電動(dòng)汽車ATM換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)優(yōu)化分析案例報(bào)告目錄TOC\o"1-3"\h\u601電動(dòng)汽車ATM換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)優(yōu)化分析案例報(bào)告 1169761.1換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)分析與建模 18161.1.1換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)工作原理 1193781.1.2換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)建模與分析 2267431.2換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)仿真模型建立 3103011.2.1仿真軟件介紹 4317121.2.2仿真模型建立 421831.2.3仿真實(shí)現(xiàn) 5190901.3換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制算法優(yōu)化 641931.3.1雙閉環(huán)控制方式選取 639251.3.2基于頻域圖的控制器參數(shù)優(yōu)化 712171.3.3基于分?jǐn)?shù)階PID的電流環(huán)優(yōu)化 9254261.3.4模糊分?jǐn)?shù)階PID的位置環(huán)優(yōu)化 121.1換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)分析與建模全面而深入的了解被控對象的動(dòng)力學(xué)特性對于控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)有著重要的意義，故本節(jié)分析了換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)及其各部件的的工作原理，在此基礎(chǔ)上，建立其合理的數(shù)學(xué)模型。1.1.1換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)工作原理本文研究的AMT系統(tǒng)的換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)由電機(jī)、滾至絲杠、撥叉構(gòu)成，其結(jié)構(gòu)圖如圖4-1所示。圖4-1換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)結(jié)構(gòu)圖圖4-2換擋機(jī)構(gòu)動(dòng)力傳遞路線示意圖1.1.2換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)建模與分析1.1.2.1換擋電機(jī)分析與建模換擋電機(jī)作為換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)的動(dòng)力源，對換擋位置控制起著決定性作用，換擋電機(jī)的控制精度直接影響著同步器位置的控制精度，對掛擋過程產(chǎn)生著影響。故，為對換擋電機(jī)實(shí)現(xiàn)精確控制，對其進(jìn)行以下的分析與建模。本文選取的電機(jī)為永磁有刷直流電機(jī)，其主要由以下六個(gè)部分組成：電刷、轉(zhuǎn)子繞組、定子鐵芯、定子永磁體、換向器等組成，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖4-3所示。圖4-3永磁直流有刷電機(jī)結(jié)構(gòu)簡圖其中。轉(zhuǎn)子繞組是由多個(gè)繞組構(gòu)建成，電樞磁場是由轉(zhuǎn)子繞組在外加電源的激發(fā)下產(chǎn)生，它會(huì)由定子永磁體產(chǎn)生靜止磁場相互作用產(chǎn)生電樞扭矩，驅(qū)動(dòng)電機(jī)轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)。電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)過程中，為保證定子磁場與轉(zhuǎn)子磁場的作用過程不會(huì)疊加，轉(zhuǎn)子繞組需要按照不同的順序激勵(lì)繞組線圈。直流電機(jī)的電氣示意圖如圖4-4所示：圖4-4直流電機(jī)電氣示意圖直流電機(jī)施加端電壓時(shí)，轉(zhuǎn)子繞組線圈中產(chǎn)生電流，線圈左右電流方向相反，并且勵(lì)磁磁場方向相反，根據(jù)楞次定理，左右線圈所受安培力方向相反，兩個(gè)力共同作用形成扭矩帶動(dòng)繞組線圈轉(zhuǎn)動(dòng)。轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)的同時(shí)，轉(zhuǎn)子繞組與勵(lì)磁磁場相互作用產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢，也稱作反電動(dòng)勢，方向與供電電壓方向相反。根據(jù)電壓平衡可得電氣方程式為：U=R根據(jù)電磁學(xué)原理，感應(yīng)電動(dòng)勢正比與電樞線圈的轉(zhuǎn)速和勵(lì)磁磁通量，可得感應(yīng)電動(dòng)勢公式：E=K其中Kc為反電動(dòng)勢常數(shù)，它與電機(jī)內(nèi)部結(jié)構(gòu)有關(guān)，?電機(jī)穩(wěn)定工作的時(shí)候，電流不隨時(shí)間的變化而變化，因此didtn=U?Ri電樞繞組線圈在勵(lì)磁磁場中受電磁力從而產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩，電磁轉(zhuǎn)矩正比于電樞電流，電磁轉(zhuǎn)矩公式如式：T=K其中T為電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩，Km電機(jī)在轉(zhuǎn)動(dòng)過程中，除了受到電磁轉(zhuǎn)矩外，還受到內(nèi)部摩擦等阻力產(chǎn)生的阻尼扭矩，轉(zhuǎn)子軸轉(zhuǎn)動(dòng)過程中由于加速產(chǎn)生的慣性負(fù)載扭矩以及輸出軸外接負(fù)載產(chǎn)生的負(fù)載轉(zhuǎn)矩，由此可以列出轉(zhuǎn)矩平衡方程式。T=K其中J為電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量,Kf為電機(jī)阻尼系數(shù)，由式得到換擋電機(jī)狀態(tài)變量隨負(fù)載扭矩和端電壓變化的響應(yīng)關(guān)系。1.2換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)仿真模型建立為了使本論文的研究內(nèi)容更加實(shí)用，考慮換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)工作情況和各部件特性，運(yùn)用西門子公司的AMESim軟件建立更加接近實(shí)際的系統(tǒng)模型，并基于AMESim與MATLAB的接口技術(shù)，在MATLAB/Simulink中搭建控制器部分的模型。通過AMESim與Simulink進(jìn)行的聯(lián)合仿真驗(yàn)證本論文所研究的位置跟蹤控制算法。1.2.1仿真軟件介紹1.2.1.2AMESIM與Matlab聯(lián)合仿真介紹1.2.1.2聯(lián)合仿真的設(shè)置對換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)進(jìn)行Amesim與Matlab聯(lián)合仿真，需要對兩個(gè)仿真軟件對接接口進(jìn)行設(shè)置，在AMESim中搭好系統(tǒng)模型和完成聯(lián)合仿真接口設(shè)置后，與MATLAB中搭建好控制器模型即可完成聯(lián)合仿真的設(shè)置，然后在Simulink中即可運(yùn)行仿真。1.2.2仿真模型建立1.2.2.1換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)AMESIM仿真模型建立根據(jù)上文中換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)工作原理，可將該系統(tǒng)分為換擋電機(jī)模塊、傳動(dòng)系統(tǒng)模塊、控制器模塊等，并以Amesim仿真平臺(tái)搭建了換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)模型如如4-9所示。1-控制模塊；2-換擋電機(jī)；3-螺桿機(jī)構(gòu)；4-質(zhì)量塊；5-位移傳感器；6-接合齒圈；7-輸入軸等效慣量；8-輸出軸等效慣量；9-電流傳感器圖4-9換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)Amesim仿真模型1.2.2.2控制器Simulink仿真模型建立根據(jù)上一節(jié)中對各部件工作過程的動(dòng)力學(xué)分析和數(shù)學(xué)模型建立，可得到作為控制量的換擋電機(jī)輸入電壓U和作為給定量的同步器位移x之間的關(guān)系式，其傳遞函數(shù)G(s)可寫成：Gs=故可得到一個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng)，其結(jié)構(gòu)如圖4-10：圖4-10單閉環(huán)位置控制結(jié)構(gòu)圖即可利用PID控制器，根據(jù)同步器實(shí)際位置和目標(biāo)位置的差值，計(jì)算輸出控制電壓U，實(shí)現(xiàn)對接合套的位置控制，接著建立控制系統(tǒng)的仿真模型如圖4-11所示。