電子科技大學(xué)碩士論文摘要微波超線性功率放大器研究作為一項(xiàng)十分有意義又深具挑戰(zhàn)性的課題越桌越受關(guān)注。隨著現(xiàn)代無線通信的發(fā)展，特別是里里M笠劍的無線通信的發(fā)展，超線性功率放大器已經(jīng)成為必不可少的重要部件。本文分析了微波功率放大器的非線性特性，特別是AMAM轉(zhuǎn)換和AMPM轉(zhuǎn)換對多載波信號(hào)的影響，也介紹了反饋、前饋、預(yù)失真等各種常用線性化技術(shù)的基本原理，并對它們的優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行了比較總結(jié)。本文的主要工作是根據(jù)35GHZ固定無線接入系統(tǒng)中心射頻站指標(biāo)要求研制35GHZ功率放大器，并采用前饋技術(shù)對其進(jìn)行線性化研究。本文研制的35GHZ前饋放大器采用了矢量調(diào)制器來實(shí)現(xiàn)前饋環(huán)路的幅度和相位調(diào)節(jié)在雙音測試結(jié)果中，三階交調(diào)IM3的改善超過了35DB，前饋系統(tǒng)輸出IM3抑制近60DBC，達(dá)到了預(yù)期指標(biāo)，滿足了通信需要。關(guān)鍵字無線接入功率放大器線性化前饋三階交調(diào)電子科技大學(xué)碩士論文ABSTRACTWITHTHEDEVELOPMENTOFWIRELESSCOMMUNICATION，ESPECIALLYCDMAFORMAT，ULTRALINEARMICROWAVEPOWERAMPLIFIERHASBEENPAIDMOREANDMOREATTENTIONANDBEENANECESSARYCOMPONENTINWIRELESSSYSTEMSTHENONLINEARINFLUENCEONMULTIPLECARRIERSSIGNAL，SUCHASAMAMANDAMPMCONVERSION，HASBEENANALYZEDINTHISPAPERSOMECOMMONLINEARIZATIONTECHNIQUES，SUCHASFEEDBACK，F(xiàn)EEDFORWARDANDPREDISTORTION，HAVEALSOBEENINTRODUCEDANDCOMPARED，WHICHSHOWSTHATFEEDFORWARDISTHEPREFERREDLINEARIZATIONAPPROACHFORAPPLICATIONINTHISPAPERITISTHEMAINWORKOFTHISPAPERTORESEARCHANDDEVELOP35GHZPOWERAMPLIFIERUTILIZINGFEEDFORWARDTECHNOLOGYFORCRSIN35GHZFIXEDWIRELESSACCESSSYSTEMVECTORMODULATORSHAVEBEENUSEDINTHISPAPERTOVARYTHEPHASEANDAMPLITUDEOFSIGNALSINTHEINBANDSPURIOUSCANCELLATIONLOOPOFFEEDFORWARDPOWERAMPLIFIERSFFPAINTHETWOTONETEST，35GHZFFPADEVELOPEDINTHISPAPERSHOWSMORETHAN35DBIMPROVEMENTINTHETHIRDORDERINTERMODULATIONIM3，OFFERSAPPROXIMATELY60DBCIM3OUTPUT，ACHIEVESTHEEXPECTEDGOAL，ANDMEETSTHECOMMUNICATIONREQUIREMENTKEYWORDWIRELESSACCESS，POWERAMPLIFIER,LINEARITY,FEEDFORWARD，THIRDORDERINTERMODULATIONH獨(dú)創(chuàng)性聲明本人聲明所呈交的學(xué)位論文是本人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得的研究成果。據(jù)我所知，除了文中特別加以標(biāo)注和致謝的地方外，論文中不包含其他人已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果，也不包含為獲得電子科技大學(xué)或其它教育機(jī)構(gòu)的學(xué)位或證書而使用過的材料。與我一同工作的同志對本研究所做的任何貢獻(xiàn)均已在論文中作了明確的說明并表示謝意。簽名盎耋丕臼期加；年多月倍曰關(guān)于論文使用授權(quán)的說明本學(xué)位論文作者完全了解電子科技大學(xué)有關(guān)保留、使用學(xué)位論文的規(guī)定，有權(quán)保留并向國家有關(guān)部門或機(jī)構(gòu)送交論文的復(fù)印件和磁盤，允許論文被查閱和借閱。本人授權(quán)電子科技大學(xué)可以將學(xué)位論文的全部或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)庫進(jìn)行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存、匯編學(xué)位論文。保密的學(xué)位論文在解密后應(yīng)遵守此規(guī)定簽名導(dǎo)師簽名日期五一歲年；月培日電子科技大學(xué)碩士論文第一章引言以往，射頻功率放大器主要用于高頻單邊帶及電視發(fā)射機(jī)視頻、音頻信號(hào)的組合放大，這些系統(tǒng)對功率放大器的線性和效率的要求不高，通過手動(dòng)校準(zhǔn)等簡單技術(shù)即可實(shí)現(xiàn)。F圖11功率放大器的頻譜再生效應(yīng)隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，尤其是窄帶CDMA和第三代移動(dòng)通信等技術(shù)的發(fā)展，對功放的線性提出了更高的要求。在CDMA等無線通信系統(tǒng)基站中，如果采用一般的高功率放大器，由于功率放大器的交調(diào)失真，將會(huì)出現(xiàn)頻譜再生效應(yīng)如圖11所示，從而干擾了相鄰信道，甚至產(chǎn)生誤碼。載波1載波2載波3載被4蘭墊H舍剝2墊壁H臺(tái)副2菇器圖L2A采用功率合成的基站圖12B采用超線性功放的基站在多載波系統(tǒng)的基站射頻單元中，如果使用單載波功放，則必須在功放輸出端進(jìn)行大功率合成，如圖12A所示，其合成器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以實(shí)現(xiàn)。而運(yùn)用微波功率放大器的線性化技術(shù)，可以先采用小信號(hào)功率合成器將各路電子科技大學(xué)碩士論文載波合成一路，再通過超線性微波功率放大器進(jìn)行放大【21，如圖12B所示，可以大大降低基站的制造成本，減少基站的體積。每個(gè)扇區(qū)內(nèi)的工作載頻數(shù)越多，這種方式的優(yōu)勢越明顯。本文的工作就是進(jìn)行微波超線性功率放大器研究。