1、第4章 數(shù)字調(diào)制技術(shù)4.1 引言4.2 線性調(diào)制技術(shù)4.3 恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.4 “線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合的調(diào)制技術(shù)4.5 正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)4.6 擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)4.7 在多徑衰落信道中的調(diào)制性能分析7/27/202214.1 引言調(diào)制的目的是把要傳輸?shù)哪M信號(hào)或數(shù)字信號(hào)變換成適合信道傳輸?shù)男盘?hào)。該信號(hào)稱為已調(diào)信號(hào)。 調(diào)制過程用于通信系統(tǒng)的發(fā)端。在接收端需將已調(diào)信號(hào)還原成傳輸前的原始信號(hào)，該過程稱為解調(diào)。7/27/20222 按照調(diào)制器輸入信號(hào)(該信號(hào)稱為調(diào)制信號(hào))的形式，調(diào)制可分為模擬調(diào)制(或連續(xù)調(diào)制)和數(shù)字調(diào)制。模擬調(diào)制是利用輸入的模擬信號(hào)直接調(diào)制(或改變)載波(正弦波)的振幅

2、、頻率或相位，從而得到調(diào)幅(AM)、 調(diào)頻(FM)或調(diào)相(PM)信號(hào)。 數(shù)字調(diào)制是利用數(shù)字信號(hào)來控制載波的振幅、頻率或相位。常用的數(shù)字調(diào)制有：頻移鍵控(FSK)和相移鍵控(PSK)等。 7/27/20223 移動(dòng)通信信道的基本特征是：第一，帶寬有限，它取決于可使用的頻率資源和信道的傳播特性；第二，干擾和噪聲影響大，這主要是移動(dòng)通信工作的電磁環(huán)境所決定的；第三，存在著多徑衰落。針對(duì)移動(dòng)通信信道的特點(diǎn)，已調(diào)信號(hào)應(yīng)具有高的頻譜利用率和較強(qiáng)的抗干擾、抗衰落的能力。 7/27/20224移動(dòng)通信系統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制要求：（1）必須采用抗干擾能力較強(qiáng)的調(diào)制方式；（2）盡可能提高頻譜利用率；（3）具有良好的誤碼率

3、性能。7/27/20225數(shù)字調(diào)制的性能指標(biāo)：功率有效性帶寬有效性功率有效性p是反映調(diào)制技術(shù)在低功率電平情況下保證系統(tǒng)誤碼性能的能力。帶寬有效性B是反映調(diào)制技術(shù)在一定的頻帶內(nèi)數(shù)字有效性的能力。7/27/20226由香農(nóng)(Shannon)定理： 式中，C為信道容量；B為RF帶寬；S/N為信噪比; lb=loga, a=2。 因此，最大可能的BMAX為 對(duì)于GSM，B=200 kHz, SNR=10 dB, 則有： 7/27/20227移動(dòng)通信系統(tǒng)采用的主要調(diào)制方式：GSM TDMAFDMA GMSKDCS1800 TDMA GMSKDCS1900 TDMA GMSKIS-95 CDMA QPSK

4、/BPSKPACS TDMA/FDMA /4-DQPSK7/27/202284.2 線性調(diào)制技術(shù) 在線性調(diào)制中，發(fā)射信號(hào)s(t)的幅度隨調(diào)制信號(hào)a(t)線性變化。線性調(diào)制技術(shù)具有頻譜利用率高的優(yōu)點(diǎn)。7/27/202294.2 線性調(diào)制技術(shù)4.2.1 二進(jìn)制移相鍵控(BPSK)4.2.2 差分移相鍵控(DPSK)4.2.3 正交移相鍵控QPSK(4PSK)4.2.4 交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)4.2.5 /4-QPSK7/27/2022104.2.1 二進(jìn)制移相鍵控（BPSK）1. BPSK信號(hào)表達(dá)式式中，Tb為碼元寬度，a(t)為調(diào)制信號(hào)。7/27/2022112. BPSK的功率譜密

