*

模擬信號的編碼傳輸

*1抽樣概念：抽樣又可稱為取樣或者采樣。任務(wù)：是對模擬信號進(jìn)行時間上的離散化處理，即每隔一段時間對模擬信號抽取一個樣值。2抽樣定理

4.1抽樣定理

一個頻帶限制在（0，fH）Hz內(nèi)時間連續(xù)的信號f(t)，如果以的時間對其進(jìn)行等間隔抽樣，則f(t)將被得到的抽樣值完全確定。

*抽樣定理模型可用一個乘法器表示即ms（t）=m（t）·s（t）式中：s（t）是重復(fù)周期為Ts、脈沖幅度為1、脈沖寬度為τ

的周期性脈沖序列，即抽樣脈沖。可以看出：

s（t）＝1時，ms（t）＝m（t）；s（t）＝0時，ms（t）＝0*樣值信號頻譜：S（t）的傅立葉級數(shù)表示為：式中：則：……*

若m（t）為單一頻率Ω的正弦波，即則式中各項所包含的頻率成分分別為：第一項：Ω，第二項：ωs±Ω；第三項：2±Ω；……

第n項：n±Ω

結(jié)論：抽樣后信號的頻率成分除含有Ω外，還有nωs的上、下邊帶；第一項中包含了原模擬信號的全部信息，只是幅度差倍。*

若m（t）信號的頻率為fL～fH，即為一定帶寬信號，其m（t）、s（t）、ms（t）信號頻譜及波形如圖所示。*結(jié)論：只要頻譜間不發(fā)生重疊現(xiàn)象，在接收端就可通過截止頻率為fc=fH的理想低通濾波器從樣值信號中取出原模擬信號。因此，對于低頻頻率fL很低，最高頻率為fm的模擬信號來說，只要抽樣信號頻率fs≥2fm，在接收端就可不失真地取出原模擬信號。抽樣信號s（t）的重復(fù)頻率fs必須不小于模擬信號最高頻率的兩倍，即fs≥2fm，它是模擬信號數(shù)字化的理論根據(jù)。實際濾波器的特性不是理想的，因此常取fs>2fm。在選定fs后，對模擬信號的fm必須給予限制。其方法為在抽樣前加一低通濾波器，限制fm，保證fs>2fm。*3信號的重建利用一低通濾波器即可完成信號重建的任務(wù)。由前面分析知道，樣值信號中原模擬信號的幅度只為抽樣前的倍。因為τ很窄，所以還原出的信號幅度太小。為了提升重建的語音信號幅度，通常采取加一展寬電路，將樣值脈沖τ展寬為Ts，從而提升信號幅度。理論和實踐表明：加展寬電路后，在PAM信號中，低頻信號提升的幅度多，高頻信號提升的幅度小，產(chǎn)生了失真。為了消除這種影響，在低通濾波器之后加均衡電路。要求均衡電路對低頻信號衰減大，對高頻信號衰減小。

*

在數(shù)字通信系統(tǒng)中，脈沖編碼調(diào)制通信是數(shù)字通信的主要形式之一。一個基帶傳輸PCM單向通信系統(tǒng)如圖所示。4.2脈沖編碼調(diào)制（PCM）*

發(fā)信端：完成A/D變換，主要步驟為抽樣、量化、編碼。

收信端：完成D/A變換，主要步驟是解碼、低通濾波。信號在傳輸過程中要受到干擾和衰減，所以每隔一段距離加一個再生中繼器，使數(shù)字信號獲得再生。為了使信碼適合信道傳輸，并有一定的檢測能力，在發(fā)信端加有碼型變換電路，收信端加有碼型反變換電路。*抽樣、量化、編碼過程的示意圖：

圖b：根據(jù)抽樣定理，m(t)經(jīng)過抽樣后變成了時間離散、幅度連續(xù)的信號mS(t)。

圖c：將其送入量化器，就得到了量化輸出信號mq(t)。這里采用了“四舍五入”法將每一個連續(xù)抽樣值歸結(jié)為某一臨近的整數(shù)值，即量化電平，這里采用了8個量化級，將圖(b)中7個準(zhǔn)確樣值4.2、6.3、6.1、4.2、2.5、1.8、1.9分別變換成4、6、6、4、3、2、2。

圖d：量化后的離散樣值可以用一定位數(shù)的代碼來表示，也就是對其進(jìn)行編碼。因為只有8個量化電平，所以可用3位二進(jìn)制碼來表示。圖d是用自然二進(jìn)制碼對量化樣值進(jìn)行編碼的結(jié)果。*二進(jìn)制編碼位數(shù)與量化電平數(shù)目的關(guān)系：如果有M個量化電平，則需要的二進(jìn)制碼位數(shù)n為μ進(jìn)制編碼位數(shù)與量化電平數(shù)目M的關(guān)系：如果用μ進(jìn)制脈沖進(jìn)行編碼，n個碼元所代表的量化電平數(shù)目為

