單相并網(wǎng)逆變器PR控制設(shè)計(jì)與仿真分析案例目錄TOC\o"1-3"\h\u31305單相并網(wǎng)逆變器PR控制設(shè)計(jì)與仿真分析案例 1212321.1PR控制器設(shè)計(jì) 195691.1.1PR控制器設(shè)計(jì) 1124961.1.2鎖相環(huán)設(shè)計(jì) 3323691.2單相并網(wǎng)逆變器PR控制的仿真結(jié)果分析 574741.3兩級(jí)全控策略的仿真結(jié)果分析 10比例諧振控制早在20世紀(jì)90年代就被提出，可是直到21世紀(jì)初期才漸漸地被大家熟知，比例諧振控制器最初應(yīng)用于有源濾波器及諧波補(bǔ)償控制器中，直到2004年P(guān)R控制才被發(fā)現(xiàn)可以實(shí)現(xiàn)對(duì)交流輸入的無靜差控制，于是逐漸地被應(yīng)用到單相和三相電流控制系統(tǒng)中。下面介紹PR控制器的原理及其設(shè)計(jì)思路。1.1PR控制器設(shè)計(jì)1.1.1PR控制器設(shè)計(jì)PR控制器是運(yùn)用內(nèi)?？刂频脑?，把跟蹤信號(hào)的指令輸入到系統(tǒng)的控制中，同時(shí)把其作為參考信號(hào)，用其參考信號(hào)指令來實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤控制。本文的參考指令是并網(wǎng)電流的正弦信號(hào)，所以只需在系統(tǒng)的開環(huán)回路中引入該信號(hào)的頻域模型即可，其頻域模型一般分為兩種形式：(1.1)在頻率為時(shí)完成無靜差跟蹤，并且使穩(wěn)態(tài)誤差幾乎為零但是的相角變化范圍在一、二象限，而的相角變化范圍在三、四象限，所以比的相角變化范圍廣，從而能避免震蕩，更能保證系統(tǒng)穩(wěn)定。所以通常我們會(huì)選擇作為其傳遞函數(shù)。PR控制器可以減少坐標(biāo)變換次數(shù)，并且PR控制器比例項(xiàng)不受坐標(biāo)變換的影響，所以只需要考慮其積分項(xiàng)：(1.2)式中，為積分項(xiàng)系數(shù)，將其轉(zhuǎn)換到兩相靜止ɑβ坐標(biāo)系下，可得：(1.3)其中：(1.4)為諧振頻率，表示dq坐標(biāo)系相對(duì)于ɑβ坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)角速度，聯(lián)立上式可得：(1.5)式（1.5）為調(diào)節(jié)正序和負(fù)序分量的諧振量，兩式相加，便可以得到可以同時(shí)能調(diào)節(jié)正序和負(fù)序分量的諧振項(xiàng)：(1.6)令，可以得到ɑβ坐標(biāo)系下PR控制器的傳遞函數(shù)：(1.7)式（1.7）中，為比例項(xiàng)系數(shù)，為諧振項(xiàng)系數(shù)。式（1.7）為PR控制器在理想狀態(tài)下的傳遞函數(shù)，但是在實(shí)際情況不存在理想控制器，所以引入截止頻率，得到改進(jìn)PR控制，其傳遞函數(shù)如式（1.8）所示：(1.8)由第二章式（2.36）可知，逆變器輸出電流和參考電流與電網(wǎng)電壓有關(guān)，對(duì)于傳統(tǒng)的PI控制來說其在基波頻率處的增益是有限的，其增益值為，并且其輸出電流小于參考電流，系統(tǒng)存在穩(wěn)態(tài)誤差。而PR控制在基波頻率處的增益為，趨近于無窮大，其電流輸出值基本等于其參考值。所以PR控制具有更強(qiáng)的抗干擾能力，可以實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差，并且其系統(tǒng)控制寬度更廣。PR控制的系統(tǒng)框圖如圖1.2所示。圖1.2基于PR控制的單相并網(wǎng)逆變器閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖1.1.2鎖相環(huán)設(shè)計(jì)對(duì)于傳統(tǒng)單相鎖相環(huán)來說，在同一時(shí)刻只能采集到的一個(gè)電壓信號(hào)，所以無法向三相鎖相環(huán)一樣準(zhǔn)確地獲得相位、幅值。