5、度PBPSK 式中，gBPSK為信號(hào)復(fù)包絡(luò)。 信號(hào)復(fù)包絡(luò)的功率譜密度為 7/27/202212所以，BPSK的功率譜密度PBPSK為 7/27/2022133. BPSK接收機(jī) 如果信道無多徑傳輸出現(xiàn), 接收端的BPSK信號(hào)可表示為 式中, ch是相對(duì)于信道時(shí)延有關(guān)的相位。 7/27/202214圖4-1 帶載波恢復(fù)電路的BPSK接收機(jī) 7/27/202215式中: 7/27/2022164.2.2 差分移相鍵控DPSK圖4-2 DPSK調(diào)制器框圖 7/27/202217圖4-3 差分編碼實(shí)現(xiàn) 7/27/202218圖4-4 DPSK接收機(jī)框圖 7/27/202219 在加性白噪聲（AWGN，

6、Additive White Gaussian Noise）情況下，DPSK的誤碼率Pe, DPSK為 7/27/2022204.2.3 正交移相鍵控QPSK(4PSK)QPSK信號(hào)表達(dá)式 由于在一個(gè)調(diào)制符號(hào)中發(fā)送2 bit, QPSK 較BPSK頻帶利用率提高了一倍。載波相位取四個(gè)空間相位0、/2, 和3/2中的一個(gè)，每個(gè)空間相位代表一對(duì)惟一的比特。7/27/202221 在QPSK系統(tǒng)中，載波相位共有四個(gè)可能的取值，對(duì)應(yīng)于四個(gè)已調(diào)信號(hào)的矢量圖。 圖45 QPSK信號(hào)矢量圖(a) /4系統(tǒng) (b) /2系統(tǒng) 7/27/202222圖4-6 /2QPSK系統(tǒng)調(diào)制器原理框圖 圖4-7 /2QPS

7、K系統(tǒng)解制器原理框圖 7/27/202223 /4-QPSK系統(tǒng)的調(diào)制器和解調(diào)器原理框圖也可以用類似方法實(shí)現(xiàn)，只要把兩個(gè)載波cosct和sinct分別用cos(ct+45)和sin(ct+45)代替就可以了。 在加性白噪聲性能下，QPSK的誤碼率Pe,QPSK為 QPSK和BPSK的誤碼性能相同。7/27/202224 由于在相同的帶寬情況下，QPSK較BPSK發(fā)送數(shù)據(jù)多一倍。 因此，QPSK 頻譜利用率高一倍。QPSK信號(hào)的功率譜密度PQPSK為 由符號(hào)包絡(luò)為矩形脈沖和余弦脈沖成型的QPSK信號(hào)的歸一化功率譜密度如圖4-8所示。 7/27/202225圖4-8 QPSK信號(hào)的功率譜密度 7/

8、27/2022264.2.4 交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK) 我們?cè)谟懻換PSK信號(hào)時(shí)，限定每個(gè)符號(hào)的包絡(luò)是矩形，即信號(hào)包絡(luò)是恒定的。此時(shí)，信號(hào)的頻譜是無限寬。然而實(shí)際信道是限帶的，因此在發(fā)送QPSK信號(hào)時(shí)要經(jīng)過帶通濾波。限帶后的QPSK已不能保持恒包絡(luò)。相鄰符號(hào)之間發(fā)生180相移時(shí)，經(jīng)限帶后會(huì)出現(xiàn)包絡(luò)過零的現(xiàn)象。反映在頻譜方面，出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬現(xiàn)象。 交錯(cuò)QPSK對(duì)出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬等有害現(xiàn)象不敏感，可以得到效率高的放大。7/27/202227圖4-10 OQPSK信號(hào)調(diào)制框圖 7/27/202228圖4-11 OQPSK的I、Q信道波形和相位路徑 7/27/202229圖4-9 QP

9、SK的相位關(guān)系圖 圖4-12 OQPSK相位關(guān)系圖 7/27/2022304.2.5 /4-QPSK /4-QPSK調(diào)制是對(duì)OQPSK和QPSK調(diào)制最大相位變化進(jìn)行折衷。其最大相位變化限制在135，包絡(luò)變化比相位受限的QPSK的性能好，比OQPSK性能差?？梢圆捎孟喔山庹{(diào)和非相干解調(diào)。7/27/202231式中：當(dāng)前碼元兩正交信號(hào)分別為：7/27/202232碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有/4和 3/4四種取值。表 4-3 Ik , Qk與k的對(duì)應(yīng)關(guān)系 7/27/202233圖4-13 /4-QPSK的相位關(guān)系圖 7/27/202234圖4-14 /4-QPSK調(diào)制電路 電路簡單工作穩(wěn)定易于集成