但實際中，實現(xiàn)這種方法的電路較復(fù)雜，因此，實用電路中常常在發(fā)信端采用取整量化，在收信端再加上半個量化級差的方法。*4.2.1量化1.量化的任務(wù)將抽樣后的信號在幅度上離散化，即將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。做法：將PAM信號的幅度變化范圍劃分為若干個小間隔，每一個小間隔叫做一個量化級。相鄰兩個樣值的差叫做量化級差，用δ表示。當(dāng)樣值落在某一量化級內(nèi)時，就用這個量化級的中間值來代替。該值稱為量化值。2.量化誤差用有限個量化值表示無限個取樣值，總是含有誤差的。由于量化而導(dǎo)致的量化值和樣值的差稱為量化誤差，用e（t）表示。即

e（t）＝量化值-樣值*

均勻量化量化非均勻量化一.均勻量化1．定義

均勻量化的量化級差δ是均勻的?；蛘哒f，均勻量化的實質(zhì)是不管信號的大小，量化級差都相同。如圖（a）所示。2.量化曲線該量化特性曲線共分8個量化級，量化輸出取

其量化級的中間值。量化誤差與輸入電壓的關(guān)系

曲線如圖（b）所示。*當(dāng)輸入信號幅度在－4δ～＋4δ之間時，量化誤差的絕對值都不會超過，這段范圍稱為量化的未過載區(qū)。

在未過載區(qū)產(chǎn)生的噪聲稱為未過載量化噪聲。當(dāng)輸入電壓幅度u（t）>4δ或u（t）<－4δ時，量化誤差值線性增大，超過，這段范圍稱為量化的過載區(qū)。

在量化過載區(qū)產(chǎn)生的噪聲稱為過載量化噪聲。過載量化噪聲在實用中應(yīng)避免*3.均勻量化中量化噪聲對通信的影響通信中常用信噪比表示通信質(zhì)量。量化信噪比：指模擬輸入信號功率與量化噪聲功率之比。對一正弦信號，均勻量化的信噪比為：

（）dB＝1.76＋6n＋20lg

對一語音信號，均勻量化的信噪比為：

（）dB＝6n－9＋20lg

式中，n：二進(jìn)制碼的編碼位數(shù)；

Um：有用信號的幅度；

+V～-V：未過載量化范圍。

我們把滿足一定量化信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為量化器的動態(tài)范圍。

*結(jié)論：①為保證通信質(zhì)量，要求在信號動態(tài)范圍達(dá)到40dB（即20lg＝－40dB）時，信噪比（）dB≥26dB

∴26≤1.76＋6n－40

解得n≥10.7，即在碼位n＝11時，才滿足要求。②信噪比同碼位數(shù)n成正比，即編碼位數(shù)越多，信噪比越高，通信質(zhì)量越好。每增加一位碼，信噪比可提高6dB。③有用信號幅度Um越小，信噪比越低。④語音信號信噪比比相同幅值的正弦信號輸入時信噪比低11dB。*均勻量化信噪比的特點：

碼位越多，信噪比越大；在相同碼位的情況下，大信號時信噪比大，小信號時信噪比小。

二.非均勻量化

1．非均勻量化非均勻量化是對大小信號采用不同的量化級差，即在量化時對大信號采用大量化級差，對小信號采用小量化級差。這樣就可以保證在量化級數(shù)(編碼位數(shù))不變的條件下，提高小信號的量化信噪比，擴大了輸入信號的動態(tài)范圍。*一個非均勻量化的具體分析：幅值為正時的量化特性

過載電壓V＝4Δ，其中Δ為常數(shù)，其數(shù)值視實際而定。量化級數(shù)l＝8，幅值為正時，有四個量化級差。

從圖中看出：在靠近原點的（1）、（2）兩級量化間隔最小且相等（Δ1＝Δ2＝0.5Δ），其量化值取量化間隔的中間值，分別為0.25和0.75；以后量化間隔以2倍的關(guān)系遞增。所以滿足了信號電平越小，量化間隔也越小的要求。*2．壓縮與擴張實現(xiàn)非均勻量化的方法之一是采用壓縮擴張技術(shù)，其特點是在發(fā)送端對輸入模擬信號進(jìn)行壓縮處理后再均勻量化，在接收端進(jìn)行相應(yīng)的擴張?zhí)幚?。如圖所示。

由圖中看出，非線性壓縮特性中，小信號時的壓縮特性曲線斜率大，而大信號時壓縮特性曲線斜率小。經(jīng)過壓縮后，小信號放大變成大信號，再經(jīng)均勻量化后，信噪比就較大了。在接收端經(jīng)過擴張?zhí)幚?，還原成原信號。壓縮和擴張?zhí)匦試?yán)格相反。*3．A律壓縮特性

A律壓縮特性公式為：0≤x≤≤x≤1式中A為壓縮系數(shù)，表示壓縮程度。在上圖的曲線中：

A＝1時，y=x，為無壓縮即均勻量化情況。

A值越大，在小信號處斜率越大，對提高小信號信噪比越有利。*4．A律13折線壓縮特性將第Ι象限的y、x各分8段。

Y軸均勻的分段點為1、7/8、6/8、5/8、4/8、3/8、2/8、1/8、0。

X軸按2的冪次遞減的分段點為1、1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64、1/128、0。

這8段折線從小到大依次為①、②……⑦、⑧段。各段斜率分別用k1、k2……k7、k8表示

k1＝16、k2＝16、k3＝8、k4＝4、k5＝2、k6＝1、k7＝1/2、k8＝1/4。第①、②段斜率最大，說明對小信號放大能力最大，因此信噪比改善最多。

*x、y為負(fù)值的第Ⅲ象限的情況：由于第Ⅲ象限和第I象限的第①、②的斜率相同，可將此四段視為一條直線，所以兩個象限總共13段折線，稱為13折線。實際中A＝87.6時，其13折線壓縮特性與A律壓縮特性相似。因此簡稱13折線A律特性或13折線特性。