圖4-11控制器Simulink仿真模型以上即完成了在AMESim與MATLAB中的系統(tǒng)模型和控制器模型搭建，。1.2.3仿真實(shí)現(xiàn)以搭建好的換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)仿真模型進(jìn)行仿真，控制指令給定一個(gè)同步器位置軌跡，仿真時(shí)間設(shè)為0.1s，進(jìn)仿真實(shí)驗(yàn)，仿真結(jié)果如圖4-12所示。圖4-12聯(lián)合仿真結(jié)果圖從仿真結(jié)果可以得知，聯(lián)合仿真可正常運(yùn)行，換擋電機(jī)控制同步器對目標(biāo)位移進(jìn)行了跟隨，但跟隨效果較差，故下面對換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)的控制系統(tǒng)進(jìn)行分析和優(yōu)化。1.3換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制算法優(yōu)化1.3.1雙閉環(huán)控制方式選取1.3.1.1問題分析通過建立的閉環(huán)系統(tǒng)模型已達(dá)到對同步器的位置控制，但其精度而穩(wěn)定性存有隱患，根據(jù)本節(jié)對換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)的建模分析，可得到電機(jī)的動(dòng)力學(xué)方程式：Te又因?yàn)閾Q擋電機(jī)的角位移是與同步器的軸向位移一一對應(yīng)，時(shí)刻保持同步的，故可以得到對同步器的位置控制實(shí)際上是對換擋電機(jī)角位移的控制，而根據(jù)式3-7換擋電機(jī)的角位移是由電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩即電流控制的，而對于單閉環(huán)控制系統(tǒng)，其控制量為電機(jī)輸入電壓U，故無法直接得對決定同步器位置的電機(jī)電流進(jìn)行控制，故為得到期望的電機(jī)電流，只能通過電壓間接控制，而在間接控制中，不屬于閉環(huán)控制，從而缺少反饋，若發(fā)生干擾將對電流控制精度產(chǎn)生極大影響。另一方面，換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)中的換擋電機(jī)具有靈敏度高，工作頻率高的特點(diǎn)，而對于位置-電壓的閉環(huán)控制回路，位置變化頻率較電機(jī)工作頻率存在較大差距，若為匹配換擋電機(jī)較高的工作需求而將閉環(huán)系統(tǒng)開環(huán)截止頻率升高，將有可能導(dǎo)致位置反饋信息中出現(xiàn)噪聲或干擾，改干擾將會(huì)傳遞到對換擋電機(jī)電壓的輸入，從而導(dǎo)致位置控制的失準(zhǔn)。故為避免以上換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)中的缺陷，采用雙閉環(huán)控制方式至關(guān)重要。1.3.1.2雙閉環(huán)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)根據(jù)式3-7，可將系統(tǒng)的傳遞函數(shù)寫為：G1G2可得控制器結(jié)構(gòu)如圖4-13所示。圖4-13雙閉環(huán)位置控制結(jié)構(gòu)圖3.2.1.3雙閉環(huán)控制仿真分析為顯示雙閉環(huán)控制方式的必要性，對電機(jī)輸入電壓加入擾動(dòng)信號，模擬實(shí)際工作情況進(jìn)行仿真，得到同步器位移仿真位移結(jié)果如圖4-14所示。圖4-14同步器位移仿真結(jié)果圖從結(jié)果中看出，雙閉環(huán)控制方式由于具有電流反饋，能夠?qū)ο到y(tǒng)發(fā)生的擾動(dòng)做出及時(shí)的反應(yīng)，使得控制效果獲得了提高。但雙閉環(huán)控制的控制效果仍存在一定限制，雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中存在兩項(xiàng)控制器使得控制器參數(shù)的整定需要有更好的協(xié)同性，整定過程要求更高；并且對于負(fù)載擾動(dòng)與非線性因素的抑制仍需合適的控制器參數(shù)與合適的控制器完成，1.3.2基于頻域圖的控制器參數(shù)優(yōu)化1.3.2.1問題分析上一節(jié)中使用雙閉環(huán)控制方式提升了控制效果，但對于位置電流雙閉環(huán)中的電流環(huán)，換擋電機(jī)響應(yīng)性與靈敏性較高，在掛擋過程中可快速地驅(qū)動(dòng)換擋電機(jī)輸出需求轉(zhuǎn)矩，其在頻域特性中存在幅值裕度低，易發(fā)生超調(diào)的現(xiàn)象。