1、含有陷波單元的多諧振變換器設(shè)計(jì)方法1，1，1，1(1.航空航天大學(xué)、自動(dòng)化學(xué)院電氣系，210016)摘要：含有陷波單元的多諧振變換器不僅能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，還能在較窄的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)寬范圍輸出，非常適合電動(dòng)汽車蓄電池充電場(chǎng)合。與傳統(tǒng) LLC 變換器相比，該多諧振變換器的諧振元件較多，參數(shù)設(shè)計(jì)更加復(fù)雜。文中分析表明，與陷波電感比值 k 相比，陷波電容比值 q 對(duì)標(biāo)幺化的諧振腔陷波頻率點(diǎn) fr2n 和第二串聯(lián)諧振頻率點(diǎn) fr3n 的影響較大。因此，兩個(gè)諧振電容需要優(yōu)先設(shè)計(jì)。多諧振變換器的峰值增益主要由激磁電感比值 Ln 和標(biāo)幺化負(fù)載 Q 決定。Ln 和 Q 的值越小，變換器的峰值增益越高，但原邊

2、電流有效值卻越大，效率越低。本文針對(duì)該變換器提出了詳細(xì)的設(shè)計(jì)方法。最后搭建了一臺(tái) 3.3kW 充電機(jī)驗(yàn)證設(shè)計(jì)，輸出直流電壓 50V500V，峰值效率 97.3%。：直直變換器；多諧振；陷波單元；充電機(jī)ysis and Design of a Multi- Resonantverter with Wide Output VoltageRange for EV Charger ApplicationSUN Wenjin1, CAO1, HU Haibing1, XING Yan1(1. School of Automation, Nanjing University of Aeronautics

3、and Astronautics, Nanjing 210016, China)Abstract: The multi-resonantverter with notchcan not only achieve soft switching, but also operate with narrowed switching fre-quency range for wide output voltage range, making itself suitable for EV charging application. With 2 more resonanements, its design

4、 ismore complexn tCverter. According to theysishis pr, the normalized frequency fr2n and fr3n are more sensitive to thenotch capacitor ratio qn the notch inductor ratio k. Then resonant capacitors should be well-designed before others. The peak gain dependsmainly on the magnetizing inductor ratio Ln

5、 and normalized load Q. And it requires smaller Ln and Q to providing sufficient voltage gainMmax. However, the primary current increases with (LnQ)-1, resulting in lower efficiency. Then a detailed design procedure has been providedhis pr. A 3.3kW prototype with output voltage range of 50V to 500V

6、is built to verify the design and effectiveness of theverter.Key words: DC-DCverter；Multi-resonantverter；Notch filter； Battery charger源所帶來的促進(jìn)了電動(dòng)汽車產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展1,2。電引言動(dòng)汽車對(duì)其大容量的電池包充電，既可常采用慢速的車在過去的十年里，降低溫室氣體排放、尋找清潔能的自然換流；輸出只有濾波電容；輸出整流管的電壓應(yīng)力較低3。然而，傳統(tǒng) LLC 諧振變換器也存在著一些問題。在諧振頻率點(diǎn)以上的工作區(qū)域（fsfr），變換器的增益曲線比較平緩，需要工作在很高的

7、工作頻率才能?；痦?xiàng)目：國(guó)家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃“數(shù)據(jù)中心節(jié)能研發(fā)與示范”(2016YFB0601603)資助Project Supported by The National Key R&D Plan(2016YFB0601603)證低電壓輸出，而這卻增加了開關(guān)管驅(qū)動(dòng)的設(shè)計(jì)難析和設(shè)計(jì)也比傳統(tǒng) LLC 諧振變換器復(fù)雜了許多。文度。頻率設(shè)計(jì)的較窄又會(huì)影響諧振頻率點(diǎn)的效率3,4。在緩起和短路保護(hù)時(shí)， 變換器也工作在該區(qū)域獻(xiàn)10通過串聯(lián)諧振腔和并聯(lián)諧振腔的阻抗分析該變換器。但陷波電感比值 k 和陷波電容比值 q 對(duì)變換（fsfr），以免進(jìn)入零電流（ZCS）關(guān)斷區(qū)域，但諧振腔中較高的電流和電壓應(yīng)力可能會(huì)對(duì)半導(dǎo)

