:3段:4段:5段:6段:7段:正負(fù)方向0、1段斜率相同13折線正方向8大段：56/862025/8/200段:1段:2段:3段:

每大段:16等分

量化電平數(shù):4段:5段:6段:7段:每個(gè)量化電平的編碼位數(shù)n=857/862025/8/201/2(2-1，1)71/4(2-2，2-1)61/8(2-3，2-2)51/16(2-4，2-3)41/32(2-5，2-4)31/64(2-6，2-5)21/128(2-7，2-6)11/128(0，2-7)0

段內(nèi)電平數(shù)

輸出段長(zhǎng)

輸入段長(zhǎng)段號(hào)量化間隔1/83216Δ2Δ4Δ8Δ16Δ32Δ64ΔA律近似——13折線法：第0、1段合并做一條折線。第0段的量化間隔最小，表6.3.113折線（A律）主要參數(shù)每段58/862025/8/20*PCM對(duì)數(shù)編碼（非線性編碼）非線性編碼樣值x13折線均勻量化器編碼器

量化電平數(shù):n=8,b7b6b5b4b3b2b1b059/862025/8/206.4

脈沖編碼調(diào)制60/862025/8/20語音信號(hào)的（標(biāo)準(zhǔn)或?qū)?shù)）PCM數(shù)據(jù)率：（1）電話信號(hào)帶寬：Hz，抽樣率為8kHz；（2）量化：律或律非均勻量化，在語音信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍40~50dB內(nèi)有良好的量化信噪比；（3）編碼（Encoding）：將每個(gè)量化輸出電平表示為8比特二進(jìn)制碼字。6.4.1PCM

的基本原理脈沖編碼調(diào)制（PCM，Pulsecodemodulation）——把模擬信號(hào)表示成串行二進(jìn)制碼流61/862025/8/20電話系統(tǒng)中的PCM傳輸框圖：

模擬信號(hào)出模擬信號(hào)信號(hào)入防混疊低通濾波器帶限模擬信號(hào)

抽樣8KHz對(duì)數(shù)量化

8bit編碼器PCMPCM發(fā)射機(jī)(ADC)電話線再生中繼器電話線電話線信道(傳輸路徑)PCM信號(hào)譯碼器

量化

PAM

低通濾波器

(重建)PCM

接收機(jī)(DAC)再生中繼器再生中繼器接收機(jī)前端電路

量化

PAM

抽樣

PAM62/862025/8/20信道噪聲信源信宿抽樣量化編碼脈沖基帶調(diào)制發(fā)送設(shè)備信源編碼加密信道編碼頻帶調(diào)制發(fā)射機(jī)譯碼低通重建脈沖基帶檢測(cè)頻帶解調(diào)接收機(jī)數(shù)字通信系統(tǒng)模型格式化信源譯碼解密信道譯碼格式化接收設(shè)備兩個(gè)地方的M、n具有不一樣的含義63/862025/8/20主要優(yōu)點(diǎn)：（1）長(zhǎng)途通信中借助中繼，及時(shí)再生出“干凈”的數(shù)字信號(hào)，使總的傳輸錯(cuò)誤非常低；（2）數(shù)字化信號(hào)格式規(guī)范統(tǒng)一，便于多個(gè)用戶組合在一起，共用公共的高速數(shù)字通信系統(tǒng)；（3）數(shù)字化技術(shù)方便可靠、成本低；（4）可充分利用多種糾錯(cuò)技術(shù)與保密技術(shù)。64/862025/8/20解：(1)

采用矩形NRZ脈沖時(shí)，第一零點(diǎn)帶寬為，

（2）

12位線性（均勻）量化時(shí)，例6.6試計(jì)算標(biāo)準(zhǔn)PCM電話系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率與基帶信號(hào)的帶寬（考慮矩形NRZ脈沖）；如果改用12bit線性（均勻）量化，重新計(jì)算。65/862025/8/206.4.2編碼規(guī)則

符號(hào)位:段落碼:看處于8大段中的哪一段，編段落碼段內(nèi)編碼:每大段又均分為16層，看處于哪一層，編段內(nèi)碼|x|0123456789

101112131415

自然碼n=8,b7b6b5b4b3b2b1b0非線性編碼樣值x13折線均勻量化器編碼器66/862025/8/208位PCM的編碼結(jié)合13或15折線法進(jìn)行，用折疊二進(jìn)制編碼：

b7

b6b5b4b3b2b1b0

1位極性碼

3位段落碼(自然碼)