其中，第二章是本文工作的理論前提，分析了微波功率放大器AMAM轉(zhuǎn)換及AMPM轉(zhuǎn)換對多載波信號(hào)的影響；第三章介紹了各種常用線性化技術(shù)的基本原理，并對它們的優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行了比較總結(jié)；然后，考慮到目前正在啟動(dòng)的35GHZ固定無線接入系統(tǒng)的需要，本文的第四章和第五章敘述了35GHZ功率放大器的研制以及運(yùn)用前饋技術(shù)對其進(jìn)行線性化研究的過程。按照35GHZ固定無線接入系統(tǒng)中心站射頻單元的指標(biāo)要求，本文研究的超線性功率放大器預(yù)期達(dá)到以下技術(shù)指標(biāo)工作頻率35003530MHZ輸出功率30DBM三階交調(diào)抑制45DBC小信號(hào)增益20DB諧波抑制40DBC輸入輸出駐波比I1I1窆2NNUJUJCOSQ，一Q，F(xiàn)228I1，TLJTO甲O一TG。孚KL229因?yàn)锳MPM轉(zhuǎn)換和AMAM轉(zhuǎn)換對傳輸信號(hào)的綜合作用，輸出信號(hào)為而若令VOALKCOSW0FQ，F(xiàn)口】ASKCOS【W(wǎng)。RQ。F口】月R、I1L，一LJF230臼COJ20CONU2C0NNU。UJCOSW一23110電子科技大學(xué)碩士論文K，QU，COSWOTFL。TO】IL01。QU，COSWOTQ，TOSINW。FQ，F(xiàn)】，ILNALU，COSWFTAL口U，SINW，；】1NNQU，COS“W，TLCOUU。SINW,TI_LTL，L口1CONNU，UJCOSW，一W，杰U，SINW。FQU，COSW，T一口1C。UU。SINW，R由該式可以看出，在系數(shù)鞏和附加相位0的作用下除輸出基波信號(hào)外，還會(huì)產(chǎn)生與基波信號(hào)相移90。的畸變分量第二項(xiàng)，以及交調(diào)分量2WLWJ。但是，這時(shí)的交調(diào)分量與幅度非線性產(chǎn)生的交調(diào)分量在相位上相差90。在式230中，若令巧F碼掛UL。WOFQP口】13巧F碼U。COSFQ，R口】L，LJ碼夸COS口】3釧，諾岫S陬枷】J我們從式26、27、28可以得到，由系數(shù)碼變化的形成的失真產(chǎn)物落到頻帶以內(nèi)的各項(xiàng)有WIT0型降啪3。AAUI，別COSC刪R233將A，看作是不隨頻率R234勁OQD睢N、|，MK”BRN亙卜PUU。川。HU。喁，一2一電子科技大學(xué)碩士論文【2W，一WJ，O型】喜喜；QUUC。S【2W，一L口】ZSSW，WJ一口型】NNN要。，。C。S【W(wǎng)。236ASUUUWJWKTO曇。，。COS。JLTL，TLTL現(xiàn)在將式231代入式234、235、236，經(jīng)過化簡整理后得到基波信號(hào)1Q窆ILU爭TL三4吒UJ3碼U，騫U；C。S，CZ一。，幅度非線性產(chǎn)生的交調(diào)失真分量杰杰要A3研COS2WIH三研一HJTL，葉幅度非線性產(chǎn)生的三階差拍分量F238寶寶寶曇嗚UU隊(duì)C。S“W，一239；L，；LKL幅度非線性和相位非線性綜合作用的產(chǎn)物一QCO善NU，善NU一喜三QU主碼U，言U；C。喜U一寶窆知UU，LTLJT，葉警秘喜秘卟罄州73以私JL二沖LL1件JL王L1厶，“112240FN堪UU。川。一2電子科技大學(xué)碩士論文34、56、7魯寶寶USIN_，11J，J_丁ALTO弘N窆秘盱馨碼73TLTM，U耖I二T1，L葉二，T，I241一寶寶丟A3UUJ導(dǎo)窆窆USIN3一ZW，LLIL“JTJF2431一寶杰窆尋A3UIUJU,C。窆UF2S；NHWJWK【。212121二21J244一主窆窆尋碼UU以導(dǎo)寶寶仉U(xiǎn)SIN2WL一，LTZLJ。L181，LJ，JR2451一寶寶窆曇吒U，以導(dǎo)窆窆USIN2一【一I21KL二一IFJR246綜上所述，我們可以得出如下結(jié)論1經(jīng)過非線性功率放大器以后輸出的基波分量、幅度非線性的三階交調(diào)和三階差拍分量與以前的分析結(jié)果是一致的。2AMAM轉(zhuǎn)換與AMPM轉(zhuǎn)換的綜合作用產(chǎn)生的畸變分量很多，既有對應(yīng)于基波相移90。的分量，也有三階交調(diào)、三階差拍分量等。以上分析中僅考慮失真系數(shù)口，和A，各個(gè)畸變分量中含有因子A1C。或QC。表明是AMAM和ANPM轉(zhuǎn)換共同作用的結(jié)果。3因?yàn)槎噍d波輸入信號(hào)的包絡(luò)與頻率有關(guān)，所以在系數(shù)鞏、CO的作用下產(chǎn)生了三階交調(diào)2W，一W，干擾分量；同樣的道理，在吒、CO的作用下出現(xiàn)了五階交調(diào)3WL一2W，干擾分量。這就是非線性對傳輸信號(hào)的頻譜擴(kuò)展效應(yīng)。13輪、，葉0一MBL，NS、JU。G，UUQ34。P芻。一JUU。川。一2電子科技大學(xué)碩士論文4如果系數(shù)Q和A，的相位相反，那么因子口CO和碼C。的符號(hào)相反，相應(yīng)的各項(xiàng)是相互抵消的。需要注意的是，在各個(gè)對應(yīng)的頻率點(diǎn)上，AMPM轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的干擾分量與AMAM轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的干擾分量在相位上相差90。，即兩個(gè)矢量是正交的。若要求兩個(gè)正交矢量的合成，設(shè)VLV1COSWTLVLCOSWT90。IVICOSWTP,247其中MU巧I2LVE22_48一。1斜因此，其合成矢量的表達(dá)式為礦廚麗COSWTTANQ它與兩個(gè)矢量之間的關(guān)系見下圖249250圖24兩個(gè)正交矢量的合成如果我們知道某一頻點(diǎn)上AMPM和AMAM轉(zhuǎn)換分別產(chǎn)生的畸變分量，就可以應(yīng)用式248、249計(jì)算出它們合成信號(hào)的幅度和相位，并代入式250就得到其解析表達(dá)式。由此可見，用雙載波法測試交調(diào)失真信號(hào)的幅度，實(shí)際上是AMPM和AMAM轉(zhuǎn)換分別產(chǎn)生的兩個(gè)交調(diào)失真分量的合成信號(hào)的幅度。I4電子科技大學(xué)碩士論文第三章微波功率放大器的線性化技術(shù)為了消除微波功率放大器的非線性失真，必須采用一些可靠的線性化技術(shù)。提高放大器線性度最簡單的方法是將放大器工作在甲類，并降低工作電平，直到得到所要求的線性度，即功率回退法。在典型的甲類功率放大器中，N階交調(diào)分量輸出功率隨輸入功率變化為NDBDB，而線性輸出變化為1DBDB。所以少許的功率回退可以使IM產(chǎn)物大幅壓縮，特別是對高階產(chǎn)物。功率回退技術(shù)常用于低功率電路中，也可用于UHFTV發(fā)射機(jī)中。這項(xiàng)技術(shù)簡單易行，但效率低，并且，RF晶體管的選用要留有一定回退容量。對線性要求較高的系統(tǒng)，功率回退技術(shù)則難以滿足要求，需要采用更復(fù)雜的線性化技術(shù)。目前主流的線性化技術(shù)主要有三大類，即反饋技術(shù)、前饋技術(shù)與預(yù)失真技術(shù)，下面就簡單介紹一下這些技術(shù)的原理及其發(fā)展。