8、體器件造成損傷5。對(duì)此，學(xué)者們提出了一些改善的控制方器特性的影響卻還不清晰。文獻(xiàn)6-10中也未提供寬輸出范圍時(shí)該多諧振變換器的詳細(xì)設(shè)計(jì)方法。本文以下章節(jié)將主要關(guān)注該多諧振變換器的諧振腔參數(shù)分案：“變頻控制”結(jié)合“變脈寬控制”，“變頻控制”析和設(shè)計(jì)。結(jié)合“移相控制”，“變頻控制”結(jié)合“間歇控制”等4。但是這些控制方案只提供了定性分析，在低壓大電流輸出時(shí)可能會(huì)丟失原邊開關(guān)管的 ZVS 開通。在狀態(tài)平面分析法的基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)5等提出了軌跡1 工作原理圖 1 所示的多諧振變換器常采用變頻控制?；诨ǚ治龇?，多諧振變換器的交流線性等效電路如圖2 所示，等效負(fù)載 Re 可由式（1）計(jì)算得到。從圖 2中可以

9、得到 4 個(gè)重要的諧振頻率點(diǎn)：實(shí)現(xiàn)升壓的并聯(lián)優(yōu)化方法解決 LLC 的軟啟動(dòng)和過載保護(hù)問題。但由于計(jì)算量較大，這種方法并不適合寬輸出范圍的應(yīng)用諧振頻率點(diǎn) fr0，實(shí)現(xiàn)低壓甚至零電壓輸出的陷波頻率場(chǎng)合。點(diǎn) fr2，實(shí)現(xiàn)能量高效傳輸?shù)膬蓚€(gè)串聯(lián)諧振頻率點(diǎn)和 fr3。fr1與控制方案的改善相比，在 LLC 諧振腔中引入陷波單元卻可以很好的解決這些問題6-10。陷波單元8n2Ro 2的引入使變換器不僅能在較窄的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓輸出，還能利用三次諧波增強(qiáng)功率傳輸能力6,8。圖 1 所示的多諧振變換器含有 5 個(gè)諧振元件，它的分Re (1).1fr 0 fr(1 k 1 )qLn(2)D1T iD1D2i

10、D2S1S2C L1 kq k (1 kq k)2 4kqrr(3)iUofr1 frrCo RoA2kqLUinLpmB111kqfr 2 2=frim n :1D3(4)SSL CC34pD4p p1 kq k (1 kq k)2 4kq圖 1 含有陷波單元的多諧振變換器(5)fr3 fr2kqThe topology of the multi-resonantverter式中，n 為變壓器的原副邊匝比，k、q、fr、Ln 和 Q 定irCrLr義如下L Lm , k Lp , q Cp ,v(t ) RLenmLpLrLrCr(6)Zinim1LZ fr , Zr r ,Q r .CrR

11、e2 LrCrCp式（7）為從圖 2 中推導(dǎo)出的多諧振變換器標(biāo)幺化電壓增益 M 表達(dá)式，對(duì)應(yīng)的增益曲線如圖 3 所示。圖 2 多諧振變換器的交流線性等效電路Simplified circuit of the multi-resonantverter式中，符號(hào) g 和開關(guān)頻率標(biāo)一化值 fn 如式（8）定義。式（9）為標(biāo)幺化的電流增益表達(dá)式。處不再細(xì)致闡述。3.0fr2ns1Q 0.1Q 0.3Q 0.5(8)2.01 kq k (1 kq k )2 4kqg f 4r1 2Q 1.0Q 5.05fr2kq1.013I / n8QG o= 2 M(9)6Uin / Zrfr0nfr1n fr3n0