4位段內(nèi)碼(自然碼)1=正，0=負(fù)

（對(duì)應(yīng)8段）（對(duì)應(yīng)16段）*PCM對(duì)數(shù)編碼（非線性編碼）n=8,b7b6b5b4b3b2b1b0*均勻量化（線性編碼）對(duì)數(shù)量化67/862025/8/20量化電平序號(hào)量化電平極性自然碼折疊碼76543210（最正）（正）（負(fù)）（最負(fù)）011111110101100010001000111110101100010001000011折疊碼在絕對(duì)值小的電平附近，1位傳輸錯(cuò)誤造成的信號(hào)誤差比自然碼的小?？稍谄骄饬x下使傳輸誤碼造成的破壞輕一些。

表6.4.2折疊碼與自然碼規(guī)則+4+3+2+1-1-2-3-468/862025/8/20(2)以-0.003的絕對(duì)值計(jì)算有按第0段編碼，解：(1)

，按第7段編碼，可得例6.7試求0.72與-0.003

在A律PCM系統(tǒng)中的編碼值（采用歸一化量化范圍）。

即V=1碼字為：“11110111”，即0xF7。碼字為：“00000110”，即

0x06。b7b6b5b4b3b2b1b069/862025/8/20

段號(hào)

輸入段區(qū)間量化間隔0(0，2-7)

（0，0.0078125）

Δ1(2-7，2-6)

（0.0078125，0.015625）

Δ2(2-6，2-5)

（0.015625，0.03125）2Δ3(2-5，2-4)

（0.03125，0.0625）4Δ4(2-4，2-3)

（0.0625，0.125）8Δ5(2-3，2-2)

（0.125，0.25）16Δ6(2-2，2-1)

（0.25，0.5）32Δ7(2-1，1)

（0.5，1）64Δ表6.3.113折線（A律）主要參數(shù)|x|0123456789

101112131415

70/862025/8/202）傳輸誤比特率為的噪聲功率：6.4.3*PCM傳輸系統(tǒng)的信噪比PCM通信系統(tǒng)中，還原的話音信號(hào)與原始信號(hào)相比，誤差主要由量化與傳輸誤碼引起。即，相應(yīng)的噪聲功率滿足，總的信噪比：1）量化噪聲功率：（均勻量化時(shí)）71/862025/8/20PCM的峰值信噪比與平均信噪比（均勻量化時(shí)）：PCM的信噪比公式：（1）如果很小，量化噪聲起主導(dǎo)作用；（2）如果很大，則誤碼起主導(dǎo)作用。時(shí)，誤碼噪聲與量化噪聲相當(dāng)為例，其值約為以72/862025/8/20（3）若

(無ISI，無加性噪聲):作業(yè)：121314151673/862025/8/20例模擬電壓波形中的信息通過一個(gè)具有±0.1%

精度(滿值)的PCM系統(tǒng)傳輸。模擬波形的絕對(duì)帶寬為

100Hz

，且幅度范圍為–10V到+10V。(a)確定所需抽樣速率的最小值。(b)確定每個(gè)PCM碼字所需的比特?cái)?shù)。(c)確定PCM信號(hào)比特率的最小值。(d)確定傳輸該P(yáng)CM信號(hào)所需的絕對(duì)信道帶寬的最小值。量化精度：74/862025/8/20解:(a)(b)(c)(d)75/862025/8/20例：將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成PCM

信號(hào)，采用二進(jìn)制雙極性NRZ

線路碼。信號(hào)在絕對(duì)帶限于4kHz的信道上傳輸。假設(shè)PCM

量化器具有16個(gè)量化電平，且總的等效系統(tǒng)傳輸函數(shù)為具有

的升余弦滾降型特性。(a)

找出此系統(tǒng)在不會(huì)引入ISI的條件下，所能支持的最大PCM

比特率。(b)

求該模擬信號(hào)允許的最大帶寬。抽樣量化編碼等效基帶系統(tǒng)模擬信號(hào)入76/862025/8/20解:f1-f0f0

1/2077/862025/8/206.6

時(shí)分復(fù)用Time-DivisionMultiplexing(TDM)78/862025/8/20多路復(fù)用：將多路彼此不相關(guān)的消息信號(hào)合并為一個(gè)復(fù)合的群信號(hào)，共同在一條信道上進(jìn)行通信。