31反饋技術(shù)將RF輸出信號(hào)直接反饋到輸入端，通過反饋來達(dá)到對IM產(chǎn)物的抑制，即RF直接反饋法，常用于低功率放大器，其應(yīng)用受到工作頻率和輸出功率的很大限制，反饋環(huán)上的有限時(shí)延限制了帶寬【”，而且，這種方法難以實(shí)現(xiàn)多級(jí)反饋。在更高電平上，反饋網(wǎng)絡(luò)耗散很大，不得不使用高功率電阻，增加了成本和結(jié)構(gòu)復(fù)雜性。另外，UHF頻段上單個(gè)RF放大器僅有約10DB的增益，通過直接反饋，減少增益來提高IMD必然要受到一定限制。調(diào)制反饋技術(shù)是利用檢波或解調(diào)來恢復(fù)基帶調(diào)制信號(hào)和功放輸出信號(hào)，然后利用基帶信號(hào)與輸出信號(hào)之間的誤差來校正放大器的驅(qū)動(dòng)或控制信號(hào)。簡單的調(diào)制反饋系統(tǒng)一般僅僅是幅度反饋，較高級(jí)的系統(tǒng)則幅度和相位都需要校正。跟直接反饋相比，由于調(diào)制反饋系統(tǒng)反饋到輸入端的信號(hào)是用于調(diào)制，所以，在反饋程度比較深的情況下，仍然可以得到穩(wěn)定的工作點(diǎn)。調(diào)制反饋技術(shù)具體的實(shí)現(xiàn)方法有很多，如包絡(luò)反饋技術(shù)、包絡(luò)抵消與恢復(fù)技術(shù)、極化環(huán)技術(shù)、笛卡兒環(huán)技術(shù)等等。包絡(luò)反饋技術(shù)【6】是校正AMAM失真的一項(xiàng)比較簡單的技術(shù)，在TDMA15電子科技大學(xué)碩士論文發(fā)射機(jī)的AGC環(huán)中，有時(shí)使用這種技術(shù)來補(bǔ)償功率放大器的增益變化和控制脈沖整形。圖31給出了包絡(luò)反饋系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)?？梢钥吹剑β史糯笃鬏敵龅腁M分量通過檢波器被解調(diào)出來，并反饋到差分放大器中，與被檢波后的輸入信號(hào)樣本作比較；誤差信號(hào)即放大器的AM失真被放大、濾波后，再對功率放大器的驅(qū)動(dòng)級(jí)進(jìn)行調(diào)制，從而對功率放大器輸出的幅度分量進(jìn)行了校正。圖31包絡(luò)反饋對于包絡(luò)反饋系統(tǒng)，檢波器必須有較寬的動(dòng)態(tài)范圍和準(zhǔn)確的跟蹤，否則環(huán)路增益和誤差信號(hào)的準(zhǔn)確度將受到信號(hào)的影響，致使校正程度降低，甚至增大了高階失真產(chǎn)物。包絡(luò)反饋技術(shù)沒有補(bǔ)償相位失真，如果在信號(hào)處理過程中時(shí)延較大的話，信號(hào)的AM和PM分量間可能會(huì)產(chǎn)生相位差，使校正處理被削弱或變得不對稱。通常，校正電路的帶寬必須是調(diào)制信號(hào)包絡(luò)帶寬的10倍以上。包絡(luò)消去與恢復(fù)技術(shù)EERF”起初是用在SSB和TV發(fā)射機(jī)中，如圖32所示，利用檢波器和限幅器，RF輸入信號(hào)被分別分成幅度和相位分量，相位分量在丙類放大器中被放大。在電子管設(shè)計(jì)中，幅度分量常被用來進(jìn)行末級(jí)調(diào)制；而在固態(tài)電路中，幅度分量則可以通過PWM調(diào)制器直接加在丙類放大器上。由于RF功率放大器工作在丙類，可以得到非常高的效率，典型值效率大于50，IM3失真抑制約30DBC。但是，限幅器的非理想性和調(diào)制器的AMPM轉(zhuǎn)換等因素都將影響放大器輸出的失真產(chǎn)物，有時(shí)會(huì)產(chǎn)生附加的高階產(chǎn)物。16電子科技大學(xué)碩士論文圖32包絡(luò)消去與恢復(fù)極化環(huán)ISPOLARLOOP與EER有某種程度上的類似，RF信號(hào)也被分解成幅度和相位分量。不過，極化環(huán)要更復(fù)雜些，它要用到幅度和相位調(diào)制反饋。如圖33所示，極化環(huán)系統(tǒng)實(shí)際上也是包絡(luò)反饋系統(tǒng)的一種擴(kuò)展形式，它不僅通過一個(gè)AGC環(huán)對功率放大器的幅度失真進(jìn)行校正，它還通過鑒相器PD和壓控振蕩器VCO構(gòu)成的鎖相環(huán)PLL來保持放大器穩(wěn)定的相位轉(zhuǎn)移特性。極化環(huán)系統(tǒng)的平均效率大于40，IM3約50DBC左右，若使用性能非常好的晶體管，效率還可達(dá)到50以上。極化環(huán)技術(shù)已經(jīng)被用在高功率的商業(yè)中波發(fā)射機(jī)中，若在要求的帶寬上降低假響應(yīng)電平，并有足夠反饋，則它還可用在VHF和UHF高效多載波放大器中。不過，由于反饋環(huán)路中視頻電路帶寬的限制，它通常應(yīng)用在單載波系統(tǒng)中。限幅器鑒相器限幅器混頻器振蕩器圖33極化環(huán)17電子科技大學(xué)碩士論文笛卡兒環(huán)19】在上世紀(jì)九十年代逐漸流行起來，已經(jīng)有大量相關(guān)產(chǎn)品，其與極化環(huán)的差異在于其輸入的是基帶信號(hào)，而非RF信號(hào)，因而它可視為線性化發(fā)射機(jī)而不僅僅是放大器。如圖34所示，基帶IQ輸入信號(hào)通過差分放大器加在了正交的IQ調(diào)制器上，再通過功率放大級(jí)輸出。然后，一部分RF輸出信號(hào)經(jīng)過衰減和正交的IQ解調(diào)器解調(diào)后又反饋到輸入端，與基帶輸入信號(hào)比較而生成IQ調(diào)制器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。本振頻率源產(chǎn)生的本振信號(hào)分成了兩路，分別加到主路和反饋支路上，并工作在信道的中心頻率上。與極化環(huán)相比，這種系統(tǒng)的好處在于IQ兩個(gè)正交信道有良好的匹配，并且增益和帶寬對稱。使用先進(jìn)的射頻和軟件技術(shù)，極化環(huán)系統(tǒng)的可以達(dá)至LJ45DB的鏡像抑制和50DB的載波抑制。在有限的帶寬上，實(shí)際系統(tǒng)的線性度可以提高到45DB以上。在最初的設(shè)計(jì)中，基帶IQ信號(hào)通過相移網(wǎng)絡(luò)來得到，隨著廉價(jià)DSP芯片的發(fā)展，利用DSP芯片，可以更容易地生成幅度和相位準(zhǔn)確匹配的IQ信號(hào)。甚至，利用DSP芯片，可以對IQ信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真，從而彌補(bǔ)了RF電路中的不足。差分放大器IQ調(diào)制囂羹帶敲丈器IQ解調(diào)囂32前饋技術(shù)圖34笛卡兒環(huán)線性化系統(tǒng)號(hào)前饋技術(shù)10121比反饋技術(shù)提出的早，是一種寬帶線性化技術(shù)，也是蜂窩I電子科技大學(xué)碩士論文通信和PCS基站的AMPS，TDMA，GSM多載波系統(tǒng)，以及IS95單載波放大系統(tǒng)常用的線性化技術(shù)。