電子科技大學碩士論文摘要微波超線性功率放大器研究作為一項十分有意義又深具挑戰(zhàn)性的課題越桌越受關注。隨著現(xiàn)代無線通信的發(fā)展，特別是里里M笠劍的無線通信的發(fā)展，超線性功率放大器已經(jīng)成為必不可少的重要部件。本文分析了微波功率放大器的非線性特性，特別是AMAM轉(zhuǎn)換和AMPM轉(zhuǎn)換對多載波信號的影響，也介紹了反饋、前饋、預失真等各種常用線性化技術的基本原理，并對它們的優(yōu)缺點進行了比較總結。本文的主要工作是根據(jù)35GHZ固定無線接入系統(tǒng)中心射頻站指標要求研制35GHZ功率放大器，并采用前饋技術對其進行線性化研究。本文研制的35GHZ前饋放大器采用了矢量調(diào)制器來實現(xiàn)前饋環(huán)路的幅度和相位調(diào)節(jié)在雙音測試結果中，三階交調(diào)IM3的改善超過了35DB，前饋系統(tǒng)輸出IM3抑制近60DBC，達到了預期指標，滿足了通信需要。關鍵字無線接入功率放大器線性化前饋三階交調(diào)電子科技大學碩士論文ABSTRACTWITHTHEDEVELOPMENTOFWIRELESSCOMMUNICATION，ESPECIALLYCDMAFORMAT，ULTRALINEARMICROWAVEPOWERAMPLIFIERHASBEENPAIDMOREANDMOREATTENTIONANDBEENANECESSARYCOMPONENTINWIRELESSSYSTEMSTHENONLINEARINFLUENCEONMULTIPLECARRIERSSIGNAL，SUCHASAMAMANDAMPMCONVERSION，HASBEENANALYZEDINTHISPAPERSOMECOMMONLINEARIZATIONTECHNIQUES，SUCHASFEEDBACK，F(xiàn)EEDFORWARDANDPREDISTORTION，HAVEALSOBEENINTRODUCEDANDCOMPARED，WHICHSHOWSTHATFEEDFORWARDISTHEPREFERREDLINEARIZATIONAPPROACHFORAPPLICATIONINTHISPAPERITISTHEMAINWORKOFTHISPAPERTORESEARCHANDDEVELOP35GHZPOWERAMPLIFIERUTILIZINGFEEDFORWARDTECHNOLOGYFORCRSIN35GHZFIXEDWIRELESSACCESSSYSTEMVECTORMODULATORSHAVEBEENUSEDINTHISPAPERTOVARYTHEPHASEANDAMPLITUDEOFSIGNALSINTHEINBANDSPURIOUSCANCELLATIONLOOPOFFEEDFORWARDPOWERAMPLIFIERSFFPAINTHETWOTONETEST，35GHZFFPADEVELOPEDINTHISPAPERSHOWSMORETHAN35DBIMPROVEMENTINTHETHIRDORDERINTERMODULATIONIM3，OFFERSAPPROXIMATELY60DBCIM3OUTPUT，ACHIEVESTHEEXPECTEDGOAL，ANDMEETSTHECOMMUNICATIONREQUIREMENTKEYWORDWIRELESSACCESS，POWERAMPLIFIER,LINEARITY,FEEDFORWARD，THIRDORDERINTERMODULATIONH獨創(chuàng)性聲明本人聲明所呈交的學位論文是本人在導師指導下進行的研究工作及取得的研究成果。據(jù)我所知，除了文中特別加以標注和致謝的地方外，論文中不包含其他人已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果，也不包含為獲得電子科技大學或其它教育機構的學位或證書而使用過的材料。與我一同工作的同志對本研究所做的任何貢獻均已在論文中作了明確的說明并表示謝意。簽名盎耋丕臼期加；年多月倍曰關于論文使用授權的說明本學位論文作者完全了解電子科技大學有關保留、使用學位論文的規(guī)定，有權保留并向國家有關部門或機構送交論文的復印件和磁盤，允許論文被查閱和借閱。本人授權電子科技大學可以將學位論文的全部或部分內(nèi)容編入有關數(shù)據(jù)庫進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復制手段保存、匯編學位論文。保密的學位論文在解密后應遵守此規(guī)定簽名導師簽名日期五一歲年；月培日電子科技大學碩士論文第一章引言以往，射頻功率放大器主要用于高頻單邊帶及電視發(fā)射機視頻、音頻信號的組合放大，這些系統(tǒng)對功率放大器的線性和效率的要求不高，通過手動校準等簡單技術即可實現(xiàn)。F圖11功率放大器的頻譜再生效應隨著無線通信技術的發(fā)展，尤其是窄帶CDMA和第三代移動通信等技術的發(fā)展，對功放的線性提出了更高的要求。在CDMA等無線通信系統(tǒng)基站中，如果采用一般的高功率放大器，由于功率放大器的交調(diào)失真，將會出現(xiàn)頻譜再生效應如圖11所示，從而干擾了相鄰信道，甚至產(chǎn)生誤碼。載波1載波2載波3載被4蘭墊H舍剝2墊壁H臺副2菇器圖L2A采用功率合成的基站圖12B采用超線性功放的基站在多載波系統(tǒng)的基站射頻單元中，如果使用單載波功放，則必須在功放輸出端進行大功率合成，如圖12A所示，其合成器網(wǎng)絡結構復雜，難以實現(xiàn)。而運用微波功率放大器的線性化技術，可以先采用小信號功率合成器將各路電子科技大學碩士論文載波合成一路，再通過超線性微波功率放大器進行放大【21，如圖12B所示，可以大大降低基站的制造成本，減少基站的體積。每個扇區(qū)內(nèi)的工作載頻數(shù)越多，這種方式的優(yōu)勢越明顯。