10、7/27/2022352. /4-QPSK信號(hào)的解調(diào)常用解調(diào)方法：1）基帶差分檢測；2）中頻延遲差分檢測；3）鑒頻器檢測。7/27/2022361）基帶差分檢測圖4-15 基帶差分檢測電路 7/27/2022372）中頻延遲差分檢測圖4-16 中頻延遲差分檢測電路 7/27/2022383）鑒頻器檢測圖4-17 鑒頻器檢測電路 7/27/2022393. /4-QPSK信號(hào)的性能 圖4-18 /4-QPSK信號(hào)的功率譜密度曲線（a）無負(fù)反饋控制；（b）有負(fù)反饋控制 1）頻譜特性7/27/202240 2) 誤碼性能 誤碼性能與所采用的檢測方式有關(guān)。采用基帶差分檢測方式的誤比特率與比特能量噪聲功

11、率密度比（Eb/N0）之間的關(guān)系式為: 式中, 是參量為 的K階修正第一類貝塞爾函數(shù)。 7/27/202241圖4-19 穩(wěn)態(tài)高斯信道中的誤碼率性能曲線 7/27/202242圖4-20 快衰落信道條件下的誤碼率性能曲線 7/27/2022434.3 恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù) 保持載波包絡(luò)恒定，即為恒包絡(luò)調(diào)制。其特點(diǎn)為： 功率放大器工作在C類，不會(huì)引起發(fā)射信號(hào)占用頻譜增大； 帶外輻射低：-60dB-70dB； 使用簡單的限幅器鑒頻器檢測，便可抗FM噪聲和由于瑞利衰落造成的影響，簡化了接收機(jī)電路。 恒包絡(luò)調(diào)制占用的帶寬較線性調(diào)制方案寬。7/27/2022444.3 恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.3.0 頻移鍵控調(diào)制F

12、SK4.3.1 最小頻移鍵控MSK4.3.2 高斯濾波最小頻移鍵控GMSK7/27/2022454.3.0 頻移鍵控調(diào)制FSK即當(dāng)輸入為傳號(hào)“+1”時(shí)，輸出頻率為f1的正弦波；當(dāng) 輸入為空號(hào)“-1”時(shí)，輸出頻率為f2的正弦波。設(shè)輸入到調(diào)制器的比特流為an, an=1, n=-+。FSK的輸出信號(hào)形式(第n個(gè)比特區(qū)間)為7/27/202246令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為 7/27/202247 令g(t)的頻譜為G(), an取+1和-1的概率相等，則s(t)的功率譜表達(dá)式為 7/27/202248FSK信號(hào)的功率譜 7/27/202249FSK的相干解調(diào)框圖 7/27/2

13、022504.3.1 最小頻移鍵控MSK MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個(gè)頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，并要求FSK信號(hào)的相位連續(xù)，其頻差f=f2-f1=1/2Tb, 即調(diào)制指數(shù)為1. MSK信號(hào)的性質(zhì)7/27/2022512. MSK信號(hào)的波形圖4-21 MSK信號(hào)波形7/27/2022523. MSK信號(hào)的相位 附加相位函數(shù)(t)與時(shí)間t的關(guān)系是直線方程，其斜率為 ，截距為 。附加相位函數(shù)(t)在碼元間的增量為7/27/202253圖4-22 附加相位路徑圖7/27/2022544. MSK信號(hào)的正交性MSK的信號(hào)表達(dá)式為7/27/2022555. MSK信號(hào)的

14、產(chǎn)生圖4-23 MSK調(diào)制器 7/27/2022567/27/202257圖4-24 另一種MSK調(diào)制器 7/27/2022586. MSK信號(hào)的解調(diào)1）平方環(huán)解調(diào)電路2）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路7/27/2022591）平方環(huán)解調(diào)電路圖4-25 平方環(huán)提取載波電路 7/27/202260圖4-27 平方環(huán)相干解調(diào)器 7/27/2022612）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路圖4-28 Costas環(huán)同步解調(diào)電路 7/27/2022627. MSK信號(hào)的性能1）功率譜密度圖4-29 MSK信號(hào)功率譜密度 7/27/2022632）誤比特率性能在高斯加性白噪聲信道下，