前饋技術(shù)基本原理是通過將主功率放大器產(chǎn)生的失真信號(hào)樣本前饋到放大器輸出端，來大量抵消放大器輸出端的失真信號(hào)，具體結(jié)構(gòu)與原理如圖35所示。前饋系統(tǒng)一般有兩個(gè)環(huán)路，在信號(hào)抵消環(huán)中，未失真的參考信號(hào)A與主放大器的輸出失真信號(hào)B相減得到信號(hào)失真分量C。失真分量C在失真抵消環(huán)中經(jīng)過輔助放大器放大后反相疊加到主輸出回路，從而抵消了功率放大器的失真，得到所需要的信號(hào)D。延時(shí)、_，信號(hào)抵消環(huán)輔助放大器_、，_失真抵消環(huán)圖35前饋系統(tǒng)基本原理前饋技術(shù)具有較高的線性化能力，通常一次前饋抵消，可以得到2030DB的線性改善，理論上它可以對所有假響應(yīng)【3】進(jìn)行抑制。前饋技術(shù)的另一大特色就是前饋放大器噪聲系數(shù)主要由輔助放大器決定，通常輔助放大器放大的信號(hào)電平不是很高，其產(chǎn)生的噪聲要小的多，因此，在沒有改善主放大器噪聲特性的情況下，前饋系統(tǒng)仍然具有良好的噪聲性能。另外，前饋系統(tǒng)的抵消還可以在很大的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)進(jìn)行。33預(yù)失真技術(shù)預(yù)失真技術(shù)【L3】是一項(xiàng)通過產(chǎn)生輸入信號(hào)的互補(bǔ)信號(hào)，來消除RF功放的非線性失真的線性化技術(shù)。在TV發(fā)射機(jī)中頻預(yù)失真及TWT放大器RF預(yù)失真中已經(jīng)成功地運(yùn)用預(yù)失真技術(shù)來校正三階交調(diào)失真。預(yù)失真技術(shù)本身是比較穩(wěn)定可靠的，但簡易預(yù)失真器的開環(huán)狀態(tài)，無法補(bǔ)償溫度變化等外部影響，除非使用一定的調(diào)節(jié)系統(tǒng)。雖然預(yù)失真技術(shù)能夠?qū)Ψ群拖辔贿M(jìn)行校正，但它主要是對AMPM轉(zhuǎn)換進(jìn)行校正。預(yù)失真技術(shù)19電子科技大學(xué)碩士論文也可以作為閉環(huán)系統(tǒng)如反饋系統(tǒng)的一種補(bǔ)充，來彌補(bǔ)閉環(huán)系統(tǒng)的一些不足。預(yù)失真技術(shù)可分為RF預(yù)失真技術(shù)與基帶預(yù)失真技術(shù)兩類。增益和相位補(bǔ)償方法就是一種RF預(yù)失真技術(shù)，如圖36所示，將壓控衰減器或放大器和移相器放在信號(hào)輸入通路上，然后利用RF信號(hào)包絡(luò)進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，來消除與輸入信號(hào)電平相關(guān)的功率放大器幅度AMAM和相位AMPM轉(zhuǎn)換失真。若信號(hào)處理器件帶寬是調(diào)制帶寬的10倍左右，則系統(tǒng)可以工作在一個(gè)很寬的頻帶上。增益和相位補(bǔ)償系統(tǒng)的三階交調(diào)產(chǎn)物抑制典型值可達(dá)10DB，但由于校正系統(tǒng)的開環(huán)，抑制效果還要隨溫度、放大器增益的變化而受到影響，因而需要外加某些調(diào)節(jié)控制電路。增益和相位補(bǔ)償?shù)囊种菩阅苓€要受到檢波跟蹤和控制特性的影響。髓輸出信號(hào)圖36預(yù)失真幅度與相位補(bǔ)償另一個(gè)RF預(yù)失真方法是使用非線性放大器NLG產(chǎn)生交調(diào)失真互補(bǔ)信號(hào)，來抵消功率放大器失真。這種技術(shù)有幾種實(shí)現(xiàn)途徑最簡單的一種是在信號(hào)主通路上放置二極管或晶體管常為GAAS網(wǎng)絡(luò)來校正三階失真。較復(fù)雜的一種是利用具有相同失真特性的低功率晶體管做成非線性發(fā)生器，運(yùn)用此非線性發(fā)生器對主放大器進(jìn)行前饋預(yù)失真。在實(shí)際應(yīng)用中，這種方法要復(fù)雜的多，因?yàn)樗仨氁窒鬘LG輸入的RF信號(hào)，僅留下失真信號(hào)，而且它還要對主路和支路的幅度、相位以及時(shí)延進(jìn)行匹配。保守估計(jì)，這種方法的三階交調(diào)產(chǎn)物抑制可達(dá)15DB，但若想對三階交調(diào)產(chǎn)物抑制最大，則高階產(chǎn)物可能得不到抑制甚至?xí)黾?。反之，若想使高階產(chǎn)物得到抑制，則會(huì)降低三階及五階產(chǎn)物的抑制能力。同樣，此系統(tǒng)也要受到溫度和增益變化的影響，也需要一定的調(diào)節(jié)控制電路?；鶐ьA(yù)失真T14】是利用DSP芯片對上變頻前的基帶信號(hào)模擬或數(shù)字進(jìn)20電子科技大學(xué)碩士論文行預(yù)失真。預(yù)失真器利用查詢表100KUPTABLE將IQ輸入信號(hào)變換成新的預(yù)失真信號(hào)。這種方法可以達(dá)到非常好的性能，但需要好幾兆比特的存儲(chǔ)空間。此方法對各種變化也能逐漸收斂并作相應(yīng)調(diào)整。在基帶預(yù)失真技術(shù)中，基于增益的基帶預(yù)失真是利用包絡(luò)電平，通過插值的方法來修正復(fù)雜的輸出信號(hào)；基帶模擬預(yù)失真是對由DSP芯片控制的模擬電路基帶信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真。各種線性化技術(shù)都有其優(yōu)點(diǎn)和不足之處，表31列出了其優(yōu)缺點(diǎn)的比較結(jié)果。表31線性化技術(shù)的各種性能比較一覽表線性化技術(shù)RF帶寬線性提高程度效率復(fù)雜程度風(fēng)險(xiǎn)功率回退寬好低低RF直接反饋窄一一般弱低一般包絡(luò)反饋一般低一般低包絡(luò)消去與恢復(fù)窄一般高一般極化環(huán)窄一一般高高高笛卡兒環(huán)窄一一般高高一般一高前饋無調(diào)節(jié)網(wǎng)絡(luò)寬一般低一般前饋有調(diào)節(jié)網(wǎng)絡(luò)寬高低高基帶預(yù)失真一般一寬一般高一般一高非線性發(fā)生器一般一寬低高一般一高增益和相位補(bǔ)償一般一寬低高一般一般說來，各種線性化方法大體都可以歸成兩大類”】，即開環(huán)或閉環(huán)技術(shù)。各種反饋等都可看成是閉環(huán)系統(tǒng)，它們具有很高的線性化能力，可以在滿足一定頻譜抑制的同時(shí)，得到較好的功率輸出和效率，但由于受到調(diào)制帶寬的嚴(yán)重限制，通常局限在單載波系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中。預(yù)失真技術(shù)則可看成開環(huán)21電子科技大學(xué)碩士論文系統(tǒng)，它沒有閉環(huán)系統(tǒng)的校正精度，但它能夠處理的多載波信號(hào)調(diào)制帶寬非常寬，也不存在制約閉環(huán)系統(tǒng)固有的穩(wěn)定性問題。并且其實(shí)現(xiàn)簡單，成本較低，適合于在便攜式系統(tǒng)等要求廉價(jià)且容量大的通信系統(tǒng)中使用。