本文的工作就是進行微波超線性功率放大器研究。其中，第二章是本文工作的理論前提，分析了微波功率放大器AMAM轉(zhuǎn)換及AMPM轉(zhuǎn)換對多載波信號的影響；第三章介紹了各種常用線性化技術的基本原理，并對它們的優(yōu)缺點進行了比較總結；然后，考慮到目前正在啟動的35GHZ固定無線接入系統(tǒng)的需要，本文的第四章和第五章敘述了35GHZ功率放大器的研制以及運用前饋技術對其進行線性化研究的過程。按照35GHZ固定無線接入系統(tǒng)中心站射頻單元的指標要求，本文研究的超線性功率放大器預期達到以下技術指標工作頻率35003530MHZ輸出功率30DBM三階交調(diào)抑制45DBC小信號增益20DB諧波抑制40DBC輸入輸出駐波比I1I1窆2NNUJUJCOSQ，一Q，F(xiàn)228I1，TLJTO甲O一TG。孚KL229因為AMPM轉(zhuǎn)換和AMAM轉(zhuǎn)換對傳輸信號的綜合作用，輸出信號為而若令VOALKCOSW0FQ，F(xiàn)口】ASKCOS【W(wǎng)。RQ。F口】月R、I1L，一LJF230臼COJ20CONU2C0NNU。UJCOSW一23110電子科技大學碩士論文K，QU，COSWOTFL。TO】IL01。QU，COSWOTQ，TOSINW。FQ，F(xiàn)】，ILNALU，COSWFTAL口U，SINW，；】1NNQU，COS“W，TLCOUU。SINW,TI_LTL，L口1CONNU，UJCOSW，一W，杰U，SINW。FQU，COSW，T一口1C。UU。SINW，R由該式可以看出，在系數(shù)鞏和附加相位0的作用下除輸出基波信號外，還會產(chǎn)生與基波信號相移90。的畸變分量第二項，以及交調(diào)分量2WLWJ。但是，這時的交調(diào)分量與幅度非線性產(chǎn)生的交調(diào)分量在相位上相差90。在式230中，若令巧F碼掛UL。WOFQP口】13巧F碼U。COSFQ，R口】L，LJ碼夸COS口】3釧，諾岫S陬枷】J我們從式26、27、28可以得到，由系數(shù)碼變化的形成的失真產(chǎn)物落到頻帶以內(nèi)的各項有WIT0型降啪3。AAUI，別COSC刪R233將A，看作是不隨頻率R234勁OQD睢N、|，MK”BRN亙卜PUU。川。HU。喁，一2一電子科技大學碩士論文【2W，一WJ，O型】喜喜；QUUC。S【2W，一L口】ZSSW，WJ一口型】NNN要。，。C。S【W(wǎng)。236ASUUUWJWKTO曇。，。COS。JLTL，TLTL現(xiàn)在將式231代入式234、235、236，經(jīng)過化簡整理后得到基波信號1Q窆ILU爭TL三4吒UJ3碼U，騫U；C。S，CZ一。，幅度非線性產(chǎn)生的交調(diào)失真分量杰杰要A3研COS2WIH三研一HJTL，葉幅度非線性產(chǎn)生的三階差拍分量F238寶寶寶曇嗚UU隊C。S“W，一239；L，；LKL幅度非線性和相位非線性綜合作用的產(chǎn)物一QCO善NU，善NU一喜三QU主碼U，言U；C。喜U一寶窆知UU，LTLJT，葉警秘喜秘卟罄州73以私JL二沖LL1件JL王L1厶，“112240FN堪UU。川。一2電子科技大學碩士論文34、56、7魯寶寶USIN_，11J，J_丁ALTO弘N窆秘盱馨碼73TLTM，U耖I二T1，L葉二，T，I241一寶寶丟A3UUJ導窆窆USIN3一ZW，LLIL“JTJF2431一寶杰窆尋A3UIUJU,C。窆UF2S；NHWJWK【。212121二21J244一主窆窆尋碼UU以導寶寶仉USIN2WL一，LTZLJ。L181，LJ，JR2451一寶寶窆曇吒U，以導窆窆USIN2一【一I21KL二一IFJR246綜上所述，我們可以得出如下結論1經(jīng)過非線性功率放大器以后輸出的基波分量、幅度非線性的三階交調(diào)和三階差拍分量與以前的分析結果是一致的。2AMAM轉(zhuǎn)換與AMPM轉(zhuǎn)換的綜合作用產(chǎn)生的畸變分量很多，既有對應于基波相移90。的分量，也有三階交調(diào)、三階差拍分量等。以上分析中僅考慮失真系數(shù)口，和A，各個畸變分量中含有因子A1C?；騋C。表明是AMAM和ANPM轉(zhuǎn)換共同作用的結果。3因為多載波輸入信號的包絡與頻率有關，所以在系數(shù)鞏、CO的作用下產(chǎn)生了三階交調(diào)2W，一W，干擾分量；同樣的道理，在吒、CO的作用下出現(xiàn)了五階交調(diào)3WL一2W，干擾分量。這就是非線性對傳輸信號的頻譜擴展效應。13輪、，葉0一MBL，NS、JU。G，UUQ34。P芻。一JUU。川。一2電子科技大學碩士論文4如果系數(shù)Q和A，的相位相反，那么因子口CO和碼C。的符號相反，相應的各項是相互抵消的。需要注意的是，在各個對應的頻率點上，AMPM轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的干擾分量與AMAM轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的干擾分量在相位上相差90。，即兩個矢量是正交的。若要求兩個正交矢量的合成，設VLV1COSWTLVLCOSWT90。IVICOSWTP,247其中MU巧I2LVE22_48一。1斜因此，其合成矢量的表達式為礦廚麗COSWTTANQ它與兩個矢量之間的關系見下圖249250圖24兩個正交矢量的合成如果我們知道某一頻點上AMPM和AMAM轉(zhuǎn)換分別產(chǎn)生的畸變分量，就可以應用式248、249計算出它們合成信號的幅度和相位，并代入式250就得到其解析表達式。由此可見，用雙載波法測試交調(diào)失真信號的幅度，實際上是AMPM和AMAM轉(zhuǎn)換分別產(chǎn)生的兩個交調(diào)失真分量的合成信號的幅度。