為了解決這一問題我們需要通過虛擬矢量法來虛擬出另外一相或者兩相電壓信號(hào)。在第一章中，我們已經(jīng)知道單相鎖相環(huán)是由相位檢測(cè)、濾波環(huán)節(jié)、電壓控制振蕩器等三部分組成，而通過閱讀文獻(xiàn)可知，在各種單相鎖相環(huán)中，濾波環(huán)節(jié)和電壓控制振蕩器基本類似，所以相位檢測(cè)是影響單相鎖相環(huán)性能的關(guān)鍵。在1.1.2中我們介紹了鎖相環(huán)PLL的基本結(jié)構(gòu)如圖1.1所示。目前使用的最廣泛地單相鎖相環(huán)是傳統(tǒng)的單同步坐標(biāo)系鎖相環(huán)（SRF-PLL）。但是因?yàn)閱蜗噫i相環(huán)只有一個(gè)輸入信號(hào)，不能像三相鎖相環(huán)一樣進(jìn)行坐標(biāo)變換，所以我們?cè)谳斎胄盘?hào)后增加了一個(gè)正交信號(hào)發(fā)生器（OSG），使其在經(jīng)過正交信號(hào)發(fā)生器后增加了一個(gè)與輸入信號(hào)正交的信號(hào)。其結(jié)構(gòu)如圖1.1所示。圖1.1OSG-PLL的基本結(jié)構(gòu)圖通過第一章介紹我們可知根據(jù)單相鎖相環(huán)的正交信號(hào)發(fā)生器的類型不同，分為了不同類型的單相SRF-PLL結(jié)構(gòu)。本節(jié)主要介紹基于二階廣義積分算法（SOGI）的OSG-PLL的工作原理，并在MATLAB中搭建其仿真模型?；诙A廣義積分算法（SOGI）的正交信號(hào)發(fā)生器（OSG）的結(jié)構(gòu)圖和其在Simulink中的模型如圖1.2（a）和1.2（b）所示。ug為單相電網(wǎng)電壓輸入信號(hào)，為單相電網(wǎng)電壓輸入信號(hào)，為OSG輸出信號(hào)，即，常數(shù)K為增益系數(shù)，為系統(tǒng)的諧振頻率。由圖1.2（a）可知基于SOGI算法的正交信號(hào)發(fā)生器系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：(1.9)圖1.2（a）SOGI-OSG的基本原理圖圖1.2（b）SOGI-OSG在Simulink中的仿真模型由式（1.9）可知，OSG在αβ坐標(biāo)系下輸出的直軸分量和交軸分量，具有帶通濾波器特性和低通濾波器特性，所以可以減小高次諧波的影響。當(dāng)與電網(wǎng)基頻相等，并且增益系數(shù)小于2時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，并且OSG的輸入信號(hào)與虛擬信號(hào)始終保持正交。但是，當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生波動(dòng)時(shí)，與電網(wǎng)基頻不再相等，此時(shí)就不再嚴(yán)格正交，從而會(huì)產(chǎn)生幅值波動(dòng)和相位差，導(dǎo)致鎖相環(huán)精度下降，所以我們要保證在任何干擾下都要跟隨電網(wǎng)基頻，確保輸出的兩個(gè)信號(hào)嚴(yán)格正交?；赟OGI-OSG的OSG-PLL結(jié)構(gòu)圖和在Simulink中的模型如圖1.3（a）和1.3（b）所示。圖1.3（a）SOGI-PLL的基本原理圖1.3（b）SOGI-PLL在Simulink中的模型1.2單相并網(wǎng)逆變器PR控制的仿真結(jié)果分析為了驗(yàn)證PR控制在單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中的有效性和可行性，我們?cè)贛ATLAB/Simulink中，對(duì)傳統(tǒng)滯環(huán)電流控制和PR控制的單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析和對(duì)比。電路參數(shù)如表1.1所示。