而前饋系統(tǒng)不僅可以得到與閉環(huán)系統(tǒng)相當(dāng)?shù)木€性化能力，而且還具有開環(huán)結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定和寬帶，是一種性能較好的線性化技術(shù)。不過，前饋系統(tǒng)的校正環(huán)中需要輔助的功率放大器，所以總的效率比較低；而且前饋系統(tǒng)還要求一定的增益和相位追蹤調(diào)節(jié)電路?？偟恼f來，前饋系統(tǒng)具有很多其他線性化技術(shù)不能比擬的優(yōu)點(diǎn)，非常適合在無線通信系統(tǒng)基站射頻單元的使用。因此，本文的工作就是采用前饋線性化技術(shù)實(shí)現(xiàn)微波功率放大器的高線性化，從而滿足35GHZ固定無線接入系統(tǒng)中心站射頻單元的需要。壘2電子科技大學(xué)碩士論文第四章35GHZ功率放大器的電路仿真與實(shí)驗(yàn)研究4135GHZ功率放大器的主要技術(shù)指標(biāo)功率放大器的技術(shù)指標(biāo)，除工作頻帶、增益、駐波比和效率外，主要指標(biāo)是功率放大器的功率輸出以及對信號(hào)的非線性失真。表征功放的功率輸出和線性度的指標(biāo)分別是LDB壓縮點(diǎn)輸出功率舅。和三階交調(diào)系數(shù)IM，如圖41所示。POUTI口莠，I一1，三臣IOAB圖41功放的輸入輸出與互調(diào)特性ALDB壓縮點(diǎn)輸出功率置。圖41A是功率放大器輸出功率與輸入功率的關(guān)系曲線。當(dāng)輸入功率較小時(shí)，輸出功率與輸入功率的比值是一個(gè)常數(shù)，即為線性關(guān)系。所以功率放大器在小信號(hào)工作時(shí)，其增益與輸入功率大小無關(guān)。但隨著輸入功率的增大，輸出功率與輸入功率的比值將減小，即出現(xiàn)增益壓縮現(xiàn)象，他們的關(guān)系曲線逐漸彎曲，如圖41B所示。當(dāng)輸入功率加大到某一數(shù)值時(shí)，放大器的輸出功率達(dá)到最大，以后就開始下降，這一點(diǎn)就稱為功率放大器的飽和點(diǎn)，如圖A中B點(diǎn)所示。很顯然，如果微波功率放大器工作在飽和點(diǎn)附近就會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的非線性失真。23電子科技大學(xué)碩士論文當(dāng)微波功率放大器增益比小信號(hào)的線性增益低LDB時(shí)，這一點(diǎn)通常稱為LDB壓縮點(diǎn)，見圖4一LAQBA點(diǎn)，此時(shí)的增益稱為LDB壓縮點(diǎn)增益，記做G1。對應(yīng)于該點(diǎn)的輸出功率稱為LDB壓縮點(diǎn)輸出功率，記做只。B三階交調(diào)系數(shù)IM，放大器在大功率時(shí)呈現(xiàn)非線性，如果有兩個(gè)相近的頻率W1和W信號(hào)，通過放大器，則將產(chǎn)生新的組合頻率，一般表示為MWL，L心，最靠近W1和W2的頻率分量為2W。一W2和2W一WL，由于這兩個(gè)頻率分量在放大器的通帶內(nèi)難于濾除，故以它們的幅度與基波幅度之比值衡量放大器非線性失真的程度。一般稱2W1一W及2W一W1兩個(gè)頻率分量的幅度為三階交調(diào)幅度，定義三階交調(diào)系數(shù)1M，用分貝表示式【16】IM320LG等DBC41一般對線性都要求較高的系統(tǒng)，IM3抑制需達(dá)到40DBC以上。按照指標(biāo)要求以及第三章介紹的前饋放大器基本原理，本章將主要設(shè)計(jì)兩個(gè)35GHZ功率放大器，分別作為下一章35GHZ前饋放大器的主功率放大器和失真抵消環(huán)路中的輔助放大器參見圖35，具體設(shè)計(jì)指標(biāo)如下主功率放大器輸出級(jí)的設(shè)計(jì)指標(biāo)工作頻率范圍35003530MHZLDB壓縮點(diǎn)輸出功率31DBM三階交調(diào)分量9DB輸入駐波28DBM24電子科技大學(xué)碩士論文三階交調(diào)分量小信號(hào)增益輸入駐波42GAAS場效應(yīng)晶體管【16】11DB15微波功率晶體管是微波功率晶體管放大器的心臟，它對放大器的性能有著重大影響。因此，在對微波功率晶體管放大器進(jìn)行研究之前，都應(yīng)對微波功率晶體管的特性有一定程度的了解。本節(jié)就簡單介紹一下35GHZ功率放大器需使用的GAAS場效應(yīng)晶體管的基本原理和相關(guān)參數(shù)。1微波GAASMESFET的結(jié)構(gòu)和工作原理微波場效應(yīng)晶體管是在砷化鎵半絕緣材料襯底上制作的N溝道金屬一半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管，即GAASMESFET，也叫肖特基勢壘柵場效應(yīng)晶體管。GAASMESFET結(jié)構(gòu)示意圖如圖42所示。襯底材料是具有高電阻率的本征砷化鎵，在襯底上生長一層N型外延層，稱為有源層溝道，在溝道上方制作源極、柵極和漏極。源極S和漏極D的金屬與N型半導(dǎo)體之間形成歐姆接觸，而柵極G的金屬與N型半導(dǎo)體之間形成肖特基勢壘。圖中L為柵長，沿垂直紙面的方向?yàn)闁艑扺圖中未標(biāo)示出，A為外延層厚度，此層厚度極薄，一般LA3，MESFET的工作特性對溝道厚度特別敏感。微波FET的工作原理與普通場效應(yīng)晶體管相同，它是一個(gè)電壓控制器件。當(dāng)柵極之間加負(fù)壓圪，時(shí)，則肖特基勢壘區(qū)耗盡層變寬，使N溝道變薄。由于漏源之間加正壓，有多數(shù)載流子電子從源極經(jīng)柵極下的溝道漂移到漏極，形成漏極電流，當(dāng)溝道變薄時(shí)，相當(dāng)于增大溝道電阻，使K減小，因此控制刪壓圪，可以靈敏地改變耗盡層寬窄，從而調(diào)制溝道厚度，達(dá)到最終控制匕的目的。25電子科技大學(xué)碩士論文極限參數(shù)為最大漏源電壓VDS7V最大柵源電壓VGS一5V最大漏電流IDS750MA最大通道溫度TCH175。C由上述晶體管的電參數(shù)可知，選定AMCOM公司的GAAS功率場效應(yīng)晶體管AM072MXQG與AM024MXQG進(jìn)行35GHZ功率放大器設(shè)計(jì)，可以滿足上一節(jié)提到的設(shè)計(jì)指標(biāo)。4335GHZ功率放大器的電路仿真微波功率放大器的設(shè)計(jì)方法主要有大信號(hào)S參數(shù)設(shè)計(jì)法、等效負(fù)載牽引法、動(dòng)態(tài)阻抗法等等。其中確定大信號(hào)阻抗較好的一種方法為等效負(fù)載牽引技術(shù)。在35GHZ功率放大器的設(shè)計(jì)中，我們將主要根據(jù)GAAS功率場效應(yīng)管的等效負(fù)載牽引數(shù)據(jù)來設(shè)計(jì)。1等效負(fù)載牽引技術(shù)【16】L_V3習(xí)。ITI圖44等效負(fù)載牽引法原理框圖黔電子科技大學(xué)碩士論文圖44表明了放大器的輸出端參考面A入射波、反射波與負(fù)載導(dǎo)納的關(guān)系。通過改變FET輸出端反射波的大小和相位，模擬端接負(fù)載阻抗。