I4電子科技大學碩士論文第三章微波功率放大器的線性化技術為了消除微波功率放大器的非線性失真，必須采用一些可靠的線性化技術。提高放大器線性度最簡單的方法是將放大器工作在甲類，并降低工作電平，直到得到所要求的線性度，即功率回退法。在典型的甲類功率放大器中，N階交調(diào)分量輸出功率隨輸入功率變化為NDBDB，而線性輸出變化為1DBDB。所以少許的功率回退可以使IM產(chǎn)物大幅壓縮，特別是對高階產(chǎn)物。功率回退技術常用于低功率電路中，也可用于UHFTV發(fā)射機中。這項技術簡單易行，但效率低，并且，RF晶體管的選用要留有一定回退容量。對線性要求較高的系統(tǒng)，功率回退技術則難以滿足要求，需要采用更復雜的線性化技術。目前主流的線性化技術主要有三大類，即反饋技術、前饋技術與預失真技術，下面就簡單介紹一下這些技術的原理及其發(fā)展。31反饋技術將RF輸出信號直接反饋到輸入端，通過反饋來達到對IM產(chǎn)物的抑制，即RF直接反饋法，常用于低功率放大器，其應用受到工作頻率和輸出功率的很大限制，反饋環(huán)上的有限時延限制了帶寬【”，而且，這種方法難以實現(xiàn)多級反饋。在更高電平上，反饋網(wǎng)絡耗散很大，不得不使用高功率電阻，增加了成本和結構復雜性。另外，UHF頻段上單個RF放大器僅有約10DB的增益，通過直接反饋，減少增益來提高IMD必然要受到一定限制。調(diào)制反饋技術是利用檢波或解調(diào)來恢復基帶調(diào)制信號和功放輸出信號，然后利用基帶信號與輸出信號之間的誤差來校正放大器的驅(qū)動或控制信號。簡單的調(diào)制反饋系統(tǒng)一般僅僅是幅度反饋，較高級的系統(tǒng)則幅度和相位都需要校正。跟直接反饋相比，由于調(diào)制反饋系統(tǒng)反饋到輸入端的信號是用于調(diào)制，所以，在反饋程度比較深的情況下，仍然可以得到穩(wěn)定的工作點。調(diào)制反饋技術具體的實現(xiàn)方法有很多，如包絡反饋技術、包絡抵消與恢復技術、極化環(huán)技術、笛卡兒環(huán)技術等等。包絡反饋技術【6】是校正AMAM失真的一項比較簡單的技術，在TDMA15電子科技大學碩士論文發(fā)射機的AGC環(huán)中，有時使用這種技術來補償功率放大器的增益變化和控制脈沖整形。圖31給出了包絡反饋系統(tǒng)的一般結構?？梢钥吹剑β史糯笃鬏敵龅腁M分量通過檢波器被解調(diào)出來，并反饋到差分放大器中，與被檢波后的輸入信號樣本作比較；誤差信號即放大器的AM失真被放大、濾波后，再對功率放大器的驅(qū)動級進行調(diào)制，從而對功率放大器輸出的幅度分量進行了校正。圖31包絡反饋對于包絡反饋系統(tǒng)，檢波器必須有較寬的動態(tài)范圍和準確的跟蹤，否則環(huán)路增益和誤差信號的準確度將受到信號的影響，致使校正程度降低，甚至增大了高階失真產(chǎn)物。包絡反饋技術沒有補償相位失真，如果在信號處理過程中時延較大的話，信號的AM和PM分量間可能會產(chǎn)生相位差，使校正處理被削弱或變得不對稱。通常，校正電路的帶寬必須是調(diào)制信號包絡帶寬的10倍以上。包絡消去與恢復技術EERF”起初是用在SSB和TV發(fā)射機中，如圖32所示，利用檢波器和限幅器，RF輸入信號被分別分成幅度和相位分量，相位分量在丙類放大器中被放大。在電子管設計中，幅度分量常被用來進行末級調(diào)制；而在固態(tài)電路中，幅度分量則可以通過PWM調(diào)制器直接加在丙類放大器上。由于RF功率放大器工作在丙類，可以得到非常高的效率，典型值效率大于50，IM3失真抑制約30DBC。但是，限幅器的非理想性和調(diào)制器的AMPM轉(zhuǎn)換等因素都將影響放大器輸出的失真產(chǎn)物，有時會產(chǎn)生附加的高階產(chǎn)物。16電子科技大學碩士論文圖32包絡消去與恢復極化環(huán)ISPOLARLOOP與EER有某種程度上的類似，RF信號也被分解成幅度和相位分量。不過，極化環(huán)要更復雜些，它要用到幅度和相位調(diào)制反饋。如圖33所示，極化環(huán)系統(tǒng)實際上也是包絡反饋系統(tǒng)的一種擴展形式，它不僅通過一個AGC環(huán)對功率放大器的幅度失真進行校正，它還通過鑒相器PD和壓控振蕩器VCO構成的鎖相環(huán)PLL來保持放大器穩(wěn)定的相位轉(zhuǎn)移特性。極化環(huán)系統(tǒng)的平均效率大于40，IM3約50DBC左右，若使用性能非常好的晶體管，效率還可達到50以上。極化環(huán)技術已經(jīng)被用在高功率的商業(yè)中波發(fā)射機中，若在要求的帶寬上降低假響應電平，并有足夠反饋，則它還可用在VHF和UHF高效多載波放大器中。不過，由于反饋環(huán)路中視頻電路帶寬的限制，它通常應用在單載波系統(tǒng)中。限幅器鑒相器限幅器混頻器振蕩器圖33極化環(huán)17電子科技大學碩士論文笛卡兒環(huán)19】在上世紀九十年代逐漸流行起來，已經(jīng)有大量相關產(chǎn)品，其與極化環(huán)的差異在于其輸入的是基帶信號，而非RF信號，因而它可視為線性化發(fā)射機而不僅僅是放大器。如圖34所示，基帶IQ輸入信號通過差分放大器加在了正交的IQ調(diào)制器上，再通過功率放大級輸出。然后，一部分RF輸出信號經(jīng)過衰減和正交的IQ解調(diào)器解調(diào)后又反饋到輸入端，與基帶輸入信號比較而生成IQ調(diào)制器的驅(qū)動信號。本振頻率源產(chǎn)生的本振信號分成了兩路，分別加到主路和反饋支路上，并工作在信道的中心頻率上。與極化環(huán)相比，這種系統(tǒng)的好處在于IQ兩個正交信道有良好的匹配，并且增益和帶寬對稱。使用先進的射頻和軟件技術，極化環(huán)系統(tǒng)的可以達至LJ45DB的鏡像抑制和50DB的載波抑制。