高速MOS驅(qū)動電路設(shè)計和應(yīng)用指南簡介MOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor的首字母縮寫，F(xiàn)ET193020年被制造出來。第一個FET60MOSFET是在二十80年月開頭被運用的。如今,MOSFET晶體管集成在現(xiàn)代電子元件,從微型的到“離散”功率晶體管。本課題的爭論重點是在各種開關(guān)模型功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中柵極驅(qū)動對功率MOSFET的要求。場效應(yīng)晶體管技術(shù),，兩種類型晶為把握極電荷供給快速的注入和釋放。從這點看，MOS-FET在不斷的開關(guān)，當(dāng)MOSFET的開關(guān)速度是根本一樣的，這取決與載流子穿過半導(dǎo)體所20~200MOSFET在數(shù)字技術(shù)應(yīng)用和功率應(yīng)用上的普及MOSFET使用比較便利。MOSFET更加簡潔被驅(qū)動，這是由于它的把握極和電流傳導(dǎo)區(qū)是隔MOSFET導(dǎo)通后，它的驅(qū)動0MOSFET中，把握電荷的積存和存留時間也大大的減之間的沖突。因此，MOSFET技術(shù)以其更加簡潔的、高效的驅(qū)動電路使它比晶體管設(shè)備具有更大的經(jīng)濟效益。性。MOSFET漏源端的電壓降和流經(jīng)半導(dǎo)體的電流成線性關(guān)系。這種線性關(guān)系,

現(xiàn)出來，即導(dǎo)通阻抗。對于一個給定的柵源電壓和溫度p-n結(jié)-2.2mV/℃的溫度系數(shù)相反，MOSFET0.7%/1%/℃。MOSFET的這一正溫度系數(shù)使得它成為在大功率電源應(yīng)用的并聯(lián)工作〔由于使用一個器件是不實際或不行能的〕上的抱負(fù)選擇。由于MOSFET較好的溫度系數(shù)，并聯(lián)的管子通常是均分電流30%。器件類型MOSFET制造廠商都有制造最正確管子的獨特制造技術(shù)，但全部這些在市場上的管子1所示。雙集中型晶體管在1970年開頭應(yīng)用于電源方面并在以后的時多晶硅閘門構(gòu)造和自減小成為可能。下一個重大的進步是在功率MOSFET器件上V溝槽技術(shù)或者稱為溝渠技術(shù)，使集成度進一步的提高。更好的性能和更高的集成度并不是由你任憑就能得來MOS器件溝渠更難制造。的，這是由于其對芯片外形的低效利用。然而,他們能在低電壓應(yīng)用上供給很大的效益,MOSFET有著相當(dāng)小的電容，因此他們的開關(guān)速度可以很快而且柵極驅(qū)動損耗也比較小。場效應(yīng)晶體管模型MOSFET如何工作，然而找到正確的適合的模型是比較困難的。大多數(shù)MOSFET制造商為他們的器件供給一般或者軍用〔Spiceand/orSaber〕模型，但是這些模型很少告知使用者在實際使用中的陷阱。他們甚至很少供給在使用中最常見的最一般問題的解決方案。一個真正MOSFET模型會從應(yīng)用的角度描述器件全部重要的性質(zhì)，這使得其模型可能會相當(dāng)簡潔。另一方面，假設(shè)我們把模型限制在某一問題領(lǐng)域，那么MOSFET模型。在圖2中第一個模型是基于MOSFET器件的實際構(gòu)造,外延層的阻抗〕是器件額定電壓的函數(shù)，而高電壓MOSFET需要一個厚的外延層。2b可以格外好的呈現(xiàn)MOSFET的dv/dt引發(fā)的擊穿特性。它主要呈現(xiàn)了兩種擊穿機制，即誘發(fā)寄生晶體管〔全部的管子均有〕的導(dǎo)通和dv/dt依據(jù)柵極阻抗誘發(fā)溝道導(dǎo)通?，F(xiàn)代的功率MOSFET由于生產(chǎn)dv/dtnpn晶MOSFET的體二極管。2c是場效應(yīng)晶體管的開關(guān)模型。影響開關(guān)性能的最重要的寄生局部都呈現(xiàn)在這個模型中。它們對器件的開關(guān)過程的影響將在下一章中爭論。