圖中和蠔分別表示網(wǎng)絡(luò)入射波和反射波復(fù)振幅，在參考面A處有K豇肌8壓，”8GO圪向器件方向的反射系數(shù)為N堡上。L根據(jù)關(guān)系式45464748砭RO器49求得卜藝KT一刳睜式中Y。是測量系統(tǒng)的特性導(dǎo)納；VO2Y。Y。Y。上式表明，負(fù)載導(dǎo)納是FET輸出端反射電壓的函數(shù)。在史密斯園圖上，隨著負(fù)載相位的改變，等功率線是一組橢圓軌跡。設(shè)計(jì)時(shí)可以根據(jù)等功率曲線選定R，以便設(shè)計(jì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。進(jìn)行等效負(fù)載牽引技術(shù)的實(shí)驗(yàn)裝置比較復(fù)雜。目前也有采用動(dòng)態(tài)阻抗匹配法，將晶體管與信號(hào)源、調(diào)配器、功率計(jì)等構(gòu)成一簡單測試系統(tǒng)，在一定的頻率及輸入電平下，調(diào)整工作點(diǎn)及調(diào)配器，使輸出功率最大，效率又高，即在最佳負(fù)載狀態(tài)下工作。然后用共軛替代法測出晶體管在此狀態(tài)下的輸入、輸出阻抗，作為設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)的依據(jù)。在本章的35GHZ微波功率放大器的設(shè)計(jì)中，所選定的GAAS功率場效應(yīng)管AM072MXQG和AM024MXQG的參數(shù)資料中分別給出了16GHZ共六個(gè)頻點(diǎn)的等效負(fù)載牽引數(shù)據(jù)，見表41與表42。30電子科技大學(xué)碩士論文表41AM072MXQG負(fù)載牽引數(shù)據(jù)FREQMAGS22ANGS11MAGANGGHZINPUTINPUTOPLOADOPTLOAD109481659690818175496209471793430819170933094617087608216624240945163_88082116137509431573520832136254609411509230824150834表42AM024MXQG負(fù)載牽引數(shù)據(jù)FREQMAGS22ANGCSL1MAGANGGHZINPUTINPUTOPTLOADOPTLOADL09441170110538171，80120923160672053816337309L51749530537154478409111563520535144894509061398360532134386609021239940528122712可以看到，上面表格所列的數(shù)據(jù)并沒有直接給出我們所需要的頻率為35GHZ時(shí)的負(fù)載牽引數(shù)據(jù)，因此，利用上面的數(shù)據(jù)還不能直接準(zhǔn)確的去設(shè)計(jì)35GHZ功率放大器的匹配電路，必須做進(jìn)一步的處理，計(jì)算出35GHZ時(shí)的負(fù)載牽引數(shù)據(jù)。根據(jù)插值理論，通過MATLAB編程可以很方便的得到GAAS功率場效應(yīng)晶3L電子科技大學(xué)碩士論文體管AM024MXQG及AM072MXQG在所需頻帶內(nèi)的負(fù)載牽引數(shù)據(jù)，具體數(shù)值已列于表43和表44中。表43通過MATLAB計(jì)算得到的AM072MXQG負(fù)載牽引部分?jǐn)?shù)據(jù)FREQMAGS22ANGS11MAGANGGHZINPUTINPUTOPTLOADOP丁LOAD3309451687160820一164803340945168008082016431935094516730508201638333609451666090821163345370945165678O82L一162855表44通過MATLAB計(jì)算得到的AM024MXQG負(fù)載牽引部分?jǐn)?shù)據(jù)FREQMAGS22】ANGS11】MAGANGGHZINPUTINPUTOPTLOADOPRLOAD33091216896LO537151686340912167056053615074035O91L165192053614978736O911163365053514882537091L16157205351478562匹配電路與偏置電路設(shè)計(jì)如圖45所示，功率放大器的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)通常用來實(shí)現(xiàn)微波晶體管的輸入端口與信號(hào)源之間的共軛匹配；輸出匹配網(wǎng)絡(luò)用來完成微波晶體管的輸出端口與負(fù)載之間的最大功率匹配。當(dāng)用等效負(fù)載牽引法測量得到了微波功32電子科技大學(xué)碩士論文率晶體管的最佳負(fù)載阻抗和反射系數(shù)后，即可進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。匹配網(wǎng)絡(luò)的基本結(jié)構(gòu)形式與小信號(hào)放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)基本形式是一樣的。對于微帶匹配網(wǎng)絡(luò)，按其電路結(jié)構(gòu)形式可分為三種基本結(jié)構(gòu)形式，即并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)、串連型匹配網(wǎng)絡(luò)和串一并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)。本文主要采用并聯(lián)型匹配結(jié)構(gòu)來設(shè)計(jì)功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)，所以下面就著重分析功率放大器并聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。輸入GAAS功率輸出B匹配場效應(yīng)匹配網(wǎng)絡(luò)晶體管網(wǎng)絡(luò)圖45單級(jí)功率放大器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)圖46匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)對于輸出匹配應(yīng)按最大功率輸出設(shè)計(jì)，即從晶體管輸出端口向負(fù)載看去的負(fù)載反射系數(shù)應(yīng)為L，。因此，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)就是完成到K到50Q的變換，如圖46所示。將R。標(biāo)在史密斯圓圖上，由其所在的點(diǎn)沿等反射系數(shù)圓向源方向旋轉(zhuǎn)，與匹配圓相交與A點(diǎn)和爿點(diǎn)。為了減小設(shè)計(jì)出的放大器的結(jié)構(gòu)尺寸，選擇A點(diǎn)進(jìn)行設(shè)計(jì)。由圓圖上即可得到輸出匹配網(wǎng)絡(luò)主線的歸一化長度33電子科技大學(xué)碩士論文L2，。