在有限的帶寬上，實際系統(tǒng)的線性度可以提高到45DB以上。在最初的設計中，基帶IQ信號通過相移網(wǎng)絡來得到，隨著廉價DSP芯片的發(fā)展，利用DSP芯片，可以更容易地生成幅度和相位準確匹配的IQ信號。甚至，利用DSP芯片，可以對IQ信號進行預失真，從而彌補了RF電路中的不足。差分放大器IQ調(diào)制囂羹帶敲丈器IQ解調(diào)囂32前饋技術圖34笛卡兒環(huán)線性化系統(tǒng)號前饋技術10121比反饋技術提出的早，是一種寬帶線性化技術，也是蜂窩I電子科技大學碩士論文通信和PCS基站的AMPS，TDMA，GSM多載波系統(tǒng)，以及IS95單載波放大系統(tǒng)常用的線性化技術。前饋技術基本原理是通過將主功率放大器產(chǎn)生的失真信號樣本前饋到放大器輸出端，來大量抵消放大器輸出端的失真信號，具體結構與原理如圖35所示。前饋系統(tǒng)一般有兩個環(huán)路，在信號抵消環(huán)中，未失真的參考信號A與主放大器的輸出失真信號B相減得到信號失真分量C。失真分量C在失真抵消環(huán)中經(jīng)過輔助放大器放大后反相疊加到主輸出回路，從而抵消了功率放大器的失真，得到所需要的信號D。延時、_，信號抵消環(huán)輔助放大器_、，_失真抵消環(huán)圖35前饋系統(tǒng)基本原理前饋技術具有較高的線性化能力，通常一次前饋抵消，可以得到2030DB的線性改善，理論上它可以對所有假響應【3】進行抑制。前饋技術的另一大特色就是前饋放大器噪聲系數(shù)主要由輔助放大器決定，通常輔助放大器放大的信號電平不是很高，其產(chǎn)生的噪聲要小的多，因此，在沒有改善主放大器噪聲特性的情況下，前饋系統(tǒng)仍然具有良好的噪聲性能。另外，前饋系統(tǒng)的抵消還可以在很大的動態(tài)范圍內(nèi)進行。33預失真技術預失真技術【L3】是一項通過產(chǎn)生輸入信號的互補信號，來消除RF功放的非線性失真的線性化技術。在TV發(fā)射機中頻預失真及TWT放大器RF預失真中已經(jīng)成功地運用預失真技術來校正三階交調(diào)失真。預失真技術本身是比較穩(wěn)定可靠的，但簡易預失真器的開環(huán)狀態(tài)，無法補償溫度變化等外部影響，除非使用一定的調(diào)節(jié)系統(tǒng)。雖然預失真技術能夠?qū)Ψ群拖辔贿M行校正，但它主要是對AMPM轉(zhuǎn)換進行校正。預失真技術19電子科技大學碩士論文也可以作為閉環(huán)系統(tǒng)如反饋系統(tǒng)的一種補充，來彌補閉環(huán)系統(tǒng)的一些不足。預失真技術可分為RF預失真技術與基帶預失真技術兩類。增益和相位補償方法就是一種RF預失真技術，如圖36所示，將壓控衰減器或放大器和移相器放在信號輸入通路上，然后利用RF信號包絡進行動態(tài)調(diào)節(jié)，來消除與輸入信號電平相關的功率放大器幅度AMAM和相位AMPM轉(zhuǎn)換失真。若信號處理器件帶寬是調(diào)制帶寬的10倍左右，則系統(tǒng)可以工作在一個很寬的頻帶上。增益和相位補償系統(tǒng)的三階交調(diào)產(chǎn)物抑制典型值可達10DB，但由于校正系統(tǒng)的開環(huán)，抑制效果還要隨溫度、放大器增益的變化而受到影響，因而需要外加某些調(diào)節(jié)控制電路。增益和相位補償?shù)囊种菩阅苓€要受到檢波跟蹤和控制特性的影響。髓輸出信號圖36預失真幅度與相位補償另一個RF預失真方法是使用非線性放大器NLG產(chǎn)生交調(diào)失真互補信號，來抵消功率放大器失真。這種技術有幾種實現(xiàn)途徑最簡單的一種是在信號主通路上放置二極管或晶體管常為GAAS網(wǎng)絡來校正三階失真。較復雜的一種是利用具有相同失真特性的低功率晶體管做成非線性發(fā)生器，運用此非線性發(fā)生器對主放大器進行前饋預失真。在實際應用中，這種方法要復雜的多，因為它必須要抵消掉NLG輸入的RF信號，僅留下失真信號，而且它還要對主路和支路的幅度、相位以及時延進行匹配。保守估計，這種方法的三階交調(diào)產(chǎn)物抑制可達15DB，但若想對三階交調(diào)產(chǎn)物抑制最大，則高階產(chǎn)物可能得不到抑制甚至會增加。反之，若想使高階產(chǎn)物得到抑制，則會降低三階及五階產(chǎn)物的抑制能力。同樣，此系統(tǒng)也要受到溫度和增益變化的影響，也需要一定的調(diào)節(jié)控制電路?；鶐ьA失真T14】是利用DSP芯片對上變頻前的基帶信號模擬或數(shù)字進20電子科技大學碩士論文行預失真。預失真器利用查詢表100KUPTABLE將IQ輸入信號變換成新的預失真信號。這種方法可以達到非常好的性能，但需要好幾兆比特的存儲空間。此方法對各種變化也能逐漸收斂并作相應調(diào)整。在基帶預失真技術中，基于增益的基帶預失真是利用包絡電平，通過插值的方法來修正復雜的輸出信號；基帶模擬預失真是對由DSP芯片控制的模擬電路基帶信號進行預失真。各種線性化技術都有其優(yōu)點和不足之處，表31列出了其優(yōu)缺點的比較結果。表31線性化技術的各種性能比較一覽表線性化技術RF帶寬線性提高程度效率復雜程度風險功率回退寬好低低RF直接反饋窄一一般弱低一般包絡反饋一般低一般低包絡消去與恢復窄一般高一般極化環(huán)窄一一般高高高笛卡兒環(huán)窄一一般高高一般一高前饋無調(diào)節(jié)網(wǎng)絡寬一般低一般前饋有調(diào)節(jié)網(wǎng)絡寬高低高基帶預失真一般一寬一般高一般一高非線性發(fā)生器一般一寬低高一般一高增益和相位補償一般一寬低高一般一般說來，各種線性化方法大體都可以歸成兩大類”】，即開環(huán)或閉環(huán)技術。各種反饋等都可看成是閉環(huán)系統(tǒng)，它們具有很高的線性化能力，可以在滿足一定頻譜抑制的同時，得到較好的功率輸出和效率，但由于受到調(diào)制帶寬的嚴重限制，通常局限在單載波系統(tǒng)的設計中。