15、MSK信號(hào)的誤比特率為7/27/2022644.3.2 高斯濾波最小頻移鍵控GMSK GMSK調(diào)制方式是在MSK調(diào)制器之前加入一個(gè)基帶信號(hào)預(yù)處理濾波器（高斯低通濾波器GLPF），將基帶信號(hào)變?yōu)楦咚姑}沖信號(hào)，由于其包絡(luò)無陡峭邊沿和拐點(diǎn)，從而達(dá)到改善MSK信號(hào)頻譜特性的目的。圖4-33 采用直接FM構(gòu)成的GMSK發(fā)射機(jī)的原理框圖 7/27/2022651. GMSK信號(hào)的基本原理 實(shí)現(xiàn)GMSK信號(hào)的調(diào)制, 關(guān)鍵是設(shè)計(jì)性能良好的高斯低通濾波器, 它必須具有如下特性: (1） 有良好的窄帶和尖銳的截止特性, 以濾除基帶信號(hào)中的高頻成分。 (2） 脈沖響應(yīng)過沖量應(yīng)盡可能小, 防止已調(diào)波瞬時(shí)頻偏過大。 (

16、3） 輸出脈沖響應(yīng)曲線的面積對(duì)應(yīng)的相位為/2, 使調(diào)制系數(shù)為1/2。 7/27/202266滿足這些特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為式中,是與濾波器3 dB帶寬Bb有關(guān)的一個(gè)系數(shù)，選擇不同的，濾波器的特性隨之而改變。通常將高斯低通濾波器的傳輸函數(shù)值為 時(shí)的濾波器帶寬，定義為濾波器的3 dB帶寬， 即： 由上式可見，改變時(shí)，帶寬Bb也隨之改變。反之，已知濾波器的3 dB帶寬，得出參數(shù)，進(jìn)行濾波器設(shè)計(jì)。 7/27/202267根據(jù)傳輸函數(shù)可求出濾波器的沖激響應(yīng)h(t)為 當(dāng)3 dB帶寬增大時(shí)，濾波器的傳輸函數(shù)隨之變寬， 而沖激響應(yīng)函數(shù)卻隨之變窄。 7/27/202268圖4-30 高斯

17、低通濾波器傳輸特性 圖4-31 高斯低通濾波器沖擊響應(yīng) 7/27/202269該濾波器對(duì)單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為 式中 7/27/202270當(dāng)BbTb取不同值時(shí)， g(t)的波形如圖 2 - 12 所示。 高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng) 7/27/2022712. GMSK信號(hào)的相位路徑圖4-32 MSK和GMSK信號(hào)的相位路徑 7/27/202272MSK和GMSK信號(hào)的相位路徑 7/27/2022733. GMSK信號(hào)的產(chǎn)生圖4-33 采用直接FM構(gòu)成的GMSK發(fā)射機(jī)的原理框圖 7/27/202274圖4-34 采用正交調(diào)制和鎖相環(huán)調(diào)制的GMSK信號(hào)調(diào)制原理框圖 7/27/202275

18、4. GMSK信號(hào)的解調(diào)圖4-35 一比特延遲差分檢測電路框圖 7/27/202276圖4-36 二比特延遲差分檢測電路框圖 7/27/2022777/27/2022787/27/202279圖4-37 二比特差分檢測相位狀態(tài)圖 7/27/2022805. GMSK信號(hào)的性能1）功率譜密度圖4-38 GMSK信號(hào)功率譜密度 7/27/2022812) 誤比特率性能圖4-39 相干檢測誤碼性能 圖4-40 二比特延遲差分檢測誤碼性能 7/27/2022824.4 “線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合調(diào)制技術(shù) 基帶數(shù)字信號(hào)是通過RF載波進(jìn)行恒包絡(luò)和相位的改變來傳輸?shù)摹?基帶信號(hào)可以轉(zhuǎn)換成幅度和相位更多取值的