A點(diǎn)的反射系數(shù)就是L。經(jīng)線長L變換到負(fù)載端口上的反射系數(shù)L，如圖中所示。為了匹配，負(fù)載端口應(yīng)具有的反射系數(shù)為R，即一點(diǎn)的反射系數(shù)。已知負(fù)載端口反射系數(shù)為零。因此，只要在負(fù)載端口外加一個(gè)爿。點(diǎn)所對應(yīng)的電納即可。若此電納用一段終端開路的并聯(lián)支節(jié)來實(shí)現(xiàn)，則從導(dǎo)納圓圖中的短路點(diǎn)沿匹配圓向源方向旋轉(zhuǎn)，與通過A。點(diǎn)的電納線相交于B點(diǎn)，即可從圓圖上求出支節(jié)線歸一化長度為LOP。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)則可以根據(jù)共軛匹配方法，將測得的小信號(hào)S參數(shù)直接匹配到50Q，從而使回波最??；也可以根據(jù)等效負(fù)載牽引法測得最佳輸入反射系數(shù)來設(shè)計(jì)，將S11通過圓圖匹配到50Q，提高輸出功率。具體的設(shè)計(jì)方法跟上文的輸出匹配設(shè)計(jì)方法類似，只不過對于AM072MXQG地輸入匹配，采用了雙支節(jié)并聯(lián)來達(dá)到更好的匹配效果。對于功率放大器的驅(qū)動(dòng)級(jí)與輸出級(jí)的級(jí)聯(lián)設(shè)計(jì)，通常有兩種設(shè)計(jì)方法，一種是每級(jí)設(shè)計(jì)成各自帶輸入輸出網(wǎng)絡(luò)的單級(jí)放大器，級(jí)間用短線連接另一種是級(jí)間用一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)直接匹配。由于第五章將要談到的前饋放大器設(shè)計(jì)中，主功放驅(qū)動(dòng)級(jí)與誤差信號(hào)抵消環(huán)中輔助放大器輸出級(jí)采用了相同的功率晶體管，為了簡便，對于主功率放大器的級(jí)間匹配設(shè)計(jì)，本文采用了前一種設(shè)計(jì)方法。晶體管功率放大器的工作狀態(tài)有甲類、甲乙類、乙類、丙類幾種，輸入信號(hào)電平大小不同，非線性特性也不一致。所以微波功率放大器一般都必須加上偏壓，以保證一定的工作狀態(tài)。為此必須有偏置電路。偏置電路對微帶電路的整體來說，屬于輔助電路；但又必不可少。在設(shè)計(jì)偏置電路時(shí)，必須注意使其對主電路的微波特性影響應(yīng)盡可能小，即不應(yīng)造成大的附加損耗、反射以及高頻能量沿偏置電路的泄漏。同時(shí)應(yīng)使其結(jié)構(gòu)盡可能緊湊，不至于占很大的面積，避免造成全體電路在介質(zhì)基片上排列的困難。本文設(shè)計(jì)的微波功率放大器偏置電路，主要由開路扇形結(jié)通過旯4高阻線并接到主線上，并在主線接入點(diǎn)處對微波信號(hào)形成開路特性，從而達(dá)到了高頻扼流、直流饋電的目的。由于功率放大器加上了偏壓，因此使得與其相連的微帶線也有了直流或低頻電位，如果整個(gè)微帶線都連通，則整個(gè)電路都具有直流或低頻電位。而34電子科技大學(xué)碩士論文事實(shí)上有時(shí)要求上述具有直流和低頻電位的部分必須和微帶的其他部分隔開，因?yàn)槲У囊恢边B通可能會(huì)通過微波信號(hào)發(fā)生器內(nèi)部使微帶線和接地板短路，從而使偏壓源也短路。因此，一定的隔直裝置是必要的，它使電路的一部分和其他部分直流隔開，但對微波信號(hào)的影響又必須盡可能小。隔直的方法有多種，在本文設(shè)計(jì)的功率放大器中，主要采用了10PF電容隔直的方法，結(jié)構(gòu)簡單，所占的長度對整個(gè)電路的安排影響很小。按照上述設(shè)計(jì)方法，本文分別設(shè)計(jì)了35GHZ主功率放大器以及輔助功率放大器的輸出級(jí)電路，圖47與圖48給出所設(shè)計(jì)的電路結(jié)構(gòu)。圖47AM024MXQG電路結(jié)構(gòu)圖圖48AM072MXQG電路結(jié)構(gòu)圖這里，我們選擇了TACONIC公司的微波介質(zhì)基片RF35，其相對介電常數(shù)S35，介質(zhì)厚度H05MM。35電子科技大學(xué)碩士論文335GHZ功率放大器的優(yōu)化在上節(jié)理論設(shè)計(jì)的初值基礎(chǔ)上，利用射頻設(shè)計(jì)軟件HPADS可以對電路進(jìn)行仿真和優(yōu)化。GAAS功率場效應(yīng)晶體管AM024MXQG和AM024MXQG輸出電路的仿真和優(yōu)化，均采用了相同的輸出電路拓?fù)洌唧w拓?fù)湫问饺鐖D49所示。圖49輸出電路仿真拓?fù)渫ㄟ^使用ADS對輸出電路的仿真與優(yōu)化，使功率放大器盡可能地得到最大功率輸出，優(yōu)化結(jié)果如圖410所示。AAM024MXQGBAM072MXQG圖410輸出匹配優(yōu)化結(jié)果36電子科技大學(xué)碩士論文由圖410可以看出在347GHZ356GHZ的頻率范圍內(nèi)，負(fù)載端的反射系數(shù)基本上在史密斯圓圖的匹配點(diǎn)附近，從而實(shí)現(xiàn)了輸出的最大功率匹配。由于RF器件的性能一致性還不能很好地解決，通常對于功率晶體管，很難給出一個(gè)精確的模型參數(shù)，因此己設(shè)計(jì)的功率放大器進(jìn)行大信號(hào)仿真比較困難。不過，利用晶體管廠商提高的小信號(hào)S參數(shù)，可以做成功率晶體管的小信號(hào)模型，進(jìn)行輸入匹配電路和線性增益特性的仿真優(yōu)化。加上直流偏壓的去耦電路，具體的仿真電路拓?fù)淙鐖D411和圖412所示圖411AM024MXQG整體仿真電路拓?fù)鋱D412AM072MXQG整體仿真電路拓?fù)?7。電子科技大學(xué)碩士論文仿真優(yōu)化的結(jié)果如下。岜GQ口勺330335340345350355336537CFREQ，GHZ圖413AM024MXQG仿真結(jié)果L幢I愷JFREQ3515GHZLFREQ3515GHZIDBS2,111390IDBS1，1310133303353403453503，55360365370FREQ，GHZ圖414AM072MXQG仿真結(jié)果38一一一【DS口一一L_L一口電子科技大學(xué)碩士論文4435GHZ功率放大器的實(shí)驗(yàn)研究對上文設(shè)計(jì)的35GHZ功率放大器的實(shí)驗(yàn)研究包括了標(biāo)網(wǎng)測試和頻譜儀測試，標(biāo)網(wǎng)測試實(shí)驗(yàn)主要是測試功率放大器的輸入駐波及小信號(hào)增益特性，頻譜儀測試實(shí)驗(yàn)主要是功率放大器的輸出功率與三階交調(diào)。