表1.1電路參數(shù)參數(shù)數(shù)值逆變器側(cè)電感6mH濾波電容0.00094F電網(wǎng)電壓220V直流電壓600V為了能更好地實(shí)現(xiàn)單相并網(wǎng)我們將上一節(jié)提出的鎖相環(huán)分別應(yīng)用到PR控制器和滯環(huán)電流控制器中，其在Simulink中的模型如圖1.4（a）和1.4（b）所示。圖1.4（a）PR控制圖1.4（b）滯環(huán)電流控制由圖1.5和1.6我們可以看出PR控制和滯環(huán)電流控制都可以很好地實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓同相位，并且輸出的并網(wǎng)電流正弦性都很好。但是PR控制和滯環(huán)電流控制相比其輸出的并網(wǎng)電流諧波含量較少，所以采用PR控制單相并網(wǎng)逆變器可以輸出更高質(zhì)量的并網(wǎng)電流。1.5（a）PR控制電壓與電流波形圖1.5（b）PR控制電流波形圖圖1.6（a）滯環(huán)電流控制電壓、電流波形圖圖1.6（b）滯環(huán)電流控制電流波形圖由圖1.7和1.8可以看出滯環(huán)電流控制和PR控制都能輸出互補(bǔ)的PWM波，但是相比較而言，滯環(huán)電流控制輸出的PWM波開關(guān)頻率不固定，而PR控制能輸出固定的開關(guān)頻率。圖1.7滯環(huán)電流控制開關(guān)頻率圖1.8PR控制開關(guān)頻率圖1.9為兩種控制方法下系統(tǒng)并網(wǎng)電流諧波失真結(jié)果，可以看出采用PR控制方法的系統(tǒng)的FFT諧波分析結(jié)果更理想，其電流總諧波失真比滯環(huán)電流控制減少了9.09%，且總體諧波比滯環(huán)電流控制要少。所以說明采用PR控制可以輸出更高質(zhì)量，正弦度更高的并網(wǎng)電流。圖1.9滯環(huán)電流控制電流諧波失真結(jié)果圖1.10PR控制電流諧波失真結(jié)果1.3兩級(jí)全控策略的仿真結(jié)果分析針對(duì)表1.2提出的常見的永磁同步發(fā)電機(jī)控制策略的缺點(diǎn)，本文提出了一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即兩級(jí)全控的小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電單相并網(wǎng)系統(tǒng)。在此系統(tǒng)中前級(jí)采用全控整流，利用本文設(shè)計(jì)的改進(jìn)的模型預(yù)測(cè)直接功率控制策略控制PWM整流器，可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制和機(jī)側(cè)最大風(fēng)能跟蹤，并且輸出穩(wěn)定的直流電壓；后級(jí)采用單相并網(wǎng)逆變器，外環(huán)采用比例諧振控制來抑制諧波，并且可以輸出固定的開關(guān)頻率。本文設(shè)計(jì)的兩級(jí)全控的小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電單相并網(wǎng)系統(tǒng)，前級(jí)采用改進(jìn)的MPDPC控制PWM整流器，后級(jí)采用PR控制，控制系統(tǒng)單相并網(wǎng)。為了體現(xiàn)本文設(shè)計(jì)的控制策略的可行性和有效性，本文用常規(guī)的矢量控制和滯環(huán)電流控制并網(wǎng)與其對(duì)比，兩種控制策略在Simulink中的仿真圖如圖1.11和1.12所示，因?yàn)榘l(fā)電機(jī)剛開始運(yùn)行是不穩(wěn)定，所以我們?cè)黾恿艘粋€(gè)step環(huán)節(jié)，前0.5s給電容充電，在0.5s等發(fā)電機(jī)穩(wěn)定時(shí)，再進(jìn)行并網(wǎng)。圖1.11改進(jìn)模型預(yù)測(cè)直接功率控制-PR控制圖1.12傳統(tǒng)矢量控制-滯環(huán)電流控制由圖1.13和圖1.14可以看出兩級(jí)全控的控制策略可以控制并網(wǎng)電流與電壓同相位，實(shí)現(xiàn)單位功率因