19、調(diào)制信號(hào)，這樣的調(diào)制技術(shù)稱為M進(jìn)制調(diào)制。可分為MASK、MPSK、MFSK。 M的取值是2的倍數(shù)。 M進(jìn)制調(diào)制是通過犧牲誤碼率性能來提高帶寬效率。7/27/2022834.4 “線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合調(diào)制技術(shù)4.4.1 M維相移鍵控（MPSK）4.4.2 M維正交振幅調(diào)制（QAM）4.4.3 M維頻移鍵控（MFSK）7/27/2022844.4.1 M維相移鍵控（MPSK）1. MPSK調(diào)制方式概述調(diào)制信號(hào)：7/27/202285圖4-41 MPSK星座分布圖（M8） 7/27/202286圖4-42 MPSK功率譜密度（M8，16）2. MPSK的功率譜密度7/27/202287表4-9

20、MPSK的帶寬和功率有效性 M 248163264B=Rb/B 0.511.522.53Eb/N0 （BER=10-6） 10.510.51418.523.428.57/27/2022884.4.2 M維正交振幅調(diào)制（QAM）圖4-43 16維QAM星座分布圖 7/27/202289M維正交振幅調(diào)制（QAM）信號(hào)表達(dá)式：7/27/202290表4-10 QAM的帶寬和功率有效性 M 4166425610244096B123456Eb/N0 （BER=10-6） 10.51518.5242833.57/27/2022914.4.3 M維頻移鍵控（MFSK）最佳接收機(jī)由M個(gè)相關(guān)器和匹配濾波器組成。

21、信道帶寬隨M的增加，帶寬利用率降低。7/27/202292 MFSK的正交特性引發(fā)了在相同信道上給多用戶提供具有更高效率有效性的正交頻分復(fù)用技術(shù)。表4-11 相關(guān)MFSK的帶寬和功率有效性 M 248163234B=Rb/B0.40.570.550.420.290.18Eb/N0 （BER=10-6） 13.510.809.308.207.506.907/27/202293 正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式是一種高效調(diào)制技術(shù)，它具有較強(qiáng)的抗多徑傳播和頻率選擇性衰落的能力以及較高的頻譜利用率，已成功地應(yīng)用于數(shù)字音頻廣播DBA

22、高清晰度電視HDTV的地面廣播系統(tǒng)、無線局域網(wǎng)WLAN。 在移動(dòng)通信領(lǐng)域，OFDM是第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)采用的技術(shù)之一。4.5 正交頻分復(fù)用（OFDM） 技術(shù)7/27/202294多徑干擾的解決的辦法：擴(kuò)大符號(hào)周期，使其大大超過多徑反射的延時(shí)時(shí)間，于是多徑反射滯后于直達(dá)波的時(shí)間將只占據(jù)符號(hào)周期的很小一部分時(shí)間，碼間干擾變得微不足道。 7/27/2022954.5.1 正交頻分復(fù)用的原理 將發(fā)送的數(shù)據(jù)流分散到許多個(gè)子載波上，使各子載波的信號(hào)速率大為降低，從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。 為了提高頻譜利用率，OFDM方式中各子載波頻譜有重疊，但保持相互正交，在接收端通過相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出各子載波，

23、同時(shí)消除碼間干擾的影響。7/27/202296 由此可見，若選擇載波頻率間隔則OFDM信號(hào)保持各子載波相互正交。 7/27/202297 頻譜利用率 OFDM信號(hào)由N個(gè)信號(hào)疊加而成，每個(gè)信號(hào)頻譜為 函數(shù)并且與相鄰信號(hào)頻譜有1/2重疊。頻譜寬度為 每個(gè)支路采用M進(jìn)制調(diào)制，N個(gè)并行支路傳輸?shù)谋忍芈蕿镽b= NRslbM為子載波信道帶寬的一半。7/27/202298 OFDM的頻譜利用率為 若子載波信道嚴(yán)格限帶，且 實(shí)際子信道的帶寬稍大，為7/27/202299 4.5.2 子載波調(diào)制 當(dāng)對(duì)各個(gè)載波采用PSK或QAM調(diào)制方式時(shí)，令并行輸入數(shù)據(jù)d(n)=a(n)+jb(n)，他們?cè)诿總€(gè)支路上調(diào)制一對(duì)正