目的:充分地利用信道資源

復(fù)用方法:FDM(頻分復(fù)用)FrequencyDivisionMultiplexingTDM(時(shí)分復(fù)用)TimeDivisionMultiplexingCDM(碼分復(fù)用)CodeDivisionMultiplexing79/862025/8/20將多路信號(hào)在時(shí)間軸上互不重疊地穿插排列就可以在同一公共信道上傳輸，如圖。這種按一定的時(shí)間順序依次循環(huán)地傳輸各路消息，以實(shí)現(xiàn)多路通信的方式稱為時(shí)分多路通信。這種信道復(fù)用方式叫時(shí)分復(fù)用。T內(nèi)可安排N路信號(hào)6.6.1TDM的基本原理

80/862025/8/20對(duì)于單路信號(hào)，數(shù)碼率不變，是獨(dú)立傳輸。對(duì)于總?cè)郝沸盘?hào)，數(shù)碼率是單路的N倍，因而可充分地利用信道的傳輸頻帶。時(shí)間交織:字交織比特交織多路信號(hào)在時(shí)間軸上互不重疊地穿插排列的方式稱為時(shí)間交織。時(shí)分復(fù)用（TDM）——多個(gè)信源的數(shù)據(jù)分別占用不同的時(shí)隙位置，共用一條信道進(jìn)行串行數(shù)字傳輸。81/862025/8/20例：三路模擬信源在PCM系統(tǒng)中復(fù)用發(fā)：旋轉(zhuǎn)開關(guān)旋轉(zhuǎn)速率即抽樣頻率，對(duì)帶寬最大的模擬信源，仍然滿足奈奎斯特抽樣定理。對(duì)于帶寬較大的信源，可接到幾個(gè)開關(guān)位置。收：TDMPCM信號(hào)由解碼器恢復(fù)成抽樣值的量化值。收端的旋轉(zhuǎn)開關(guān)保證將

1

路信號(hào)的樣本點(diǎn)送到通道1

上，將

2

路信號(hào)的樣本點(diǎn)送到通道2

上,。82/862025/8/20同步：收發(fā)兩端的合路與分路，必須協(xié)調(diào)一致。（b）復(fù)合數(shù)據(jù)流TsTs信號(hào)的采樣頻率:合路器的輪轉(zhuǎn)頻率:合路后樣值速率:合路后數(shù)據(jù)速率:83/862025/8/20(1)各路信號(hào)輪流占用不同時(shí)隙，互不影響；(2)各路信號(hào)組成一個(gè)確定的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，稱為幀結(jié)構(gòu)(幀格式)(3)收發(fā)同步工作——幀同步。借助幀同步碼。

時(shí)分復(fù)用技術(shù)的幾個(gè)基本要點(diǎn)：（c）幀與同步碼幀：服從某種時(shí)序規(guī)定的一段比特?cái)?shù)據(jù)流幀周期：每路信號(hào)都至少被傳送一次的時(shí)間幀格式：把一幀時(shí)間劃分為若干時(shí)隙后，如何安排各路信息碼與附加信息碼的一種時(shí)序規(guī)定TsTs同步碼同步碼s1s2…sks1s2…sk例6.8

某TDM系統(tǒng)如下圖所示。三路模擬信號(hào)帶寬分別為2kHz，4kHz與2kHz，合路器1按4kHz輪流對(duì)它們采樣。而后進(jìn)行4bit量化與編碼，生成TDM信號(hào)。合路器2按4kHz的頻率再將與另一路28kbps（填充為32kbps）數(shù)字信號(hào)復(fù)用，并插入同步字節(jié)11100100，形成TDM信號(hào)。（1）說明的幀結(jié)構(gòu)與數(shù)據(jù)率；（2）設(shè)計(jì)的幀結(jié)構(gòu)與數(shù)據(jù)率。84/862025/8/20優(yōu)點(diǎn)：1）它采用全數(shù)字電路技術(shù)；2）不需要大量的并行設(shè)備，3）無非線性引起各路信號(hào)之間的串?dāng)_缺點(diǎn)：更為嚴(yán)格的同步定時(shí)