MOSFET的重要參數(shù)MOSFET工作在開關(guān)狀態(tài)下，目標(biāo)是在可能的最短時間內(nèi)實現(xiàn)器件在最MOSFET實際的開關(guān)時間〔10ns—60ns〕2MOSFET的模型，可以覺察全部的模型在器件的三端之間都連有一個等效電容。毫無疑問，開關(guān)速度和性能打算于這三個電容上電壓變化的快慢。因此，在高速開關(guān)應(yīng)用中，器件的寄生電容是一個重要的參數(shù)。電容CGSCGDCDS是寄生在雙集晶體管的基集二極管間的電容。CGS際的區(qū)域幾何尺寸打算而且在不同的工作條件下保持不變。電容CGD由兩個因素打算。一是耗盡層〔是非線性的〕的電容；二是JFET區(qū)域和柵極的重疊。等CGD是器件漏源極電壓的函數(shù)，大致可用下面公式計算得到：CDS也是非線性的，這是由于它是體二極管的結(jié)電容。它和電壓間關(guān)系為：Ciss輸出電容〕間接給出，而且必需用以下公式計算：在開關(guān)應(yīng)用中，電容CGD會引起其他簡潔問題，這是由于它處于器件輸入與輸出間的反響回路中。因此，它在開關(guān)應(yīng)用中有效值可能會很大，它的值取決于Miller”效應(yīng)，而且可以用下式表示：CGDCGS是和電壓有關(guān)的，因此只有把測試條件列出來時，那些資來，而計算是基于建立于實際電壓所需要的電荷。對于大多數(shù)的功率MOSFET來說，下面公式將會格外有用：Rg,I。這個寄生阻抗描述了MOSFET的開關(guān)時間和dv/dtMOSFET器件如RFMOSFET在柵極信號安排中使用金屬柵極用來代替高阻抗的硅柵極。在資料表并沒有指明，但在實際的應(yīng)用中它可能是器件一個格外重要的特性。在這篇文章的后面，附錄A4呈現(xiàn)了通過使用阻抗電橋承受一種典型的測量裝置來確定柵極內(nèi)部阻抗值。開啟電壓)25Miller平坦區(qū)。關(guān)于開啟電壓VTH的另一個很少提到的是約為-7mV/℃的溫度系數(shù)，在MOSFET規(guī)律電平柵極電路驅(qū)動中它有著尤為重要的意義，它的開啟電壓VTH比在正常的測試條件下已經(jīng)變低了。由于MOSFET工作在較高的溫度，柵極驅(qū)動設(shè)計必需F。場效應(yīng)晶體管的跨導(dǎo)是線性工作區(qū)中小信號的增益。有必要指出在管子每次gfs，反映了漏極電流和柵源電壓之間的小信號關(guān)系，具體關(guān)系如下：因此，MOSFET在線性區(qū)的最大電流公式為：VGS，Miller平坦區(qū)電壓可近似寫成漏極電流的函數(shù)：LD---Ls---源極電感在開關(guān)性能中也有顯著的LDLs〔通常和布局和外電路因素如漏電感、檢測電阻等等〕一同分析。MOSFET的輸出阻抗在高速柵極驅(qū)動設(shè)計中是打算性的因素，由于它們在開關(guān)速度和最終開關(guān)損耗上有著深遠(yuǎn)的意義。開關(guān)應(yīng)用現(xiàn)在，全部的角色都爭論完了，讓我們來爭論下MOSFET的真實開關(guān)行為。工作中各自的影響將會單獨的分析。此外，下面的說明和鉗位感應(yīng)開關(guān)有關(guān)，這由于大多數(shù)被用于電源模式的MOSFET晶體管和高速門驅(qū)動電路工作于那個模式。,MOSFET截止期間二極管為電流供給了一個回路，設(shè)備的漏極終端用一個電池來象征表示。導(dǎo)通過程4〔Figure4〕所示的四個階段。0Vth,在這個過程，柵極絕大局部電流都用CGSCGS。CGS的電壓增加到門器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化。VthMiller平坦區(qū)，即VGS,Miller。這是器件的線性工作區(qū)，電流CGSCGD，電容VGS的的電壓將會不斷上升。在器件的輸出端，漏極電流也不斷變大，但(V