所使用的主要儀器型號(hào)如下信號(hào)源AGILENT83623B、41所AVL485標(biāo)量網(wǎng)絡(luò)分析儀AGILENT8757D矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀HP8510頻譜儀ADVANTESTR4131D標(biāo)量網(wǎng)絡(luò)測試系統(tǒng)框圖如下圖415標(biāo)量網(wǎng)絡(luò)分析儀AGILENT8757D測試系統(tǒng)框圖頻譜儀雙音測試系統(tǒng)框圖如下圖416頻譜儀ADVANTESTR4T3ID雙音測試系統(tǒng)框圖39電子科技大學(xué)碩士論文待測功率放大器的實(shí)物圖如下圖417功放實(shí)物圖左AM024右AM072使用標(biāo)網(wǎng)AGILENT8757D，測得的AM024與AM072小信號(hào)特性如圖418和圖419所示圖418AM072標(biāo)網(wǎng)測試結(jié)果圖419AM024標(biāo)網(wǎng)測試結(jié)果圖420與421中主功率放大器是指以AM024為驅(qū)動(dòng)級(jí)，以AM072為輸出級(jí)，級(jí)聯(lián)后得到的功率放大器。從圖420所示測試結(jié)果可知，主功率放大器小信號(hào)增益約為195DB；主功率放大器的雙音測試結(jié)果如圖421所示，所使用的測試系統(tǒng)參見圖416。可以看到，主功率放大器的三階交調(diào)IM3約為一22DBC。40，電子科技大學(xué)碩士論文圖420主功率放大器標(biāo)網(wǎng)測試結(jié)果圖421主功放雙音測試結(jié)果使用功率計(jì)，以PINL8DBM單音輸入時(shí)，在35GHZ上測得的輔助功率放大器AM024MXQG輸出P1DB285DBM；以PIN13DBM單音輸入時(shí)，在35GHZ上測得主功率放大器輸出P1DB為315DBM。圖422給出了頻率口徑AF500KHZ時(shí)主功率放大器的群時(shí)延以及頻率口徑AF600KHZ時(shí)輔助功率放大器的群時(shí)延。從圖中可以看到，在所需頻帶內(nèi)群時(shí)延變化很小。161412O1508906O4020JJ，J11畸B1T3JL10934935351352353354頻率GHZ圖422群時(shí)延的矢網(wǎng)測試41電子科技大學(xué)碩士論文第五章35GHZ前饋放大器的電路仿真和實(shí)驗(yàn)研究5135GHZ前饋放大器實(shí)施方案本文32節(jié)已經(jīng)介紹了前饋系統(tǒng)的原理及其特點(diǎn)。根據(jù)前饋原理，并考慮到實(shí)施中將要遇到的客觀條件限制，本文擬定了35GHZ前饋放大系統(tǒng)實(shí)施的具體方案，如下圖所示試圖5135GHZ前饋放大器實(shí)施方案方案中各器件型號(hào)或類型如下A2AM072A1，A7AM024A3A4NGA586A5，A6HMC314矢量調(diào)制器1，2STQ3016耦合器1，2，3均為耦合線90。電橋功分器1,2均為威爾金森電橋延時(shí)線1，2均采用50F2同軸電纜匏電子科技大學(xué)碩士論文52矢量調(diào)制器的實(shí)驗(yàn)研究與電橋的電路仿真實(shí)現(xiàn)35GHZ前饋線性化方案的關(guān)鍵在于兩個(gè)環(huán)路的精確抵消，其主要由兩個(gè)因素決定相位誤差和幅度誤差。相位誤差對抵消的影響【”1可以近似表達(dá)為COAB鋤扣譬凈，式中見為相位誤差。而幅度誤差對抵消的影響1181可以近似表達(dá)為CA2019I10面一152LJ式中變量E為幅度誤差的DB值。若E0，抵消程度要達(dá)到30DB以上，則以2。；若以0，抵消程度要達(dá)到30DB以上，則要滿足E025DB?？梢?，信號(hào)抵消環(huán)路和失真抵消環(huán)路的幅度、相位的平衡是前饋放大器的關(guān)鍵。運(yùn)用矢量調(diào)制器可以對兩個(gè)抵消環(huán)路進(jìn)行增益的幅度和相位調(diào)節(jié)，從而得到精確抵消的效果【19】。在35GHZ前饋放大器的設(shè)計(jì)中，對前饋系統(tǒng)的環(huán)路抵消進(jìn)行矢量調(diào)節(jié)本文采用了SIRENZA公司的STQ3016其原理框圖如下圖52矢量調(diào)制器原理框圖一43電子科技大學(xué)碩士論文加工后得到的實(shí)物圖如下圖53矢量調(diào)制器實(shí)物圖在本振輸入兄O6DBM，測試頻率F35GHZ時(shí)，用HP8510實(shí)際測得的矢量調(diào)制器的參數(shù)指標(biāo)為幅度調(diào)節(jié)范圍23DB9DB相位調(diào)節(jié)范圍一1450145O幅度平衡O510MV差分輸入的IQ電壓相位平衡2。10MVIQ輸入電壓差載波抑制一34DBLO端反射系數(shù)一14DBM在35GHZ前饋放大器中除了有源固體器件，還需要定向耦合線90。電橋和3DB功分器進(jìn)行電路連接。耦合線90電橋也稱蘭格電橋，如圖54所示，它由一個(gè)四分之一波長的耦合微帶線構(gòu)成。LK4一圖54耦合線90電橋結(jié)構(gòu)44電子科技大學(xué)碩士論文運(yùn)用ADS射頻軟件，本文設(shè)計(jì)了35GHZ前饋放大器方案中的耦合器L，2，3。經(jīng)過優(yōu)化，得到的優(yōu)化結(jié)果如圖55所示。M7T1；M，一|；DIIBEQ俗1J3，521_5岳GJH9Z。05斟300320340360380400FREQ。GHZ圖55A耦合器1優(yōu)化結(jié)果NM7TLM7J；IFREQ3515GHZL同B1，2I_27044300320340360380400FREQ，GHZ圖55B耦合器2優(yōu)化結(jié)果M7V_IFI7FREQ3515GHZDBS1葉圣瀹RT0I牛D300320340360380400FREQ，GHZ圖55C耦合器3優(yōu)化結(jié)果幫電子科技大學(xué)碩士論文對于方案中的3DB功分器，則按照威爾金森電橋設(shè)計(jì)，其輸入輸出特性阻抗都是50Q，中間的分支線性阻抗為707Q，長度為四分之一波長，跨接電阻為100Q。軟件仿真的電路拓?fù)淙缦聢D圖563DB功分器ADS電路拓?fù)溥\(yùn)用ADS進(jìn)行優(yōu)化后，仿真結(jié)果如下LM5|M6LM7IM81TREQ3515GHZLFREQ3515GHZQ3515GHZ1FREQ3515GHZL三曼IIDSS2,3二47087K簽F，蘭I2L照望12蔓呈IFREQ，GHZA衰減與隔離度B輸入輸出反射系數(shù)圖573DB功分器ADS仿真結(jié)果46電子科技大學(xué)碩士論文5335GHZ前饋放大器的系統(tǒng)仿真根據(jù)前文所述的實(shí)施方案，首先建立前饋放大器信號(hào)抵消環(huán)ADS原理圖，如下圖所示圖58前饋系統(tǒng)信號(hào)抵消環(huán)ADS拓?fù)鋱D圖中雙音信號(hào)輸入頻率為3515GHZ，信道間隔為175MHZ，輸入功率為13DBM。通過仿真和優(yōu)化，我們可以得到信號(hào)抵消環(huán)的最佳抵消結(jié)果，如下圖所示?？梢钥吹?，前饋系統(tǒng)信號(hào)抵消環(huán)的抵消程度可達(dá)40DB以上。SPATRTMOFSIGNALBDECACELLADSPACTRTRNOF,GGHALCANCELLEDJLJLLJ，F(xiàn)HA抵消前B抵消后圖59前饋系統(tǒng)ADS仿真信號(hào)抵消結(jié)果毒7一里面P奄UOIL萑口S電子科技大學(xué)碩士論文然后進(jìn)行整個(gè)前饋