12、圖 3 中，多諧振變換器有 4 個(gè)諧振頻率點(diǎn)：和傳012標(biāo)幺化頻率34fn統(tǒng) LLC 變換器一樣，多諧振變換器中的串聯(lián)諧振頻率點(diǎn) fr1 實(shí)現(xiàn)基波分量向負(fù)載的能量傳遞，并聯(lián)諧振頻率點(diǎn) fr0 實(shí)現(xiàn)輸出的升壓7。而增加的串聯(lián)諧振頻率點(diǎn) fr3 為高次諧波提供了低阻抗路徑，增強(qiáng)了功率傳輸能力，降低了環(huán)流和導(dǎo)通損耗6,8。增加的陷波頻圖 3 多諧振變換器的輸出電壓增益特性曲線Voltage gain characteristics of the multi-resonantverter率 fr2 可以使變換器在較窄的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)電壓增益 M 和電流增益 G 降到 0，非常有利于變換器的軟啟動(dòng)和短路

13、保護(hù)。圖 2 中，多諧振變換器的輸入阻抗標(biāo)幺值 ZinN 可以通過式（10）計(jì)算得到。與傳統(tǒng) LLC 變換器一樣，ZinN 呈現(xiàn)感性才能實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的 ZVS 開通。感性區(qū)域和容性區(qū)域的邊界負(fù)載標(biāo)幺值 QB 和圖 3 中虛線所示的邊界增益值 MB 可以通過式（11）和式（12）計(jì)算得到。圖 3 中，變換器工作區(qū)域被感容邊界線和陷波頻率 fr2n 劃分成 6 個(gè)區(qū)域。ZinN 在工作區(qū)域 2、3、5 和 6 呈現(xiàn)感性，而在工作區(qū)域 1 和 4 呈現(xiàn)容性。為圖 4 多諧振變換器在開關(guān)頻率小于諧振頻率點(diǎn) fr1 時(shí)的典型了能在較窄的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)和短路電流保工作波形護(hù)，變換器更加適合工作在低

14、于陷波頻率 fr2n 的區(qū)域2 和區(qū)域 3。圖 4 為多諧振變換器工作在區(qū)域 2 時(shí)的Typical waveforms of the multi-resonantverter below reso-nant frequency fr1典型工作波形。由于篇幅限制，變換器的模態(tài)分析此M nVo Vin1(7)11k1k221 （1 ） gfnQ（1 2 ）2 22 222 2Lg fkqg f 1g fnkqg fn 1nnnLn (gfn )1ZinQ1kZinN Z jgf (1 ) (10)22)2 n2222 22 2Q L (gfg fkqg f 1Q L (gf)rnnnnnnM電壓

15、增益（b） 電壓增益曲線隨 q 值的變化趨勢(shì)Ln11QB= 1k(11)gfnLn (2 1)522 2g fnkqg fn 1fr3n隨k變化趨勢(shì) fr3n隨q變化趨勢(shì) fr2n隨k變化趨勢(shì)41MB fr2n隨q變化趨勢(shì)1 L（n 1 1 k）(12)g2 f 2kqg 2 f 2 13nn22 諧振參數(shù)分析1式（7）中，輸出電壓增益 M 除了受激磁電感比00.51.0k 或1.52.0q值 Ln 和標(biāo)幺化負(fù)載 Q 的影響外，還受比值 k 和 q 影響。因此，變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)也比傳統(tǒng) LLC 變換器（c）k =15/16，q=0.6 時(shí) fr2n 和 fr3n 隨 k 或 q 的變化趨勢(shì)圖