在使用PID進(jìn)行控制時(shí)，而在PID參數(shù)整定時(shí)常使用以時(shí)域指標(biāo)進(jìn)行整定，即無法校正系統(tǒng)存在的超調(diào)問題，其階躍響應(yīng)圖和頻域圖如下圖所示。圖4-16以不同時(shí)域指標(biāo)整定的階躍響應(yīng)圖圖4-17系統(tǒng)開環(huán)伯德圖從時(shí)域性能圖和頻域特性圖可以看出，在使用通過時(shí)域方式整定的PID對系統(tǒng)進(jìn)行校正完成后，幅值裕度仍較低，使得電流環(huán)不穩(wěn)定，即時(shí)域整定PID參數(shù)的方式只滿足了時(shí)域指標(biāo)如上升時(shí)間，無法兼顧頻域性能，使得電流環(huán)經(jīng)PID校正后仍存在幅值裕度低，易發(fā)生超調(diào)的情況，故可采用基于頻域特性的整定方法，基于頻域圖的PID參數(shù)整定是通過以頻域特性如幅值裕度相位裕度等為指標(biāo)進(jìn)行整定，此方法即可針對電流環(huán)幅值裕度而做出校正，使系統(tǒng)的控制性能更加均衡。1.3.2.2基于頻域圖PID控制器整定系統(tǒng)的頻域曲線應(yīng)保持開環(huán)截止頻率較高，以保證系統(tǒng)響應(yīng)速度；相位裕度較大，以保證良好的穩(wěn)定性，超調(diào)量較小；為作對比，截止頻率取與傳統(tǒng)時(shí)域整定方法得到的PID相同的截止頻率w=126.3rad/s，幅值裕度取工程上常用的60°，得到頻域整定的PID：G（s）=1.12+250s-1+0.015s并作出系統(tǒng)開環(huán)伯德圖如圖4-18所示，圖4-18不同整定方法下的系統(tǒng)開環(huán)伯德圖可以看到在截止頻率相同的情況下，基于頻域圖的整定方法使系統(tǒng)獲得了更多的幅值裕度，彌補(bǔ)了電流環(huán)存在的問題。1.3.2.3仿真分析為驗(yàn)證基于頻域圖整定控制器參數(shù)后的控制優(yōu)化效果，給定電流環(huán)一個(gè)階躍信號，進(jìn)行仿真，其中傳統(tǒng)整定方法是以上升時(shí)間為0.007s的時(shí)域指標(biāo)，整定得到的PID：G（s）=1.03+331.6s-1+0.02s，基于伯德圖整定方法是以傳統(tǒng)整定方法相同的截止頻率w=126.3rad/s，相位裕度=60°,得到的PID：G（s）=1.12+255s-1+0.015s，得到其電流環(huán)階躍響應(yīng)圖如圖4-19所示。圖4-19傳統(tǒng)與頻域整定方法變化信號結(jié)果對比可以看出，頻域整定法在以上升時(shí)間相差不大即響應(yīng)速度相差不大時(shí)，有效降低了系統(tǒng)超調(diào)量，彌補(bǔ)了電流環(huán)易發(fā)生超調(diào)的問題。1.3.3基于分?jǐn)?shù)階PID的電流環(huán)優(yōu)化1.3.3.1問題分析頻域整定法已使電流環(huán)穩(wěn)定性提高，但是通過參數(shù)整定對幅頻曲線的校正效果有限，傳統(tǒng)的整數(shù)階PID由于其積分項(xiàng)微分項(xiàng)階次固定為1，即幅值曲線的斜率固定，相頻曲線只可提供以90為倍數(shù)的相角，故在幅頻曲線校正上，存在一定限制，針對這種情況，可使用分?jǐn)?shù)階PID，其積分項(xiàng)微分項(xiàng)可調(diào)，即在相頻和幅頻特性校正得更加靈活，且針對電流環(huán)存在易超調(diào)的問題，可更充分得校正，且通過其良好的校正能力，可彌補(bǔ)頻域整定法針對幅值裕度校正而失去的響應(yīng)速度。1.3.3.2分?jǐn)?shù)階控制器設(shè)計(jì)根據(jù)第二章中對分?jǐn)?shù)階PID的研究，可知不同階次下對應(yīng)的時(shí)域特性變化趨勢，故選擇對于分?jǐn)?shù)階的階次，選擇可使系統(tǒng)超調(diào)量小且上升斜率大的λ<1,u<1，根據(jù)得到的取值范圍，以對理想伯德函數(shù)誤差最小尋優(yōu)的整定方法，整定分?jǐn)?shù)階PID控制器，得到Gs圖4-20不同控制器下的系統(tǒng)開環(huán)伯德圖可以看出，分?jǐn)?shù)階PID使得系統(tǒng)在幅頻曲線上，相比傳統(tǒng)整數(shù)階在低頻區(qū)域具有更低的幅值，利于使超調(diào)降低；在相頻曲線上，相比傳統(tǒng)整數(shù)階整體相角差較低，滯后較小，響應(yīng)性提高，在截止頻率處變化較小，穩(wěn)定性提高。