A律13折線壓縮特性對小信號信噪比的改善是靠犧牲大信號的量化信噪比換來的。非均勻量化后量化信噪比的公式可表示為：（）dB＝1.76＋6n＋20lg＝1.76＋6n＋20lg＋20lg

式中，20lg為量化信躁比的改善量*13折線各段折線的斜率及量化信噪比的改善量

根據(jù)以上分析，采用13折線壓縮特性進(jìn)行非均勻量化時，編7位碼（即n＝7）就可滿足輸出信噪比大于26dB的要求。*5μ律壓縮特性

μ律壓縮特性公式為：

y＝

（0≤x≤1,0≤y≤1）

其中μ為壓縮系數(shù)，如圖所示。μ＝0時，相當(dāng)于無壓縮情況。實用中取μ＝255，μ律壓縮特性可用15折線來近似。μ1=0①*4.2.1編碼與解碼一編碼編碼的任務(wù)是將已量化的PAM信號按一定的碼型轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的二進(jìn)制碼組，獲得PCM信號。常見的碼型有普通二進(jìn)制碼、折疊二進(jìn)制碼等。在實際的PCM通信中通常采用折疊二進(jìn)制碼。1．A律13折線量化編碼方案的碼位安排

x1x2x3x4x5x6x7x8

極性碼段落碼段內(nèi)碼幅度碼極性碼：x1=1表示正樣值，x1=0表示負(fù)樣值

*

每個大段落區(qū)間稱為段落差，符合2的冪次規(guī)律，即每一段的段落差是前一段的兩倍（第一段除外）每個大段的起始值稱為起始電平每個大段落分為16個均勻的小段每個小段的間隔即為量化級差δi（i＝1～8）

段落起始電平與量化級差段落序號

①②③④起始電平

0Δ16Δ32Δ64Δ量化級差段落序號

⑤⑥⑦⑧起始電平

128Δ256Δ512Δ1024Δ量化級差*

每一段落的量化級差不等，從而實現(xiàn)了大信號量化級差大，小信號量化級差小，改善了小信號時的量化噪聲的影響，這進(jìn)一步說明了非均勻量化的實質(zhì)。用Δ表示，共2×（16δ1＋16δ2＋16δ3＋……＋16δ8）＝4096Δ。若按δ＝Δ進(jìn)行均勻量化時，相當(dāng)于（212＝4096）編12位碼，因此可以看出，利用壓縮擴張法提高了小信號信噪比，在直接非均勻量化編碼中，得到了完全等效的體現(xiàn)，因此，實際線路中不必單獨配置壓擴器和均勻量化器。*2．編碼器

PCM系統(tǒng)常用的編碼方式有：逐次反饋型編碼器、級聯(lián)型編碼器和混合型編碼器。（1）逐次反饋型編碼器組成原理段內(nèi)碼x5～x8的權(quán)值的確定：ur5=段落起始電平＋段落差ur6=段落起始電平＋段落差＋段落差ur7=段落起始電平＋段落差＋段落差＋段落差ur8=段落起始電平＋段落差＋段落差＋段落差＋段落差*

設(shè)輸入信號取樣值為＋1270Δ，試采用逐次對分比較法編碼器將其按13折線A律壓擴特性編成8位二進(jìn)制碼。并計算量化誤差?！窘狻浚?）極性碼x1：∵輸入信號為正電平，∴x1＝1

（2）段落碼x2～x4：由圖4.14知ur2＝128Δ∵us=1270Δ>128Δ∴x2＝1∴ur3＝512Δus=1270Δ>512Δ∴x3＝1∴ur4＝1024Δus=1270Δ>1024Δ∴x4＝1∴x2～x4＝111

說明該樣值屬于第⑧大段，其段落起始電平＝段落差＝1024Δδ8＝64Δ（3）段內(nèi)碼x5～x8：

1024Δ＋1024Δ＝1536Δ∵us=1270Δ<1536Δ∴x5＝01024Δ＋1024Δ＝1280Δ∵us=1270Δ<1280Δ∴x6＝01024Δ＋1024Δ＝1152Δ∵us=1270Δ>1152Δ∴x7＝11024Δ＋1024Δ＋1024Δ＝1216Δ∵us=1270Δ>1216Δ∴x8＝1例*x1x2x3x4x5x6x7x8

∴取樣值為＋1270Δ的PCM碼為11110011

在收端，解碼電平＝碼字電平＋δ8＝1216Δ＋64Δ＝1248Δ∴量化誤差＝＝22Δ（2）編碼器的構(gòu)成*

極性判決電路是將樣值信號us與下權(quán)值ur1＝0進(jìn)行比較，根據(jù)樣值的正或負(fù)確定極性碼x1是1還是0。幅度比較電路是根據(jù)全波整流電路送來的us和uri（i＝2～8）的比較結(jié)果確定幅度碼x2～x8。本地解碼電路由記憶電路，7/11變換電路，11個控制邏輯開關(guān)和11個恒壓源（或恒流源）組成。3.解碼器解碼器是完成數(shù)模變換的部件，通常又稱為數(shù)模變換器，簡記為DAC。