24、交載波sinit和cosit。7/27/2022100圖5-45 OFDM調(diào)制器的原理方框圖 7/27/2022101圖5-46 OFDM解調(diào)器的原理方框圖 7/27/2022102 由于載波之間的間隔為或n，因此只當(dāng)兩個(gè)同頻率、同相位的正弦或余弦信號(hào)相乘并在的一個(gè)周期T內(nèi)積分時(shí)，積分值才不等于0，其它各路信號(hào)相乘后的積分值均等于0。這就是正弦和余弦信號(hào)的正交性。因此，N路調(diào)制波信號(hào)之間是互相正交的，即任兩路信號(hào)相乘并在時(shí)間長度T內(nèi)的積分值都為0。據(jù)此特性，就可以通過同步檢波分別地解調(diào)出各路基帶信號(hào)Ii和Qi。所以，將這種調(diào)制稱為正交頻分復(fù)用。 7/27/2022103單個(gè)OFDM子信道的頻譜

25、 OFDM頻譜 7/27/2022104OFDM的整個(gè)頻譜 7/27/20221054.5.3 正交頻分復(fù)用的DFT實(shí)現(xiàn) OFDM系統(tǒng)中的載波數(shù)量是幾千，在實(shí)際應(yīng)用中不可能像傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)那樣使用N個(gè)振蕩器和鎖相環(huán)PLL(Phase Lock Loop）陣列進(jìn)行相干解調(diào)。 S. B. Weinstein提出了一種用DFT實(shí)現(xiàn)OFDM的方法。 7/27/2022106 核心思想是將在通頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)的頻分復(fù)用信號(hào)x(t)轉(zhuǎn)化為在基帶實(shí)現(xiàn)，先得到x(t)的等效基帶信號(hào)s(t)，再乘以一個(gè)載波fc將s(t)搬移到所需的頻帶上。在基帶實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)是可以借助集成電路工藝直接對(duì)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理，實(shí)現(xiàn)OFDM的

26、同時(shí)避免了生成N個(gè)載波由于頻率偏移而產(chǎn)生的載波間干擾。 如果采用快速傅立葉變換FFT(Fast Fourier Transformation)實(shí)現(xiàn)離散傅立葉變換(DFT)和離散傅立葉反變換(IDFT)，OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)就變得簡單和經(jīng)濟(jì)了。7/27/2022107用IFFT實(shí)現(xiàn)的OFDM發(fā)送端方框圖 7/27/2022108 由于OFDM信號(hào)的頻譜不是嚴(yán)格限帶的(sinc(f)函數(shù))，因此多徑傳輸引起的線性失真使得每個(gè)子信道的能量擴(kuò)散到相鄰信道，從而產(chǎn)生符號(hào)間干擾。 解決的方法是延長符號(hào)的持續(xù)時(shí)間或增加載波數(shù)量，使失真變得不是那么明顯。然而由于載波容量、多普勒效應(yīng)以及DFT大小的限制，這種方法

27、中只能在一定程度上解決符號(hào)間干擾問題。 7/27/2022109 另一種防止符號(hào)間干擾的方法是周期性地加入保護(hù)間隔，在每個(gè)OFDM符號(hào)前面加入信號(hào)本身周期性的擴(kuò)展。符號(hào)總的持續(xù)時(shí)間T=ts+tg, tg是保護(hù)間隔，ts是有用信號(hào)的持續(xù)時(shí)間。當(dāng)保護(hù)間隔大于信道脈沖響應(yīng)或多徑延遲時(shí)，就可以消除符號(hào)間干擾。由于加入保護(hù)間隔會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)流量增加，因此通常tg小于ts4。7/27/2022110 4.5.4 OFDM的特點(diǎn) 1. 優(yōu)點(diǎn)（1）高速率數(shù)據(jù)流通過串/ 并變換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長度相對(duì)增加，從而有效地減少了無線信道的時(shí)間彌散所帶來的符號(hào)間干擾，減少了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度。（2）由于個(gè)