1.3.3.3分?jǐn)?shù)階PID控制器仿真分析為驗(yàn)證分?jǐn)?shù)階PID控制器的優(yōu)化效果，進(jìn)行仿真，其中頻域法整定的傳統(tǒng)整數(shù)階PID取：G(s)=1.12+255s-1+0.015s，分?jǐn)?shù)階PID為整定好的Gs圖4-21不同PID控制器階躍響應(yīng)圖從結(jié)果可以看出，即分?jǐn)?shù)階PID在Kp與頻域法整定的PID相同的情況下，通過積分項(xiàng)和微分項(xiàng)階次可調(diào)，獲得了更好的性能，其超調(diào)量較小，且在響應(yīng)速度上略快于時(shí)域整定法，發(fā)揮了分?jǐn)?shù)階PID良好的校正能力，使得電流環(huán)同時(shí)獲得了較好的穩(wěn)定性和響應(yīng)速度。圖4-22位置跟隨中的電流曲線圖圖4-23不同控制器下目標(biāo)位移跟隨結(jié)果從結(jié)果可以看出，通過使用分?jǐn)?shù)階對電流環(huán)的優(yōu)化，提升對位移的跟隨效果，使同步器位置控制的精度提高。1.3.4模糊分?jǐn)?shù)階PID的位置環(huán)優(yōu)化1.3.1.1問題分析前幾節(jié)對于電流環(huán)已做出較好的優(yōu)化，但在換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)控制上，不光存在系統(tǒng)本身的缺陷，時(shí)常存在外界因素，在掛擋過程中，發(fā)生的同步器與接合齒圈的碰撞對換擋執(zhí)行機(jī)構(gòu)的位置控制產(chǎn)生了較大的影響，其碰撞情況下的位置控制結(jié)果圖如圖4-22,4-23所示。圖4-22同步器位移曲線圖4-23負(fù)載擾動(dòng)其中，通過前文對換擋機(jī)構(gòu)的建模與分析可知，同步器與接合齒圈發(fā)生碰撞可等效成運(yùn)動(dòng)方程中的負(fù)載力矩，其在控制系統(tǒng)中屬于擾動(dòng)量，且隨機(jī)發(fā)生，屬于非線性因素，而參數(shù)固定的控制器難以取得較好的控制效果，故可使用具有自適應(yīng)性的模糊算法。模糊控制不需要建立精確的數(shù)學(xué)模型，憑借經(jīng)驗(yàn)即可完成，同時(shí)具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能優(yōu)、魯棒性好的特點(diǎn)，其工作過程是系統(tǒng)采樣得到誤差輸出值e(k)，誤差變化率△e(k)，根據(jù)隸屬度函數(shù)、模糊規(guī)則表進(jìn)行推算，得到PID參數(shù)的修正量，實(shí)現(xiàn)參數(shù)的在線自調(diào)整。而模糊PID根據(jù)工作過程中系統(tǒng)的變化實(shí)現(xiàn)控制器參數(shù)的特性使得系統(tǒng)對于響應(yīng)性和抗擾動(dòng)性能提高，使得控制系統(tǒng)能更好地應(yīng)對在同步器碰撞等復(fù)雜工況下曲線的跟隨問題。1.3.1.2模糊PID設(shè)計(jì)根據(jù)上一小節(jié)的研究，對位置環(huán)也使用了分?jǐn)?shù)階PID進(jìn)行優(yōu)化，故加入模糊算法后，將對分?jǐn)?shù)階PID中5個(gè)控制參數(shù)的進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)節(jié)。設(shè)模糊控制器的輸入變量為變量E和誤差變化Ec輸出變量為控制器參數(shù)的修正量，每個(gè)變量都有七個(gè)模糊子集，全為{FB,FM,FS,ZO,PS,PM,PB}輸入輸出變量隸屬度函數(shù)均采用三角型。表4-1模糊控制論域與模糊子集為使閉環(huán)控制系統(tǒng)獲得較好的響應(yīng)性和抗擾動(dòng)性能，對模糊控制的核心模糊規(guī)則進(jìn)行如下設(shè)計(jì)：對于Kp在控制初始階段應(yīng)當(dāng)選取較大的Kp，快速消除誤差，控制中期，選取較小的保證響應(yīng)速度的同時(shí)防止出現(xiàn)過大的超調(diào)，控制后期主要為了消除穩(wěn)態(tài)誤差，由于誤差較小，應(yīng)選取較大的Kp。對于Ki控制初期應(yīng)采用較小的積分環(huán)節(jié)系數(shù)，甚至可以取消積分環(huán)節(jié)，而控制中期，為了提高系統(tǒng)的穩(wěn)定形，積分環(huán)節(jié)應(yīng)取適中以防止出現(xiàn)過大的超調(diào)量，控制后期，為了快速消除穩(wěn)態(tài)誤差，應(yīng)采用較大的積分系數(shù)，減小調(diào)節(jié)時(shí)間。對于Kd在控制初期階段，