預失真技術則可看成開環(huán)21電子科技大學碩士論文系統(tǒng)，它沒有閉環(huán)系統(tǒng)的校正精度，但它能夠處理的多載波信號調(diào)制帶寬非常寬，也不存在制約閉環(huán)系統(tǒng)固有的穩(wěn)定性問題。并且其實現(xiàn)簡單，成本較低，適合于在便攜式系統(tǒng)等要求廉價且容量大的通信系統(tǒng)中使用。而前饋系統(tǒng)不僅可以得到與閉環(huán)系統(tǒng)相當?shù)木€性化能力，而且還具有開環(huán)結構的穩(wěn)定和寬帶，是一種性能較好的線性化技術。不過，前饋系統(tǒng)的校正環(huán)中需要輔助的功率放大器，所以總的效率比較低；而且前饋系統(tǒng)還要求一定的增益和相位追蹤調(diào)節(jié)電路?？偟恼f來，前饋系統(tǒng)具有很多其他線性化技術不能比擬的優(yōu)點，非常適合在無線通信系統(tǒng)基站射頻單元的使用。因此，本文的工作就是采用前饋線性化技術實現(xiàn)微波功率放大器的高線性化，從而滿足35GHZ固定無線接入系統(tǒng)中心站射頻單元的需要。壘2電子科技大學碩士論文第四章35GHZ功率放大器的電路仿真與實驗研究4135GHZ功率放大器的主要技術指標功率放大器的技術指標，除工作頻帶、增益、駐波比和效率外，主要指標是功率放大器的功率輸出以及對信號的非線性失真。表征功放的功率輸出和線性度的指標分別是LDB壓縮點輸出功率舅。和三階交調(diào)系數(shù)IM，如圖41所示。POUTI口莠，I一1，三臣IOAB圖41功放的輸入輸出與互調(diào)特性ALDB壓縮點輸出功率置。圖41A是功率放大器輸出功率與輸入功率的關系曲線。當輸入功率較小時，輸出功率與輸入功率的比值是一個常數(shù)，即為線性關系。所以功率放大器在小信號工作時，其增益與輸入功率大小無關。但隨著輸入功率的增大，輸出功率與輸入功率的比值將減小，即出現(xiàn)增益壓縮現(xiàn)象，他們的關系曲線逐漸彎曲，如圖41B所示。當輸入功率加大到某一數(shù)值時，放大器的輸出功率達到最大，以后就開始下降，這一點就稱為功率放大器的飽和點，如圖A中B點所示。很顯然，如果微波功率放大器工作在飽和點附近就會出現(xiàn)嚴重的非線性失真。23電子科技大學碩士論文當微波功率放大器增益比小信號的線性增益低LDB時，這一點通常稱為LDB壓縮點，見圖4一LAQBA點，此時的增益稱為LDB壓縮點增益，記做G1。對應于該點的輸出功率稱為LDB壓縮點輸出功率，記做只。B三階交調(diào)系數(shù)IM，放大器在大功率時呈現(xiàn)非線性，如果有兩個相近的頻率W1和W信號，通過放大器，則將產(chǎn)生新的組合頻率，一般表示為MWL，L心，最靠近W1和W2的頻率分量為2W。一W2和2W一WL，由于這兩個頻率分量在放大器的通帶內(nèi)難于濾除，故以它們的幅度與基波幅度之比值衡量放大器非線性失真的程度。一般稱2W1一W及2W一W1兩個頻率分量的幅度為三階交調(diào)幅度，定義三階交調(diào)系數(shù)1M，用分貝表示式【16】IM320LG等DBC41一般對線性都要求較高的系統(tǒng)，IM3抑制需達到40DBC以上。按照指標要求以及第三章介紹的前饋放大器基本原理，本章將主要設計兩個35GHZ功率放大器，分別作為下一章35GHZ前饋放大器的主功率放大器和失真抵消環(huán)路中的輔助放大器參見圖35，具體設計指標如下主功率放大器輸出級的設計指標工作頻率范圍35003530MHZLDB壓縮點輸出功率31DBM三階交調(diào)分量9DB輸入駐波28DBM24電子科技大學碩士論文三階交調(diào)分量小信號增益輸入駐波42GAAS場效應晶體管【16】11DB15微波功率晶體管是微波功率晶體管放大器的心臟，它對放大器的性能有著重大影響。因此，在對微波功率晶體管放大器進行研究之前，都應對微波功率晶體管的特性有一定程度的了解。本節(jié)就簡單介紹一下35GHZ功率放大器需使用的GAAS場效應晶體管的基本原理和相關參數(shù)。1微波GAASMESFET的結構和工作原理微波場效應晶體管是在砷化鎵半絕緣材料襯底上制作的N溝道金屬一半導體場效應晶體管，即GAASMESFET，也叫肖特基勢壘柵場效應晶體管。GAASMESFET結構示意圖如圖42所示。襯底材料是具有高電阻率的本征砷化鎵，在襯底上生長一層N型外延層，稱為有源層溝道，在溝道上方制作源極、柵極和漏極。源極S和漏極D的金屬與N型半導體之間形成歐姆接觸，而柵極G的金屬與N型半導體之間形成肖特基勢壘。圖中L為柵長，沿垂直紙面的方向為柵寬W圖中未標示出，A為外延層厚度，此層厚度極薄，一般LA3，MESFET的工作特性對溝道厚度特別敏感。微波FET的工作原理與普通場效應晶體管相同，它是一個電壓控制器件。當柵極之間加負壓圪，時，則肖特基勢壘區(qū)耗盡層變寬，使N溝道變薄。由于漏源之間加正壓，有多數(shù)載流子電子從源極經(jīng)柵極下的溝道漂移到漏極，形成漏極電流，當溝道變薄時，相當于增大溝道電阻，使K減小，因此控制刪壓圪，可以靈敏地改變耗盡層寬窄，從而調(diào)制溝道厚度，達到最終控制匕的目的。25電子科技大學碩士論文極限參數(shù)為最大漏源電壓VDS7V最大柵源電壓VGS一5V最大漏電流IDS750MA最大通道溫度TCH175。C由上述晶體管的電參數(shù)可知，選定AMCOM公司的GAAS功率場效應晶體管AM072MXQG與AM024MXQG進行35GHZ功率放大器設計，可以滿足上一節(jié)提到的設計指標。4335GHZ功率放大器的電路仿真微波功率放大器的設計方法主要有大信號S參數(shù)設計法、等效負載牽引法、動態(tài)阻抗法等等。其中確定大信號阻抗較好的一種方法為等效負載牽引技術。在35GHZ功率放大器的設計中，我們將主要根據(jù)GAAS功率場效應管的等效負載牽引數(shù)據(jù)來設計。