PCM接收端譯碼器的工作原理與本地譯碼器基本相同，唯一不同之處是接收端譯碼器在譯出幅度的同時，還要恢復(fù)出信號的極性。*4.2.3PCM系統(tǒng)的噪聲性能

PCM系統(tǒng)輸出的信號是模擬信號，因此系統(tǒng)的可靠性仍然可用系統(tǒng)輸出信噪比來衡量。PCM系統(tǒng)的噪聲來自兩方面，即量化過程中形成的量化噪聲，以及在傳輸過程中經(jīng)信道混入的加性高斯白噪聲。因此通常將PCM系統(tǒng)輸出端總的信噪比定義為

式中，S0―系統(tǒng)輸出端信號的平均功率；

Nq―系統(tǒng)輸出端量化噪聲的平均功率；

Ne―系統(tǒng)輸出端信道加性噪聲的平均功率。*一.量化對噪聲系統(tǒng)的影響

PCM系統(tǒng)輸出端的量化信號與量化噪聲的平均功率比為對于二進(jìn)制編碼，設(shè)其編碼位數(shù)為n，則上式又可寫為二.加性噪聲對系統(tǒng)的影響僅考慮信道加性噪聲時PCM系統(tǒng)的輸出信噪比為*三.PCM系統(tǒng)接收端輸出信號的總信噪比可求得PCM系統(tǒng)輸出端總的信號噪聲功率比為

當(dāng)誤碼率較低時，例如Pe<10-6，PCM系統(tǒng)的輸出信噪比主要取決于量化信噪比S0/Nq。當(dāng)信道中信噪比較低，即誤碼率Pe較高時，PCM系統(tǒng)的輸出信噪比取決于誤碼率，且隨誤碼率Pe的提高而下降。

一般來說，Pe=10-6是很容易實現(xiàn)的，所以加性噪聲對PCM系統(tǒng)的影響往往可以忽略不計，這說明PCM系統(tǒng)抗加性噪聲的能力是非常強的。

*4.3增量調(diào)制（ΔM）4.3.1增量調(diào)制的基本原理將信號瞬時值與前一個抽樣時刻的量化值之差進(jìn)行量化，而且只對這個差值的符號進(jìn)行編碼。因此量化只限于正和負(fù)兩個電平，即用一位碼來傳輸一個抽樣值。如果差值為正，則發(fā)“1”碼；如果差值為負(fù)，則發(fā)“0”碼。顯然，數(shù)碼“1”和“0”只是表示信號相對于前一時刻的增減，而不代表信號值的大小。這種將差值編碼用于通信的方式就稱為增量調(diào)制。*發(fā)送端：m(t)是一個頻帶有限的模擬信號

時間軸t被分成許多相等的時間段Δt；

把代表m(t)幅度的縱軸也分成許多相等的小區(qū)間σ；

∴模擬信號m(t)可用如圖所示的階梯波形m?(t)來逼近。

編碼：“1”碼表示上升一個臺階σ“0”碼表示下降一個臺階σ∴m(t)可以用一串二進(jìn)碼序列來表示，從而實現(xiàn)了模/數(shù)轉(zhuǎn)換。接收端：每收到一個“1”碼就使輸出上升一個σ值，每收到一個“0”碼就使輸出下降一個σ值，當(dāng)收到連“1”碼時，表示信號連續(xù)增長，當(dāng)收到連“0”碼時，表示信號連續(xù)下降。這樣就可以恢復(fù)出與原模擬信號m(t)近似的階梯波形m?(t)，從而實現(xiàn)了數(shù)/模轉(zhuǎn)換。*

增量調(diào)制系統(tǒng)框圖：*積分器的輸入與輸出波形：積分器的輸出波形并不是階梯波形，而是一個斜變波形。但因ΔE=Δ，故在所有抽樣時刻ti上斜變波形與階梯波形有完全相同的值。因而，斜變波形與原來的模擬信號相似。積分器輸出的斜變波經(jīng)低通濾波器之后就變得十分接近于信號m(t)。*4.3.2量化噪聲和過載噪聲1.量化噪聲由于ΔM信號是按臺階Δ來量化的，因而也必然存在量化誤差eq(t)，也就是所謂的量化噪聲。量化誤差可以表示為

正常情況下，eq(t)在(—Δ,+Δ)范圍內(nèi)變化。設(shè)隨時間變化的eq(t)在區(qū)間(—Δ,+Δ)上均勻分布，則eq(t)的平均功率可表示成

上式表明，△M的量化噪聲功率與量化階距電壓的平方成正比。因此若要想減小N

q，就應(yīng)減小階距電壓△。*2.過載噪聲因為在ΔM中每個抽樣間隔內(nèi)只容許有一個量化電平的變化，所以當(dāng)輸入信號的斜率比抽樣周期決定的固定斜率大時，量化階的大小便跟不上輸入信號的變化，因而產(chǎn)生斜率過載失真，它所產(chǎn)生的噪聲稱為斜率過載噪聲。如圖所示。*

（2）不發(fā)生過載失真的條件

m

(t)每隔Ts時間增長△，因此其最大可能的斜率為△/Ts。而模擬信號m(t)的斜率為dm(t)/dt。為了不發(fā)生過載失真，必須使信號的最大可能斜率小于斜變波的斜率，即有

