1、Active Clamp and Reset Technique 有源鉗位電路 完整開關周期工作過程分析 摘自TI資料 莊主 2006.02.182.20,傳統(tǒng)的復位電路及RCD復位電路,有源鉗位電路及include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的電路,三種復位方式的性能比較,有源鉗位的優(yōu)點及與其它電路的相比較的不同點:,SIGNIFICANT BENEFITS: 映射回來的電感充電電流;原邊的磁化電流).能量流動很快建立在此階段.主管保持一定時間的開通以調整輸出電壓.通過P

2、WM信號來控制.當時間到達t1時,主管關斷.一般來說,這一階段和傳統(tǒng)的開關拓撲過程是一樣的.,Linear Transition: t1tt2在t1時刻,主管關斷.主管上電流立即從QA轉移其輸出寄生電容(CA)上,體二極管DA反偏.由于映射過來的整個輸出電流(由于較大的Lo在增加)在原邊流動,CA充電非常迅速.MOS上電壓呈線性上升,QC上電壓于此同時線性下降.此過程一直持續(xù)到t2當CA被完全充電到Vin.同樣,CC上電壓同時從初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此階段在變壓器初級電壓降到0時在t2結束.這一階段可被看作兩個并聯(lián)的電容(CA V=Vin 此等式中有效的電容是兩個開關輸出電容的并

3、聯(lián)組合.CA和CC;為補償高壓MOS的有效電容,IR建議對Coss乘一個4/3的系數(shù),也就是變壓器原邊電容必須考慮成一個并聯(lián)的電容,整個網(wǎng)絡電容應為C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1).T1時刻的原邊電流可以近似為輸出負載電流(或電感電流)除以變比N. 考慮到輸出Ripple電流和變壓器磁化電流較小,簡化為:Ipri(t1)=Iout/N.此過程時間近似等式為:注意當原邊電流幅值沒有很大改變時,其流過路線正發(fā)生變化.整個原邊電流現(xiàn)在被分成主管輸出電容的充電和輔管(QC,鉗位開關)輸出電容的放電.為簡化起見,分析中認為電流近似平均分配.盡管確切的比例是每個MOS輸出電容值的函數(shù).因此,在

4、t1時刻,QA上電流從滿載電流下降到一半值,于此同時QC上電流從0上升到滿載(full load)的一半值.這個近似假設MOS的輸出電容值是相等的.實際中,它們是不一樣的,因為鉗位開關MOS一般比較小封裝. 因此,可能會略微超過一半流進主管,略微小于一半流進ZVT開關.,Passive Reset wr=1/(Lmag*Creset)1/2 (wr in radians),轉換成頻率:fres=wr/(2*3.14159), or wr/6.28整個的諧振周期為:Tres(period)=1/fres;有源復位持續(xù)時間是特定的占空比和頻率的作用結果.它不被PWM控制,而是輸出電壓調整的結果.關

5、于這個問題本文另有提及. 真正令人感興趣的是鉗位電壓隨著工作條件及其變化而變化.例如,任意地讓主管開通更時間將導致更高的磁化電流(或能量).在主管關斷和復位管開通時間內(nèi),勵磁電感放電到鉗位電容,導致它的電壓上升.現(xiàn)在,當復位開關開通后,它處在一個更高的電壓比起以前而導致更高的復位電流.這種自適應調整在每一個周期發(fā)生而不需要其它復雜的控制電路.,Resoant transition / t5tt6復位開關在t5關斷導致原邊電流從QC的導電溝道向CC轉移.QC之Vds開始上升,迫使the “source” node流向更低的電位方向.(the lower supply rail),從其初始的幅值V

6、cr.變壓器原邊電流同時開始下降,但是注意磁化電流依然在上升從其在t5時刻的值.盡管穿過勵磁電感的電壓在減少,但是仍有電壓加在上面直到t6,從而導致電流增加,但斜率下降.同時注意主管的漏級電流發(fā)生變化.在以前的階段沒有電流流過QA,但是從t5開始出現(xiàn).QA的D極電位被鉗位電壓(Vcr)控制當QC開通時(t5前).一旦QC關斷,原邊電流同時對CC充電,主管輸出電容CA放電.整個原邊電流在兩個電路中被分開,按照其輸出電容的大小比例.在副邊,自從上一階段就沒有什么變化.輸出電感放出其貯存的能量,作為一個恒定電流. 通過D2到負載.D2反偏關斷.這個階段到t6結束,當穿過變壓器的電壓為0.原邊電流到達

7、其最低的負值(Ir).,Resoant transition / t6tt7本階段的轉換與前面有所不同.首先,原邊電流斜率與前面相反,雖然仍是負值,但是方向朝著0值.變壓器電壓也開始反向,隨著轉變節(jié)點從VIN變到0在t7時刻.這將使整個輸入電壓穿過它.沒有電壓經(jīng)過主管直到整個CYCLE結束.這個從有源復位開始的諧振過程由貯存在磁化電感里的能量來驅動.需要貯存足夠的電感能量來保證兩個MOS,QA和QC的對立的電容能量需要.為滿足所有的工作條件,在t7時刻原邊電流可能總是很小的,但不是0,以便實現(xiàn)ZVT.多余的電流將在時間t7通過QA的體二級管,在鉗位開關位置再對鉗位電容電壓(Vcr)充電. 其好

8、處是磁化電流的P-P值保持恒定在整個LINE和LOAD條件下.不需要overdesign被需要.依靠次級電感和對原邊繞組的耦合,負載電流能夠從D2向D1轉移在這個階段.畢竟,變壓器原邊電壓已到達同樣的幅值.注意電流是反向的.很明顯在原副邊沒有能量傳遞.然而副邊電位同QA開通時是一樣的.在負載邊兩種情況是占主要的.一是負載電流全部由D2轉移到D1,并耦合回原邊與諧振電流相反,占主要地位.它的影響是re-position the main switch with the full input voltage across it.ZVT難以實現(xiàn).另外一種情況是D2傳輸全部負載電流,D1完全關斷.這種

9、導致不好的耦合在原副邊繞組間,這是有可能的.還有另外一種不大發(fā)生的可能,就是D1和D2各自流過一半的負載電流.在本階段或下一階段這種情況某點發(fā)生時,顯然這種情況不會象其它拓撲那樣持續(xù)很長時間. 由于變壓器的耦合,寄生元件及外部串連電感的使用,出現(xiàn)了這么多種情況.當t7時刻到達后,由于有源復位和諧振電路元件使得主管處于零電壓狀態(tài).有源鉗位/復位開關之Vds電壓到達其最大值,包括輸出電壓和鉗位電壓.電流很小以維持開關鉗位在這個位置.,Circulation Interval: t7tt8這個短暫的階段處在主管完全處于ZVS狀態(tài),直到t8時刻開通.一般來說,這個區(qū)間用來適應所有的諧振電路的tolerance,輸出電壓以及磁化電流的變化.這一階段很少活動發(fā)生.此前描述的副邊電流的問題也存在于這個區(qū)間.大多數(shù)情況,電路simply coasts(滑行)直到主管重新開通.,Clock Vgs QA Vin+Vcr Vds QA Vin Ipr Im 0 -Ir Ipr Ichannel,Pracitcal Design