1等效負載牽引技術【16】L_V3習。ITI圖44等效負載牽引法原理框圖黔電子科技大學碩士論文圖44表明了放大器的輸出端參考面A入射波、反射波與負載導納的關系。通過改變FET輸出端反射波的大小和相位，模擬端接負載阻抗。圖中和蠔分別表示網(wǎng)絡入射波和反射波復振幅，在參考面A處有K豇肌8壓，”8GO圪向器件方向的反射系數(shù)為N堡上。L根據(jù)關系式45464748砭RO器49求得卜藝KT一刳睜式中Y。是測量系統(tǒng)的特性導納；VO2Y。Y。Y。上式表明，負載導納是FET輸出端反射電壓的函數(shù)。在史密斯園圖上，隨著負載相位的改變，等功率線是一組橢圓軌跡。設計時可以根據(jù)等功率曲線選定R，以便設計輸出匹配網(wǎng)絡。進行等效負載牽引技術的實驗裝置比較復雜。目前也有采用動態(tài)阻抗匹配法，將晶體管與信號源、調(diào)配器、功率計等構成一簡單測試系統(tǒng)，在一定的頻率及輸入電平下，調(diào)整工作點及調(diào)配器，使輸出功率最大，效率又高，即在最佳負載狀態(tài)下工作。然后用共軛替代法測出晶體管在此狀態(tài)下的輸入、輸出阻抗，作為設計匹配網(wǎng)絡的依據(jù)。在本章的35GHZ微波功率放大器的設計中，所選定的GAAS功率場效應管AM072MXQG和AM024MXQG的參數(shù)資料中分別給出了16GHZ共六個頻點的等效負載牽引數(shù)據(jù)，見表41與表42。30電子科技大學碩士論文表41AM072MXQG負載牽引數(shù)據(jù)FREQMAGS22ANGS11MAGANGGHZINPUTINPUTOPLOADOPTLOAD109481659690818175496209471793430819170933094617087608216624240945163_88082116137509431573520832136254609411509230824150834表42AM024MXQG負載牽引數(shù)據(jù)FREQMAGS22ANGCSL1MAGANGGHZINPUTINPUTOPTLOADOPTLOADL09441170110538171，80120923160672053816337309L51749530537154478409111563520535144894509061398360532134386609021239940528122712可以看到，上面表格所列的數(shù)據(jù)并沒有直接給出我們所需要的頻率為35GHZ時的負載牽引數(shù)據(jù)，因此，利用上面的數(shù)據(jù)還不能直接準確的去設計35GHZ功率放大器的匹配電路，必須做進一步的處理，計算出35GHZ時的負載牽引數(shù)據(jù)。根據(jù)插值理論，通過MATLAB編程可以很方便的得到GAAS功率場效應晶3L電子科技大學碩士論文體管AM024MXQG及AM072MXQG在所需頻帶內(nèi)的負載牽引數(shù)據(jù)，具體數(shù)值已列于表43和表44中。表43通過MATLAB計算得到的AM072MXQG負載牽引部分數(shù)據(jù)FREQMAGS22ANGS11MAGANGGHZINPUTINPUTOPTLOADOP丁LOAD3309451687160820一164803340945168008082016431935094516730508201638333609451666090821163345370945165678O82L一162855表44通過MATLAB計算得到的AM024MXQG負載牽引部分數(shù)據(jù)FREQMAGS22】ANGS11】MAGANGGHZINPUTINPUTOPTLOADOPRLOAD33091216896LO537151686340912167056053615074035O91L165192053614978736O911163365053514882537091L16157205351478562匹配電路與偏置電路設計如圖45所示，功率放大器的輸入匹配網(wǎng)絡通常用來實現(xiàn)微波晶體管的輸入端口與信號源之間的共軛匹配；輸出匹配網(wǎng)絡用來完成微波晶體管的輸出端口與負載之間的最大功率匹配。當用等效負載牽引法測量得到了微波功32電子科技大學碩士論文率晶體管的最佳負載阻抗和反射系數(shù)后，即可進行匹配網(wǎng)絡的設計。匹配網(wǎng)絡的基本結構形式與小信號放大器的匹配網(wǎng)絡基本形式是一樣的。對于微帶匹配網(wǎng)絡，按其電路結構形式可分為三種基本結構形式，即并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡、串連型匹配網(wǎng)絡和串一并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡。本文主要采用并聯(lián)型匹配結構來設計功率放大器匹配網(wǎng)絡，所以下面就著重分析功率放大器并聯(lián)匹配網(wǎng)絡的設計。輸入GAAS功率輸出B匹配場效應匹配網(wǎng)絡晶體管網(wǎng)絡圖45單級功率放大器網(wǎng)絡結構圖46匹配網(wǎng)絡設計對于輸出匹配應按最大功率輸出設計，即從晶體管輸出端口向負載看去的負載反射系數(shù)應為L，。因此，輸出匹配網(wǎng)絡就是完成到K到50Q的變換，如圖46所示。將R。標在史密斯圓圖上，由其所在的點沿等反射系數(shù)圓向源方向旋轉(zhuǎn)，與匹配圓相交與A點和爿點。為了減小設計出的放大器的結構尺寸，選擇A點進行設計。由圓圖上即可得到輸出匹配網(wǎng)絡主線的歸一化長度33電子科技大學碩士論文L2，。A點的反射系數(shù)就是L。經(jīng)線長L變換到負載端口上的反射系數(shù)L，如圖中所示。