28、子載波之間的正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，可以最大限度地利用頻譜資源。（3）各個(gè)子信道中的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過IFFT和FFT來實(shí)現(xiàn)。（4）可以通過使用不同數(shù)量的子信道來實(shí)現(xiàn)無線上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。（5）容易與其他多種接入方式結(jié)合使用，如多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA。7/27/2022111 2. 缺點(diǎn)（1）易受頻率偏差的影響。（2）存在較高的峰均功率比。7/27/20221124.5.5 OFDM系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)（1）時(shí)域和頻域同步（2）信道估計(jì)（3）信道編碼和交織（4）降低峰均功率比7/27/20221134.6 擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù) 擴(kuò)頻通信技術(shù)

29、是一種信息傳輸方式，其信號(hào)所占有的頻帶寬度遠(yuǎn)大于所傳信息必需的最小帶寬； 頻帶的擴(kuò)展是通過一個(gè)獨(dú)立的碼序列來完成，用編碼及調(diào)制的方法來實(shí)現(xiàn)的，與所傳信息數(shù)據(jù)無關(guān)； 在接收端則用同樣的碼進(jìn)行相關(guān)同步接收、解擴(kuò)及恢復(fù)所傳信息數(shù)據(jù)。 7/27/2022114擴(kuò)頻信號(hào)的特征:1. 易于重復(fù)使用頻率，提高了無線頻譜利用率； 2. 抗干擾性強(qiáng)，誤碼率低，抵抗多徑干擾，通過RAKE接收提高系統(tǒng)性能；3. 隱蔽性好，對(duì)各種窄帶通信系統(tǒng)的干擾很?。?4. 可以實(shí)現(xiàn)碼分多址； 5. 抗多徑干擾。7/27/2022115直接序列擴(kuò)頻(DSSS DirectSequenceSpreadSpectrum) -直接用具有

30、高碼率的擴(kuò)頻碼序列在發(fā)端去擴(kuò)展信號(hào)的頻譜。而在接收端，用相同的擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行解擴(kuò)，把展寬的擴(kuò)頻信號(hào)還原成原始的信息。跳頻 (FHFrequencyHopping)-用一定碼序列進(jìn)行選擇的多頻率頻移鍵控。也就是說，用擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行頻移鍵控調(diào)制，使載波頻率不斷地跳變，所以稱為跳頻。擴(kuò)頻方式（一）7/27/2022116跳時(shí)(THTimeHopping)。與跳頻相似，跳時(shí)是使發(fā)射信號(hào)在時(shí)間軸上跳變。首先把時(shí)間軸分成許多時(shí)片，在一幀內(nèi)哪個(gè)時(shí)片發(fā)射信號(hào)由擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行控制。可以把跳時(shí)理解為：用一定碼序列進(jìn)行選擇的多時(shí)片的時(shí)移鍵控。由于采用了窄得很多的時(shí)片去發(fā)送信號(hào)，相對(duì)說來，信號(hào)的頻譜也就展寬了。

31、寬帶線性調(diào)頻(ChirpModulation)。寬帶線性調(diào)頻工作方式，簡稱Chirp方式。如果發(fā)射的射頻脈沖信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)，其載頻的頻率作線性變化，則稱為線性調(diào)頻。擴(kuò)頻方式（二）7/27/20221174.6.1 PN(Pseudorandom-Noise)碼序列 具有近似隨機(jī)序列(噪聲)的性質(zhì)，而又能按一定規(guī)律(周期)產(chǎn)生和復(fù)制的序列。 偽隨機(jī)序列在一定的周期內(nèi)具有自相關(guān)特性。它的自相關(guān)特性和白噪聲的自相關(guān)相似。 雖然是預(yù)先可知的，但性質(zhì)上和那些隨機(jī)序列具有相同的性質(zhì)。如：具有相同數(shù)目的0和1，序列的不同部分具有很小的相關(guān)性，任何兩串序列具有很小的相關(guān)性。常用的偽隨機(jī)序列有m序列、M序列和