16、5 電壓增益曲線、fr2n 和 fr3n 隨 k 或 q 的變化趨勢(shì)更加復(fù)雜，需要深入分析各參數(shù)對(duì)增益的影響。由于Trend of voltage gain curves, fr2n and fr3n with different k and q充電機(jī)要實(shí)現(xiàn)寬范圍輸出和高效率變換，以下分析將fr2n=fr2/fr1陷波頻率點(diǎn) 和第二串聯(lián)諧振頻率點(diǎn) 主要關(guān)注變換器的電壓增益 M 和原邊電流。fr3n=fr3/fr1 的位置，而對(duì)曲線峰值增益的影響較小。頻率點(diǎn) fr2n 和 fr3n 在 k=15/16，q=0.6 處隨著 k 或 q 的變化趨勢(shì)圖 5（c）所示。隨著 q 值的增加，fr2n 和

17、fr3n逐漸減小。而隨著 k 值的增加，fr3n 有最小值，fr2n 向極限值 近。在 k=15/16，q=0.6 處，fr3n 對(duì) q 值比對(duì)k 值更加敏感，如圖 5（c）中圓點(diǎn)標(biāo)記所示。在 fr2n22.1 比值 k 和 q 對(duì)電壓增益 M 的影響圖 5（a）和（b）為不同 k 值或 q 值下的輸出電壓增益曲線。從圖中可以看出，k 或 q 主要影響了2k 0.2k 0.5 k 1.0 k 1.5 k 2.01.51時(shí)，q 值對(duì) f的調(diào)節(jié)效果比 k 值更寬。因此，諧振r2n電容 Cp 和 Cr 需要比他諧振參數(shù)優(yōu)先設(shè)計(jì)。2.2 比值 k 和 q 對(duì)原邊電流的影響為了充分利用原邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)輸出電

18、壓 vAB 中的高0.50012標(biāo)幺化頻率34fn36,8。由頻分量傳輸能量，fr3n 可以設(shè)計(jì)為2.1 節(jié)分（a） 電壓增益曲線隨 k 值的變化趨勢(shì)析可知，k 和 q 所能影響的頻率點(diǎn)就只剩 fr2n。圖 6給出了在 fs=fr1 處仿真得到的標(biāo)幺化原邊電流有效值 ILr/(Io/n)隨 fr2n 變化的趨勢(shì)。從圖中可以看出，原邊電流在 fr2n=2 處最小。為了降低導(dǎo)通損耗，fr2n 在 1.52.5范圍內(nèi)取值比較適合。2q 0.2q 0.4q 0.6q 0.8q 1.01.510.52.3 Ln 和 Q 對(duì)電壓增益M 的影響00當(dāng) k 和 q 一定時(shí)，變換器電壓增益隨 Q 和 Ln 的3

19、12標(biāo)幺化頻率 fn4變化分別如圖 2 和圖 7 所示。與 k 和 q 不同，L 和 Qn對(duì)曲線峰值增益的影響較大，而對(duì)諧振頻率點(diǎn) fr2n 和電壓增益 M電壓增益 Mfr3n 沒有影響。區(qū)域 2 中的峰值增益隨著 Ln 和 Q 的增加而減小。為了滿足充電機(jī)的電壓增益需求，Ln 和 Q不能太大。nUo 所箝位，激磁電感電流的峰值和瞬時(shí)值如式（14）和（15）所示，式中 t0 為圖 3 中的初始時(shí)刻。Im= nVoTr1(14)4Lm fr12.4 Ln 和 Q 對(duì)原邊電流的影響為了簡(jiǎn)化分析，此處主要分析變換器工作在 fs=fr1 處的Im (4(t t0 ) fr1 1)im (t) (15)

20、Im (3 4(t t1) fr1)原邊電流和激磁電流，即圖 4 中 t3-t2=0。由于 Lm 較在 t0 時(shí)刻，iLr 和 iLm 相等，聯(lián)立（13）和（15）大，Lr、Cr、Lp 和 Cp的阻抗在 fn=1 和 fn=3 處為0，輸入阻抗 Zin 在基波和三次諧波處的阻抗值可以假設(shè)一致，原邊電流 ir 可以如下表示。有4ir (t0) 3 I p sin=-Im.(16)i (t) I sin( (t t ) ) I p sin(3 (t t ) ).(13)rpr10r103輸出負(fù)載電流可以由整流橋 D D 的輸入電流14式中，Ip 為基波分量的峰值， 為振電流 ir 基波分量的相差。