為了匹配，負載端口應具有的反射系數(shù)為R，即一點的反射系數(shù)。已知負載端口反射系數(shù)為零。因此，只要在負載端口外加一個爿。點所對應的電納即可。若此電納用一段終端開路的并聯(lián)支節(jié)來實現(xiàn)，則從導納圓圖中的短路點沿匹配圓向源方向旋轉(zhuǎn)，與通過A。點的電納線相交于B點，即可從圓圖上求出支節(jié)線歸一化長度為LOP。輸入匹配網(wǎng)絡則可以根據(jù)共軛匹配方法，將測得的小信號S參數(shù)直接匹配到50Q，從而使回波最??；也可以根據(jù)等效負載牽引法測得最佳輸入反射系數(shù)來設計，將S11通過圓圖匹配到50Q，提高輸出功率。具體的設計方法跟上文的輸出匹配設計方法類似，只不過對于AM072MXQG地輸入匹配，采用了雙支節(jié)并聯(lián)來達到更好的匹配效果。對于功率放大器的驅(qū)動級與輸出級的級聯(lián)設計，通常有兩種設計方法，一種是每級設計成各自帶輸入輸出網(wǎng)絡的單級放大器，級間用短線連接另一種是級間用一個匹配網(wǎng)絡直接匹配。由于第五章將要談到的前饋放大器設計中，主功放驅(qū)動級與誤差信號抵消環(huán)中輔助放大器輸出級采用了相同的功率晶體管，為了簡便，對于主功率放大器的級間匹配設計，本文采用了前一種設計方法。晶體管功率放大器的工作狀態(tài)有甲類、甲乙類、乙類、丙類幾種，輸入信號電平大小不同，非線性特性也不一致。所以微波功率放大器一般都必須加上偏壓，以保證一定的工作狀態(tài)。為此必須有偏置電路。偏置電路對微帶電路的整體來說，屬于輔助電路；但又必不可少。在設計偏置電路時，必須注意使其對主電路的微波特性影響應盡可能小，即不應造成大的附加損耗、反射以及高頻能量沿偏置電路的泄漏。同時應使其結構盡可能緊湊，不至于占很大的面積，避免造成全體電路在介質(zhì)基片上排列的困難。本文設計的微波功率放大器偏置電路，主要由開路扇形結通過旯4高阻線并接到主線上，并在主線接入點處對微波信號形成開路特性，從而達到了高頻扼流、直流饋電的目的。由于功率放大器加上了偏壓，因此使得與其相連的微帶線也有了直流或低頻電位，如果整個微帶線都連通，則整個電路都具有直流或低頻電位。而34電子科技大學碩士論文事實上有時要求上述具有直流和低頻電位的部分必須和微帶的其他部分隔開，因為微帶的一直連通可能會通過微波信號發(fā)生器內(nèi)部使微帶線和接地板短路，從而使偏壓源也短路。因此，一定的隔直裝置是必要的，它使電路的一部分和其他部分直流隔開，但對微波信號的影響又必須盡可能小。隔直的方法有多種，在本文設計的功率放大器中，主要采用了10PF電容隔直的方法，結構簡單，所占的長度對整個電路的安排影響很小。按照上述設計方法，本文分別設計了35GHZ主功率放大器以及輔助功率放大器的輸出級電路，圖47與圖48給出所設計的電路結構。圖47AM024MXQG電路結構圖圖48AM072MXQG電路結構圖這里，我們選擇了TACONIC公司的微波介質(zhì)基片RF35，其相對介電常數(shù)S35，介質(zhì)厚度H05MM。35電子科技大學碩士論文335GHZ功率放大器的優(yōu)化在上節(jié)理論設計的初值基礎上，利用射頻設計軟件HPADS可以對電路進行仿真和優(yōu)化。GAAS功率場效應晶體管AM024MXQG和AM024MXQG輸出電路的仿真和優(yōu)化，均采用了相同的輸出電路拓撲，具體拓撲形式如圖49所示。圖49輸出電路仿真拓撲通過使用ADS對輸出電路的仿真與優(yōu)化，使功率放大器盡可能地得到最大功率輸出，優(yōu)化結果如圖410所示。AAM024MXQGBAM072MXQG圖410輸出匹配優(yōu)化結果36電子科技大學碩士論文由圖410可以看出在347GHZ356GHZ的頻率范圍內(nèi)，負載端的反射系數(shù)基本上在史密斯圓圖的匹配點附近，從而實現(xiàn)了輸出的最大功率匹配。由于RF器件的性能一致性還不能很好地解決，通常對于功率晶體管，很難給出一個精確的模型參數(shù)，因此己設計的功率放大器進行大信號仿真比較困難。不過，利用晶體管廠商提高的小信號S參數(shù)，可以做成功率晶體管的小信號模型，進行輸入匹配電路和線性增益特性的仿真優(yōu)化。加上直流偏壓的去耦電路，具體的仿真電路拓撲如圖411和圖412所示圖411AM024MXQG整體仿真電路拓撲圖412AM072MXQG整體仿真電路拓撲97。電子科技大學碩士論文仿真優(yōu)化的結果如下。岜GQ口勺330335340345350355336537CFREQ，GHZ圖413AM024MXQG仿真結果L幢I愷JFREQ3515GHZLFREQ3515GHZIDBS2,111390IDBS1，1310133303353403453503，55360365370FREQ，GHZ圖414AM072MXQG仿真結果38一一一【DS口一一L_L一口電子科技大學碩士論文4435GHZ功率放大器的實驗研究對上文設計的35GHZ功率放大器的實驗研究包括了標網(wǎng)測試和頻譜儀測試，標網(wǎng)測試實驗主要是測試功率放大器的輸入駐波及小信號增益特性，頻譜儀測試實驗主要是功率放大器的輸出功率與三階交調(diào)。所使用的主要儀器型號如下信號源AGILENT83623B、41所AVL485標量網(wǎng)絡分析儀AGILENT8757D矢量網(wǎng)絡分析儀HP8510頻譜儀ADVANTESTR4131D標量網(wǎng)絡測試系統(tǒng)框圖如下圖415標量網(wǎng)絡分析儀AGILENT8757D測試系統(tǒng)框圖頻譜儀雙音測試系統(tǒng)框圖如下圖416頻譜儀ADVANTESTR4T3ID雙音測試系統(tǒng)框圖39電子科技大學碩士論文待測功率放大器的實物圖如下圖417功放實物圖左AM024右AM072使用標網(wǎng)AGILENT8757D，測得的AM024與AM072小信號特性如圖418和圖419所示圖418AM072標網(wǎng)測試結果圖419AM024標網(wǎng)測試結果圖420與421中主功率放大器是指以AM024為驅(qū)動級，以AM072為輸出級，級聯(lián)后得到的功率放大器。