：信號m(t)的最大斜率。當(dāng)輸入是單音頻信號m(t)=Acos

t時此時*

為了控制量化噪聲，則量化階距電壓△不能過大。因此若要避免過載噪聲，在信號幅度和頻率都一定的情況下，只有提高頻率ms，即使ms滿足

一般情況下，A>>△，為了不發(fā)生過載失真，fs的取值遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于PCM系統(tǒng)的抽樣頻率。例如，△M系統(tǒng)的動態(tài)范圍(D)△M定義為最大允許編碼幅度Amax=

△fs/2

f與最小可編碼電平Amin=△/2的之比，即*

若設(shè)語音信號的頻率為f=1kHz，并要求其變化的動態(tài)范圍為40dB，則有

因此不發(fā)生過載，fs的取值為在PCM系統(tǒng)中，對于頻率為1kHz的語音信號進(jìn)行抽樣，抽樣頻率為2kHz。與之相比，△M系統(tǒng)的fs比PCM系統(tǒng)的抽樣頻率大很多。在抽樣頻率和量化階距電壓都一定

的情況下，為了避免過載發(fā)生，輸入

信號的頻率和幅度關(guān)系應(yīng)保持在圖中

過載特性所示的臨界線之下。*在臨界情況下，該式說明，輸入信號所允許的最大幅度與△fs成正比，與輸入信號的頻率成反比，因此輸入信號幅度的最大允許值必須隨信號頻率的上升而下降。頻率增加一倍，幅度必須下降6dB。這正是增量調(diào)制不能實用的原因。在實際應(yīng)用中，多采用△M的改進(jìn)型－總和增量調(diào)制(△-

M)系統(tǒng)和數(shù)字壓擴調(diào)制。*4.3.3增量調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能一.量化產(chǎn)生的量化信噪比

△M系統(tǒng)輸出最大的信噪比為:式中:fs為抽樣頻率，fc為信號的頻率，fm為低通濾波器的截止頻率。二.由于加性干擾噪聲的誤碼信噪比*

考慮到量化信噪比及誤碼信噪比，△M系統(tǒng)輸出總信噪比由下式?jīng)Q定當(dāng)誤碼率很小時，△M系統(tǒng)的輸出信噪比主要由量化信噪比決定。4.3.4PCM和△M的性能比較在不同的n值情況下，PCM與△M系統(tǒng)的比較曲線如圖所示?？梢钥闯?，在相同的傳輸速率下，如果PCM系統(tǒng)的編碼位數(shù)n小于4，則它的性能將比f=1000Hz，fm=3000Hz的△M系統(tǒng)差；如果n>4，PCM的性能將超過△M系統(tǒng)，且隨n的增大，性能越來越好。*增量調(diào)制與PCM比較有如下特點:1．在比特率較低時，增量調(diào)制的量化信噪比高于PCM；2．增量調(diào)制抗誤碼性能好，可用于比特誤碼率為10－2—10－3

的信道，而PCM則要求10－4—10－6；3．增量調(diào)制通常采用單純的比較器和積分器作編譯碼器（預(yù)測器），結(jié)構(gòu)比PCM簡單。*4.4Δ-

M、DPCM和數(shù)字音節(jié)壓擴系統(tǒng)4.4.1總和增量調(diào)制(Δ—∑M)

我們知道，對于高頻成分豐富的輸入信號m(t)，由于其在波形上急劇變化的時刻比較多，所以，如果直接進(jìn)行ΔM調(diào)制，則往往造成階梯波形m?(t)跟不上m(t)的變化，產(chǎn)生比較嚴(yán)重的過載噪聲；而對低頻成分豐富的輸入信號m(t)，由于其在波形上緩慢變化的時刻比較多，當(dāng)幅度的變化在σ/2以內(nèi)，又會出現(xiàn)連續(xù)的“0”、“1”交替碼，導(dǎo)致信號平穩(wěn)期間幅度信息的丟失?？偤驮隽空{(diào)制技術(shù)解決了這一問題，其基本思想是，在發(fā)送端讓輸入信號m(t)先通過一個積分器，然后再進(jìn)行增量調(diào)制。*

積分器的作用是使m(t)波形中原來變化急劇的部分變得緩慢，而原來變化平直的部分變得比較陡峭，這樣就可以解決原輸入信號急劇變化時易出現(xiàn)過載失真和緩慢變化時易出現(xiàn)空載失真的問題。由于對m(t)先積分再進(jìn)行增量調(diào)制，所以在接收端解調(diào)以后要再增加一級微分器，以便恢復(fù)出原信號。實際上，由于接收端的積分器和微分器的相互抵消作用，所以，在Δ—∑M系統(tǒng)的接收端只需要一個低通濾波器就可以恢復(fù)出原信號。其系統(tǒng)構(gòu)成框圖如圖所示。*

與ΔM系統(tǒng)類似，Δ—∑M系統(tǒng)也會發(fā)生過載現(xiàn)象。在Δ—∑M系統(tǒng)中，輸入信號先經(jīng)過積分器，然后再進(jìn)行增量調(diào)制。這時上圖中減法器的輸入信號為因此，Δ—∑M系統(tǒng)不發(fā)生斜率過載的條件應(yīng)為由于所以上式又可寫為