21、電壓 vAB 和諧在半周期上求平均得到。T(17)r (t) im (t)dt由于fs=fr1 時(shí)激磁電感Lm 被輸出折射電壓r1聯(lián)立式（1）、（6）、（8）和（13）（17），可以得到式（18）（20）所示的標(biāo)幺化激磁電感峰1.51.41.31.21.1值電流 Imn 和原副邊電流有效值 Irn 和。它們隨著Ln、Q 和 LnQ 的增加而減小。為了提高變換器的效率，LnQ 需要盡量的大，以減小導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗。31.01.01.2 1.4 1.6 1.82.0 2.2 2.4 2.6r12.8 I Im (18)mnIo / n 16gLnQ圖 6 fs=fr1 時(shí)原邊電流有效值隨陷波頻率

22、 fr2n 的變化趨勢(shì) I p ( 1 )2 ()1(19)IrnIo / n23 2The normalized primary currenfs=fr1 with different notch resonant4293 896 9frequency f / fI n(20)r2 r1Secn36864g 2(L Q)280n33 設(shè)計(jì)過程Ln 2Ln 3Ln 5Ln 102與基波相比，三次諧波傳輸?shù)哪芰枯^少6,8,10。因此，變換器的設(shè)計(jì)主要關(guān)注于工作區(qū)域 2 和 3，如圖18 所示。下面是變換器的逐步設(shè)計(jì)過程，并以表 1 的技術(shù)指標(biāo)為例設(shè)計(jì)了一臺(tái)充電機(jī)。002標(biāo)幺化頻率 f134表 1

23、 樣機(jī)參數(shù)nDESIGN SPECIFICATIONS AND PARAMETERS 圖 7 增益曲線隨激磁電感比值 Ln 的變化趨勢(shì)DC gain curves with different Ln.MIr (Io n)電壓增益益為 1.0）處設(shè)計(jì)多諧振變換器的變壓器匝比。參數(shù)具體值 Vin _ normn= Vo _ norm + 2VF輸入電壓 Vin_nom (Vin_minVin_max)400V 10 V(22)輸出電壓 Vo_nom (Vo_minVo_max)400V(50500V)式中，VF 是整流二極管的導(dǎo)通壓降。3.3 激磁電感比值 Ln400V 輸出時(shí)的額定功率 Po_n

24、om3300 W400V 輸出時(shí)的額定電流 Io_nom8.25 A電動(dòng)汽車充電機(jī)在輸出電壓低于 Vo_m 時(shí)的輸出功率較低，設(shè)計(jì)時(shí)只需保證輸出高于 Vo_m 時(shí)的高效率。這里 Vo_m 取值 300V。將空載 Q=0 代入到式（7）中可以得到 Vo_m 處的空載增益：第一串聯(lián)諧振頻率 fr1100 kHz最高開關(guān)頻率 fmax140kHz變壓器匝比 n1:1激磁電感比值 Ln51Mo .諧振電感 Lr, Lp40 H, 37.5H 1 k(23)1 L(1 )n2 22 2g fkqg f 1諧振電容 Cr, Cp28 5 nF, 16.8 nFnn激磁電感 Lm200uH式(23)中，激磁