從圖420所示測試結果可知，主功率放大器小信號增益約為195DB；主功率放大器的雙音測試結果如圖421所示，所使用的測試系統(tǒng)參見圖416?？梢钥吹?，主功率放大器的三階交調(diào)IM3約為一22DBC。40，電子科技大學碩士論文圖420主功率放大器標網(wǎng)測試結果圖421主功放雙音測試結果使用功率計，以PINL8DBM單音輸入時，在35GHZ上測得的輔助功率放大器AM024MXQG輸出P1DB285DBM；以PIN13DBM單音輸入時，在35GHZ上測得主功率放大器輸出P1DB為315DBM。圖422給出了頻率口徑AF500KHZ時主功率放大器的群時延以及頻率口徑AF600KHZ時輔助功率放大器的群時延。從圖中可以看到，在所需頻帶內(nèi)群時延變化很小。161412O1508906O4020JJ，J11畸B1T3JL10934935351352353354頻率GHZ圖422群時延的矢網(wǎng)測試41電子科技大學碩士論文第五章35GHZ前饋放大器的電路仿真和實驗研究5135GHZ前饋放大器實施方案本文32節(jié)已經(jīng)介紹了前饋系統(tǒng)的原理及其特點。根據(jù)前饋原理，并考慮到實施中將要遇到的客觀條件限制，本文擬定了35GHZ前饋放大系統(tǒng)實施的具體方案，如下圖所示試圖5135GHZ前饋放大器實施方案方案中各器件型號或類型如下A2AM072A1，A7AM024A3A4NGA586A5，A6HMC314矢量調(diào)制器1，2STQ3016耦合器1，2，3均為耦合線90。電橋功分器1,2均為威爾金森電橋延時線1，2均采用50F2同軸電纜匏電子科技大學碩士論文52矢量調(diào)制器的實驗研究與電橋的電路仿真實現(xiàn)35GHZ前饋線性化方案的關鍵在于兩個環(huán)路的精確抵消，其主要由兩個因素決定相位誤差和幅度誤差。相位誤差對抵消的影響【”1可以近似表達為COAB鋤扣譬凈，式中見為相位誤差。而幅度誤差對抵消的影響1181可以近似表達為CA2019I10面一152LJ式中變量E為幅度誤差的DB值。若E0，抵消程度要達到30DB以上，則以2。；若以0，抵消程度要達到30DB以上，則要滿足E025DB?？梢?，信號抵消環(huán)路和失真抵消環(huán)路的幅度、相位的平衡是前饋放大器的關鍵。運用矢量調(diào)制器可以對兩個抵消環(huán)路進行增益的幅度和相位調(diào)節(jié)，從而得到精確抵消的效果【19】。在35GHZ前饋放大器的設計中，對前饋系統(tǒng)的環(huán)路抵消進行矢量調(diào)節(jié)本文采用了SIRENZA公司的STQ3016其原理框圖如下圖52矢量調(diào)制器原理框圖一43電子科技大學碩士論文加工后得到的實物圖如下圖53矢量調(diào)制器實物圖在本振輸入兄O6DBM，測試頻率F35GHZ時，用HP8510實際測得的矢量調(diào)制器的參數(shù)指標為幅度調(diào)節(jié)范圍23DB9DB相位調(diào)節(jié)范圍一1450145O幅度平衡O510MV差分輸入的IQ電壓相位平衡2。10MVIQ輸入電壓差載波抑制一34DBLO端反射系數(shù)一14DBM在35GHZ前饋放大器中除了有源固體器件，還需要定向耦合線90。電橋和3DB功分器進行電路連接。耦合線90電橋也稱蘭格電橋，如圖54所示，它由一個四分之一波長的耦合微帶線構成。LK4一圖54耦合線90電橋結構44電子科技大學碩士論文運用ADS射頻軟件，本文設計了35GHZ前饋放大器方案中的耦合器L，2，3。經(jīng)過優(yōu)化，得到的優(yōu)化結果如圖55所示。M7T1；M，一|；DIIBEQ俗1J3，521_5岳GJH9Z。05斟300320340360380400FREQ。GHZ圖55A耦合器1優(yōu)化結果NM7TLM7J；IFREQ3515GHZL同B1，2I_27044300320340360380400FREQ，GHZ圖55B耦合器2優(yōu)化結果M7V_IFI7FREQ3515GHZDBS1葉圣瀹RT0I牛D300320340360380400FREQ，GHZ圖55C耦合器3優(yōu)化結果幫電子科技大學碩士論文對于方案中的3DB功分器，則按照威爾金森電橋設計，其輸入輸出特性阻抗都是50Q，中間的分支線性阻抗為707Q，長度為四分之一波長，跨接電阻為100Q。軟件仿真的電路拓撲如下圖圖563DB功分器ADS電路拓撲運用ADS進行優(yōu)化后，仿真結果如下LM5|M6LM7IM81TREQ3515GHZLFREQ3515GHZQ3515GHZ1FREQ3515GHZL三曼IIDSS2,3二47087K簽F，蘭I2L照望12蔓呈IFREQ，GHZA衰減與隔離度B輸入輸出反射系數(shù)圖573DB功分器ADS仿真結果46電子科技大學碩士論文5335GHZ前饋放大器的系統(tǒng)仿真根據(jù)前文所述的實施方案，首先建立前饋放大器信號抵消環(huán)ADS原理圖，如下圖所示圖58前饋系統(tǒng)信號抵消環(huán)ADS拓撲圖圖中雙音信號輸入頻率為3515GHZ，信道間隔為175MHZ，輸入功率為13DBM。通過仿真和優(yōu)化，我們可以得到信號抵消環(huán)的最佳抵消結果，如下圖所示?？梢钥吹?，前饋系統(tǒng)信號抵消環(huán)的抵消程度可達40DB以上。SPATRTMOFSIGNALBDECACELLADSPACTRTRNOF,GGHALCANCELLEDJLJLLJ，F(xiàn)HA抵消前B抵消后圖59前饋系統(tǒng)ADS仿真信號抵消結果毒7一里面P奄UOIL萑口S電子科技大學碩士論文然后進行整個前饋