為了與ΔM系統(tǒng)比較，仍設(shè)輸入為單音頻信號m(t)=Asinωkkt。若要求不發(fā)生過載現(xiàn)象，則必須滿足*或?qū)憺?/p>

由此看出，Δ—∑M系統(tǒng)不發(fā)生過載的條件與信號的頻率fk無關(guān)。這意味著Δ—∑M系統(tǒng)不僅適合于傳輸緩慢變化的信號，也適合于傳輸高頻信號。由于兩個信號積分后的結(jié)果相減，與先相減后積分是等效的，所以圖4.22中的差值信號e(t)可以寫成

這樣就可以把發(fā)送端的兩個積分器合并成為在相減器后的一個積分器。合并后的Δ—∑M系統(tǒng)組成如下圖所示。*4.4.2數(shù)字壓擴自適應(yīng)增量調(diào)制在增量調(diào)制系統(tǒng)中，量化階距△是固定不變的。因此，當(dāng)輸入信號出現(xiàn)劇烈變化時，系統(tǒng)就會過載。為了克服這一缺點，希望△值能隨f(t)的變化而自動地調(diào)整大小，這就是自適應(yīng)增量調(diào)制(A△M)的概念。

它的基本思想是要求量階△隨輸入信號m(t)的變化而自動地調(diào)整，即在檢測到斜率過載時開始增大量階△；斜率減小時降低量階△。目前，自適應(yīng)增量調(diào)制的方法有多種，采用較為廣泛的是數(shù)字壓擴增量調(diào)制系統(tǒng)，它是數(shù)字檢測、音節(jié)壓縮與擴張自適應(yīng)增量調(diào)制的簡稱，其工作原理框圖如下圖所示。*

與ΔM系統(tǒng)相比，增加了數(shù)字檢測電路、平滑電路和脈沖幅度調(diào)制電路。數(shù)字檢測指的是，自適應(yīng)地改變量階△的控制信息。音節(jié)是指輸入信號包絡(luò)變化的一個周期。這個周期一般是隨機的，但大量統(tǒng)計證明，這個周期趨于某一固定值。確切講，音節(jié)指的就是這個固定值。對于話音信號而言，一個音節(jié)一般約為10ms。那么，音節(jié)壓擴指的是量階△并不瞬時地隨輸入信號幅度變化，而是隨輸入信號的音節(jié)變化。*

由ΔM系統(tǒng)的原理可知，在輸入信號斜率的絕對值很大時，ΔM系統(tǒng)的編碼輸出中就會出現(xiàn)很多的連“1”碼(對應(yīng)正斜率)或連“0”碼(對應(yīng)負(fù)斜率)。連“1”或連“0”碼的數(shù)越多，說明信號的斜率就越大?？梢?，編碼輸出信號中包含著斜率大小的信息。

數(shù)字檢測器的作用就是檢測連“1”或連“0”碼的長度。當(dāng)它檢測到一定長度的連“1”或連“0”碼時，就輸出一定寬度的脈沖，連“1”或連“0”碼越多，檢測器輸出的脈沖寬度就越寬。

然后，將這個輸出脈沖加到平滑電路進(jìn)行音節(jié)平均。平滑電路實際上是一個積分電路，它的時間常數(shù)與語音信號的音節(jié)相近(為5

20ms)。因此，它的輸出信號是一個以音節(jié)為時間常數(shù)緩慢變化的控制電壓，其電壓的幅度與語音信號的平均斜率成正比。

在這個電壓的作用下，PAM使輸入端的數(shù)字碼流脈沖幅度得到加權(quán)?？刂齐妷涸酱?，PAM輸出的脈沖幅度就越高，反之就越低。這就相當(dāng)于本地譯碼輸出信號的量化階距隨控制電壓的大小線性地變化。由于控制電壓在音節(jié)內(nèi)已被平滑，因此可以認(rèn)為在一個音節(jié)內(nèi)它基本上是不變的，在不同的音節(jié)內(nèi)才發(fā)生變化。*4.4.3差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)

在圖像編碼中一般采用差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)來壓縮數(shù)碼率，其工作原理如圖所示。

DPCM綜合了PCM和ΔM的特點。

它與PCM的區(qū)別是：PCM系統(tǒng)是對信號抽樣值進(jìn)行獨立編碼，與其它抽樣值無關(guān)，而DPCM則是對信號抽樣值與信號預(yù)測值的差值進(jìn)行量化、編碼。

它與ΔM的區(qū)別是：ΔM系統(tǒng)是用一位二進(jìn)碼表示增量，而在DPCM中是用N位二進(jìn)碼表示增量。所以說它是介于PCM和ΔM之間的一種調(diào)制方式。

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由于DPCM是對差值進(jìn)行編碼，而差值信號的幅度要比原始信號的幅度小得多，因此可以用較少的位數(shù)對差值信號進(jìn)行編碼。在較好圖像質(zhì)量的情況下，每一抽樣值只需4比特就夠了，所以大大壓縮了傳送的比特率。另外，在比特率相同的條件下，DPCM比PCM信噪比改善14～17dB。與ΔM相比，由于它增加了量化級，所以它的信噪比改善程度也優(yōu)于ΔM。*