25、電感比值 Ln 不能太大。否則，圖 8 中最低電壓增益 Mmin 處的空載開關(guān)頻率將會(huì)超過最大值 fnmax。當(dāng)式中 fn=fnmax 的取值越大，Ln 可以2取的越大，導(dǎo)通損耗越小，效率。但在圖 8 中，1fn 趨近于 fr2n 時(shí)，增益曲線的斜率更加陡峭，不利于控制。折中后，fnmax 和 Ln 分別取值 1.4 和 5。3.4 最大負(fù)載標(biāo)幺值 Qmax在保證工作點(diǎn)(Vo_max, Po_max)處有足夠電壓增益 Mmax 時(shí)，最大負(fù)載標(biāo)幺值 Qmax 要盡量的大，以降低導(dǎo)通損耗。該工作點(diǎn)可以剛好設(shè)計(jì)在圖 8 中的感容性邊界線上。將 M=Mmax 代入到式（12）中，可以由式（24）推導(dǎo)得

26、到最低開關(guān)頻率 fnmin，再代入到式（11）中就可以計(jì)算出 Qmax。3.5 計(jì)算諧振參數(shù)001標(biāo)幺化頻率 fn2圖 8 多諧振變換器設(shè)計(jì)時(shí)的增益曲線示意圖The normalized primary RMS current Irn with different Ln and Q3.1 陷波比值 k 和 q由前文分析可知，為了降低導(dǎo)通損耗，變換器的標(biāo)幺化頻率點(diǎn) fr2n 和 fr3n 的最佳取值分別為 2 和 3。聯(lián)立式（3）（5）：由(Vo_max,P o_max)處的等效負(fù)載電阻 Re 可以得到15k=， q= 0.616(21)式（25）中的諧振電容 C 。再由式（6）和（21）算r出

27、諧振電容 Cp。兩個(gè)諧振電容的取值確定以后，由式（6）、（21）和（26）計(jì)算得到諧振電感 Lr、Lp 和3.2 變壓器匝比 n與傳統(tǒng) LLC 變換器類似，在串聯(lián)諧振頻率 fr（1 增11Mmax21 (11 (11) k 2 (q 1)2 2k(q 1)1 1)2kq k 1 (Ln1) 1 Mmax2Mmax2LnLn 1g(24)fnmin112kq1 ( 1)L M2nmax電壓增益 Mfr 2nM maxfnmaxQ 01fr1n 32激磁電感 Lm。vGS1gC =(25)r2 f QRirr1 max eg 2Lr 4 2 f 2C(26)vor1 rt : 20ms / div

28、vGS1 :10V / div vo : 20V / divir :10 A / div4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果（a） 變換器軟啟動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形搭建了一臺(tái)3.3kW 全橋多諧振變換器樣機(jī)驗(yàn)證設(shè)計(jì)，主要器件如表 2 所示。圖 9 為變換器在輸出vGS1300V、350V、400V、450V 和 500V 下的效率曲線，峰值效率達(dá)到了 97.3%。表 2 樣機(jī)器件irvoKey Component Usedhe Prototype符號(hào)器件t :100ms / divvGS1 :10V / divvo : 20V / divir : 5A / divS1S4SPW35N60C3D1D4BYR29（b） 變換器短路保

29、護(hù)實(shí)驗(yàn)波形KP10-28.5 nF圖 10 變換器的軟啟動(dòng)和短路保護(hù)實(shí)驗(yàn)波形CpMKP10-16.8 nFWaveforms during startupdition and short output protectionLrPQ35/35- PC40變換器的軟啟動(dòng)和短路保護(hù)波形如圖 10 所示。 vGS1 為開關(guān)管 S1 的驅(qū)動(dòng)，ir 為諧振腔電流，vo 為輸出電壓。由于陷波單元的存在，諧振電流 ir 在軟啟動(dòng)和短路保護(hù)時(shí)都不存在明顯的浪涌沖擊，提高了 MOSLpPQ40/40- PC40TrEE65/32/27-PC40S1S4SPW35N60C398管的可靠性。96圖 11 為輸入電壓