32、R-S序列。7/27/2022118圖4-52 M級(jí)廣義反饋移位寄存器框圖 7/27/20221194.6.2 直接序列擴(kuò)頻（DS-SS） 帶寬WssB7/27/2022120圖4-54 信號(hào)及干擾的頻譜圖（a）寬帶濾波器輸出；（b）校正器輸出 7/27/2022121式中：處理增益（擴(kuò)頻增益）7/27/20221224.6.3 跳頻擴(kuò)頻技術(shù)（FH-SS） 圖4-55 單信道調(diào)制FH系統(tǒng)框圖（a) 發(fā)射機(jī); (b) 接收機(jī) 7/27/20221234.6.4 直擴(kuò)的性能 假設(shè)每個(gè)用戶都有一個(gè)PN序列，每個(gè)符號(hào)位含有N個(gè)時(shí)間片，每個(gè)時(shí)間片占時(shí)Tc，NTc=T。第k個(gè)用戶的傳輸信號(hào)表達(dá)式如下： 7

33、/27/2022124圖4-56 CDMA擴(kuò)頻系統(tǒng)k個(gè)用戶的模型和單個(gè)用戶接收機(jī)結(jié)構(gòu)(a) CDMA擴(kuò)頻系統(tǒng)的k個(gè)用戶的模型； (b)單個(gè)用戶接收機(jī)結(jié)構(gòu)7/27/2022125 假設(shè)Ik是由第k個(gè)干擾在某一符號(hào)整位N個(gè)時(shí)間片的隨機(jī)組成。大數(shù)定理告訴我們這些隨機(jī)信號(hào)產(chǎn)生的總和仍是隨機(jī)過程。（K-1）個(gè)用戶作為完全獨(dú)立的干擾，總的接入干擾可表示為 。采用高斯表達(dá)式可以推導(dǎo)得到平均錯(cuò)誤比特率Pe的簡單表達(dá)式為 (4-169)7/27/2022126 對(duì)于單個(gè)用戶來說，以上的平均錯(cuò)誤比特率表達(dá)式就可轉(zhuǎn)變?yōu)锽PSK調(diào)制的錯(cuò)誤比特率BER表達(dá)式。 (對(duì)于干擾受限系統(tǒng)來講， 熱噪聲并不是惟一因素。) 如果E

34、b/N0趨向于無窮大，式(4-169)可改寫如下： 7/27/20221274.6.5 跳頻擴(kuò)頻的性能 在FH-SS系統(tǒng)中，幾個(gè)用戶獨(dú)立地采用BFSK調(diào)制系統(tǒng)在他們的頻帶上跳躍。假設(shè)任何兩個(gè)用戶不會(huì)在同一個(gè)信道中發(fā)生沖突，那么BFSK系統(tǒng)的錯(cuò)誤比特率BER表達(dá)如下： 7/27/2022128 如果有兩個(gè)用戶同時(shí)在一個(gè)信道中傳輸，發(fā)生了碰撞，在這種情況下，則可按0.5的概率進(jìn)行分配。這樣，總的錯(cuò)誤概率可表達(dá)如下： ph為碰撞的可能性，可以事先得到。7/27/2022129 如果有M個(gè)信道可以傳輸，那么在用戶的接收信道時(shí)間片上有1/M的可能性發(fā)生碰撞。如果有（K-1）個(gè)用戶干擾，那么在所接收的信道上，至少有一個(gè)發(fā)生碰撞的可能性，這時(shí)的ph表達(dá)式如下： 假設(shè)M很大，則錯(cuò)誤率Pe的表達(dá)式如下: (4-174)7/27/2022130 如果K=1，錯(cuò)誤概率如式（4-171）所示，是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的BFSK錯(cuò)誤概率。同樣假設(shè)Eb/N0趨向于無窮大，式(4-174)可改寫如下： 以上的分析都是假設(shè)用戶的跳頻會(huì)同步發(fā)生，這稱為時(shí)隙跳頻（slotted frequency hopping）。但對(duì)于許多FH-SS系統(tǒng)來說，實(shí)際情況并非如此。 即使兩個(gè)獨(dú)立用戶的時(shí)鐘能夠同步，不同的傳輸路徑也會(huì)造成不同的時(shí)延。在這種異步的情況下，發(fā)生碰撞的可能性為 (4-176)7/27/2022131 將式(4-176)