DPCM的缺點是抗傳輸噪聲的能力差，即在抑制信道噪聲方面不如ΔM。因為發(fā)生誤碼時在ΔM中只產(chǎn)生一個增量的變化，而在DPCM中就可能產(chǎn)生幾個量階的變化，從而輸出較大的輸出噪聲。

因此，DPCM很少獨立使用，一般要結(jié)合其它的編碼方法使用。*4.4.4增量調(diào)制解調(diào)器芯片

MOTOROLA公司生產(chǎn)的連續(xù)可變斜率增量調(diào)制解調(diào)器（CVSD）電路芯片共有四種，它們是MC3417、MC3418、MC3517和MC3518。相同功能的芯片還有HARRIS公司生產(chǎn)的HC55564、HC55536等。這些芯片主要應(yīng)用在低傳輸數(shù)碼率的軍事、野外及保密數(shù)字電話通信設(shè)備和ΔM程控數(shù)字交換機中，右圖所示為MC3418的原理功能框圖。*

話音、圖像、數(shù)據(jù)等都是攜帶信息的主要載體，其中語音和圖像屬模擬信號范疇。

由于數(shù)字通信和模擬通信比較有較多的優(yōu)點，將語音和圖像信號通過編碼以實現(xiàn)數(shù)字化是必然趨勢。但數(shù)字化的語音和圖像與模擬時相比，需要用較高的數(shù)碼率，占用較大的帶寬和存儲空間，是語音和圖像數(shù)字化的主要障礙。壓縮數(shù)字化語音和圖像信信號的數(shù)碼率是實現(xiàn)語音和圖像數(shù)字化的關(guān)鍵。編碼技術(shù)的核心就是研究編碼算法，用盡可能低的數(shù)碼率獲得盡可能好的語音和圖像質(zhì)量。4.5語音與圖像壓縮編碼簡介

*4.5.1語音壓縮編碼簡介音頻信號可分為話音信號和聲音信號兩大類。語音信號通常又被稱為話音信號，一般是指人講話時發(fā)出的聲音，其頻率范圍通常為0.3～3.4kHz。

語音信號是公用電話交換網(wǎng)傳輸?shù)膶ο?。在傳輸速率一定的情況下，衡量語音壓縮算法好壞的主要指標(biāo)是重建信號的可懂度和自然度。而聲音信號是指人的聽覺器官所能分辨的聲音，通常又稱其為自然聲，其頻譜從3Hz、4Hz一直擴展到20kHz以上。

對聲音壓縮的基本要求是高的抽樣率，好的時間/頻率分辨率，大的動態(tài)范圍和低的失真度，且對音源的性質(zhì)沒有任何假設(shè)。

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從編碼方法上講，語音壓縮編碼可以分為波形編碼、參量編碼和混合編碼三大類。波形編碼方法可以獲得較高的語音質(zhì)量，但數(shù)據(jù)壓縮量不大。常見的語音編碼國際標(biāo)準(zhǔn)有脈沖編碼調(diào)制(PCM)的μ律或A律壓縮，即國際電信聯(lián)盟ITU—T的G.711標(biāo)準(zhǔn)；自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制(ADPCM)，即ITU—T的G.721標(biāo)準(zhǔn)；子帶編碼的自適應(yīng)脈碼調(diào)制(SB—ADPCM)，即ITU—T的G.722標(biāo)準(zhǔn)等等。*

參量編碼是根據(jù)輸入語音信號分析出模型參數(shù)，并傳送給接收端，接收端根據(jù)得到的模型參數(shù)重新合成語音信號。

這種編碼方法并不是忠實地反映輸入信號的原始波形，而是著眼于人耳的聽覺特性，以保證解碼語音信號的可懂度和自然度為目標(biāo)。

參量編碼可以大大地降低編碼速率?；旌暇幋a是把波形編碼的高質(zhì)量和參量編碼的低數(shù)據(jù)率相結(jié)合，因此可以得到較高的語音質(zhì)量和較好的壓縮效果，是語音編碼的發(fā)展方向。*

其中效果較好的混合編碼方法有多脈沖線性預(yù)測編碼MPLPC、碼激勵線性預(yù)測編碼CELPC(CodeExcitedLinerPredictionCoding)；規(guī)則脈沖激勵長時預(yù)測LPC編碼RPE—LTP(RegularPulseExcited—LongTermPrediction)；低延時碼激勵LPC編碼LD—CELPC(LowDelay—CELPC)等。

它們是靠傳輸語音的基本參數(shù)，如基音周期、共振峰、語音譜或聲強等來壓縮語音信號的冗余度，因此壓縮比一般都較高。

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相應(yīng)的國際標(biāo)準(zhǔn)有1992年ITU—T推薦的低延時碼激勵LPC編碼(LD—CELPC)標(biāo)準(zhǔn)G.728，其傳輸速率為16kb/s，延時小于2ms，音質(zhì)可以達(dá)到ADPCM的32kb/s編碼水平。

1996年ITU—T推出了G.723極低碼率語音壓縮編碼標(biāo)準(zhǔn)，傳輸速率為5.27kb/s和6.3kb/s兩檔，采用ACELPC方法。與其它相同碼率的語音編碼方法相比較，這兩種編碼方法都具有較高的語音質(zhì)量和較低的編碼延時(30~40ms)。*