30、400V 時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。因?yàn)橛腥沃C波的注入，諧振電流 ir 呈馬鞍狀。圖 11（a）9492中輸出 400 V/3300 W 時(shí)的諧振電流 ir 接近狀，300V350V400V450V500V電流有效值較低。圖 11（b）（d）分別為多諧振變90050015003000350010002000 2500Po (W)換器輸出 500 V/3300 W、300V/250W 和 50V/250W 時(shí)的工作波形，原邊開關(guān)管都能實(shí)現(xiàn) ZVS 開通，驗(yàn)證了圖 9 400V 輸入時(shí)變換器的效率Measured Efficiency at Vin= 400V設(shè)計(jì)。而傳統(tǒng)的 LLC 諧振變換器在最低輸出電壓

31、 50V時(shí)卻很難實(shí)現(xiàn) ZVS。(%)4結(jié)語vDS1ZVS本文針對(duì)應(yīng)用于電動(dòng)汽車電池充電場(chǎng)合的含有vGS1陷波單元的多諧振變換器提出了一種設(shè)計(jì)方法。根據(jù)分析，諧振電容比值 q 對(duì)陷波頻率 fr2n 和第二串聯(lián)諧振頻率 fr3n 的影響比諧振電感比值 k 更大。因此，在諸多諧振參數(shù)中，諧振電容Cp 和 Cr 需要優(yōu)先設(shè)計(jì)確定。和 k、q 不同，激磁電感比值Ln 和標(biāo)幺負(fù)載 Q 只影響irt : 2us / divvGS1 :10V / divir : 5A / divvDS1 : 400V / div（d） 輸出 50V/250WvGS1vGS 2圖 11 輸入 400V 時(shí)變換器各輸出工作點(diǎn)下的

32、實(shí)驗(yàn)波形Waveforms under different outpuUin=400V變換器增益曲線中的峰值增益。當(dāng)輸出(Vo_max,irPo_max)的電壓增益 Mmax 足夠時(shí)，變換器的原邊電流隨著 Ln、Q 和 LnQ 的增加而減小。Ln 和 Q 又依賴于最高開關(guān)頻率 fnmax 的選擇。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該多諧振變換器可以在較窄的開vcrt : 2us / divvGS1 :10V / divir :10 A / divvGS 2 :10V / divvcr :1000V / div（a） 輸出 400V/3300W關(guān)頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)寬范圍輸出，原邊開關(guān)管都能實(shí)現(xiàn)vDS1ZVSZVS 開通

33、，軟啟動(dòng)和短路保護(hù)過程中諧振腔也不會(huì)存在明顯的沖擊電流。雖然比傳統(tǒng) LLC 變換器多了 2vGS1個(gè)諧振元件，該多諧振變換器因有三次諧波輔助傳輸ir功率，還能保持較高的開關(guān)頻率。因此，該多諧振變換器非常適合汽車充電場(chǎng)合。t : 2us / divvGS1 :10V / divir :10 A / divvDS1 : 400V / div參考文獻(xiàn)（b） 輸出 500V/3300WvDS1ZVS1 Saber A Y, Venayagamoorthy G K. Plug-in vehicles andvGS1renewable energy sourfor cost and emisreducti

34、onsJ. IEEE Tranions on Industry Electronics, 2011,58(4): 12291238.ir2 Khaligh A, Dusmez S. Comprehensive Topologicalysist : 2us / divvGS1 :10V / divir : 5A / divvDS1 : 400V / divofductive and Inductive Charging Solutions forPlug-In Electric Vehicles J. IEEE Tranions on（c） 輸出 300V/250WVehicle Technol

35、ogy, 2012, 61(8): 3475-3489.3 Wang Haoyu. A Pulse Width Modulated LLC Type ResonantTopologyated to Wide Output Voltage Range C. Proc.第二作者：（1994），男，學(xué)生，電力電子IEEE Appl.er Electron.f. Expo., 2016: 1280-1285.與電力傳動(dòng)，：c_y_。4 Musavi F, Craciun M, Gautam D S, et al.trol Strategies第三作者：（1973），男，博士，教授，博導(dǎo)，for Wide Output Voltage Range LLC