對于聲音壓縮編碼，國際標(biāo)準(zhǔn)化組織(ISO)推出的MPEG—1

(MovingPictureExpertsGroup)聲音編碼算法作為一種開放、先進(jìn)、可分級的編碼技術(shù)，是高保真聲音壓縮領(lǐng)域的第一個國際標(biāo)準(zhǔn)(ISO11172—3)。

MPEG系列標(biāo)準(zhǔn)是關(guān)于視頻和音頻的壓縮標(biāo)準(zhǔn)，有關(guān)圖像壓縮的內(nèi)容將在后面介紹。

MPEG—1聲音編碼算法按照復(fù)雜度和壓縮比遞增分為一、二、三層。第一層的復(fù)雜度最低，在每聲道192kb/s提供高質(zhì)量的聲音；第二層有中等復(fù)雜度，可在128kb/s的速率提供近CD質(zhì)量的聲音；*

第三層結(jié)合了MUSICAM(MaskingPaternUniversalSubbandIntegratedCodingAndMultiplexing)和ASPEC的優(yōu)點，可在每聲道低于128kb/s的速率獲得滿意的質(zhì)量。在使用時，可以根據(jù)不同的應(yīng)用要求，使用不同的層來構(gòu)成音頻編碼器。

由于MUSICAM只能傳送兩個聲道，為此MPEG開展了低碼率多聲道編碼方面的研究，將多聲道擴展信息附加到MPEG—1音頻數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的輔助數(shù)據(jù)段中，這樣可以將聲道擴展到5.1個，即3個前聲道(左L、中C和右R)、兩個環(huán)繞聲道(左LS和右RS)和一個超低音聲道LFE(常稱為0.1)，由此形成了MPEG—2音頻編碼標(biāo)準(zhǔn)(ISO13818—3)。*

MPEG—2音頻編碼標(biāo)準(zhǔn)通常被稱為MUSICAM環(huán)繞聲。

ISO于1998年公布的MPEG—4聲音編碼標(biāo)準(zhǔn)將語音合成與自然音編譯碼相結(jié)合，更加注重多媒體系統(tǒng)的交互性和靈活性。

MPEG—4支持2kb/s～64kb/s的自然聲編碼，在技術(shù)上借鑒了已有的音頻編碼標(biāo)準(zhǔn)，如G.732、G.728、MPEG—1、MPEG—2等。為了在整個傳輸速率范圍內(nèi)得到較高的音頻質(zhì)量，規(guī)定了三種類型的編譯碼器：

①參量編譯碼器，用于比特率從2～10kb/s的語音編碼；

②碼激勵線性預(yù)測編譯碼器，用于中比特率6～16kb/s的語音編碼；

③采用以MPEG—2音頻編碼和矢量化技術(shù)的編譯碼器，用于高達(dá)64kb/s的聲音編碼。*幾種音頻壓縮編碼的比較：*4.5.2圖像壓縮編碼簡介

由于圖像信號經(jīng)過數(shù)字化以后，數(shù)碼率極高，可達(dá)216Mb/s，所以，如果將PCM數(shù)字圖像用于傳輸與存儲顯然是不可取的，因而必須進(jìn)行數(shù)據(jù)壓縮。

1.圖像壓縮機理

能夠進(jìn)行圖像壓縮的機理主要來自兩個方面，一是圖像信號中存在著大量的冗余度可供壓縮，這種冗余度在解碼之后可無失真地恢復(fù)；二是利用人眼的視覺特性，在不被主觀視覺察覺的容限內(nèi)，通過減少信號的精度，以一定的客觀失真換取數(shù)據(jù)壓縮。*

圖像信號的冗余度存在于結(jié)構(gòu)和統(tǒng)計兩個方面。

圖像信號結(jié)構(gòu)上的冗余度表現(xiàn)為很強的空間(幀內(nèi)的)和時間(幀間的)相關(guān)性。

圖像信號統(tǒng)計上的冗余度來源于被編碼信號概率分布的不均勻性由于圖像的最終接受者是人的眼睛，因此充分利用人眼的視覺特性，是實現(xiàn)碼率壓縮的第二途徑。

人眼對圖像細(xì)節(jié)、運動及對比度的分辨能力都有一定的限度，超過這個限度毫無意義。如果編碼壓縮方案能與人眼的視覺特性相匹配，就可以得到較高的壓縮比。

*2.圖像壓縮編碼標(biāo)準(zhǔn)簡介

(1)JPEG靜止圖像編碼標(biāo)準(zhǔn)

JPEG(JointPhotographicExpertsGroup)是聯(lián)合專家組的簡稱，成立于1986年。

JPEG采用的是幀內(nèi)編碼技術(shù)。它規(guī)定了基本系統(tǒng)和擴展系統(tǒng)兩個部分。

在基本系統(tǒng)中，每幅圖像都被分解為相鄰的8×8圖像塊。對每個圖像塊采用離散余弦變換(DCT)，得到64個變換系數(shù)，它們代表了該圖像塊的頻率成分。然后，再用一個非均勻量化器來量化變換系數(shù)。對DCT系數(shù)量化后，再用Z字形掃描將系數(shù)矩陣變成一維符號序列，然后再進(jìn)行Huffman編碼，分配較長的碼字給那些出現(xiàn)概率較小的符號。

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