)3的原理圖可以看出來。DS,OFF〔pn結(jié)能承受反向電壓〕后，漏極電壓必需保持在輸出電壓水平。進入導(dǎo)通過程的第三個階段，柵極電壓〔VGS,Miller〕已經(jīng)足夠使漏極電流全Miller平坦區(qū)。CGD放電，這將加快漏源電壓變化。而漏極電流幾乎不變，這是由于此刻它受外部電路〔即直流電流源〕限制。MOSFET溝道增加，處于完全導(dǎo)通狀態(tài)，這得益于柵極的電壓已經(jīng)足夠高。最終的VGS電壓幅度將打算器件最終導(dǎo)通阻抗。因此，在第四VGSMillerVDRVCGS和CGD的充電完成，因此柵極電流被分成這兩局部。在這兩個電容充電過程中，漏極電流保持不變，漏源電壓也隨著導(dǎo)通阻抗的減小而漸漸的減小。關(guān)斷過程MOSFETVGS3VDRV開頭，3IDCMOSFETIDC和導(dǎo)5完整的顯示了關(guān)斷的四個階段。CISSMiller平坦區(qū)水平。這期間柵極電流由電容CISS供給，而且它流入MOSFETCGS和不變。在其次個階段，管子的漏源電壓從IDC·RDS(On)增加到最終值〔VDS(off)〕,由圖3形的Miller平坦區(qū)，柵極電流完全是電容CGD的充電電流由于柵源電壓是不變流照舊等于負(fù)載電流，也就是圖3直流電源表示的感應(yīng)電流。柵極電壓從VGS,Miller降到Vth。大局部的柵極電流來自于電容CGS，由于事實上CGD在前一個階段是布滿電的。MOSFET處于線性工作區(qū)，而且柵源電壓0。與此VDS(off)。VGS進一步減小到0。占柵極電流較大比例局部的電流，和截止過程的第三階段一樣，由電容CGS供給。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變?！矡o論是導(dǎo)通還是關(guān)斷〕里，場效擇局部和柵極最適合工作條件的重要性。MOSFET典型的開啟延遲時間、關(guān)斷延遲時間、上升沿時間、下降沿時間會數(shù)據(jù)和資料表上給的又是有很大差異。功率損耗MOSFET耗可以分為兩類。止過程包括電容CISS的充電和放電。當(dāng)電容上的電壓發(fā)生變化時，確定量的電0VDRV之間變化，這在資----6〔Figure6〕是一個例如。這個圖表曲線給出了一個柵極電荷與柵極驅(qū)動電壓成函數(shù)關(guān)系的在最惡劣條件下相對準(zhǔn)確的估量。常用來生成這些曲線的參數(shù)是器件漏源截止電壓。VDS(off)〕，也即，在整個開關(guān)周期中所需的6算：等于開關(guān)頻率〕QG·fDRV項，它給出了驅(qū)動?xùn)艠O所需的平均偏置電流。驅(qū)動MOSFET的柵極損耗在了柵極的驅(qū)動電路上。參看圖45，損耗局部可被認(rèn)為是柵極驅(qū)動回路中一系列的電阻的組合。在每個開阻抗。這樣的結(jié)果是，功率損耗并不取決于電荷流經(jīng)阻抗元件的快慢。使用圖45的指定電阻，驅(qū)動功率損耗可表示為：小〔<5〕而且大局部損耗鋪張在驅(qū)動電路中。假設(shè)Rgate足夠大，足以使IG低Rgate上。MOSFET2和第3個階段的時間〔無論是導(dǎo)通過程還是截止過程〕。這個間隔是MOSFET的線性工作區(qū)間，此刻柵極電壓介于VTH和VGS,MillerMiller平坦區(qū)。MillerVDRVMOSFET的5V的狀況下〔MOSFET2.5V〕時柵極驅(qū)動電流的力氣。MOSFET的開關(guān)損耗的粗略估量可使用在開關(guān)期間第23個階段關(guān)于門2和第三階段作預(yù)備：VTHVGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，在漏極電壓從VDS(off)0時，大致的開關(guān)時間為：VDS(off)0IL，t3損耗近似為：T是開關(guān)周期?？偟拈_關(guān)損耗是兩局部的和，由此可得出以下表達式：MOSFET電容值、MOSFET開關(guān)損耗的估算是可行的，是比較合理的。寄生局部的影響感有兩個來源，一是MOSFET封裝時的封裝接線；二是在源極端和共地端的印要考慮這些。在源極的一系列電流檢測電阻也會對前兩局部電路增加額外的電感。開關(guān)過程中有兩個機制，這包括源極電感。在開關(guān)轉(zhuǎn)換的開頭，柵極電流漸漸增大〔由圖45可得知〕。這個電流必需流經(jīng)源極電感，而且會變慢，這取決于電感值。因此，MOSFET的輸入電容的充放電時間將會變長，這主要會影響導(dǎo)通延遲和截止延遲〔第一階段〕CISS組成共振7所示。CISS之間較〔包括輸出驅(qū)動局部、外部柵極電阻、內(nèi)部柵極網(wǎng)格電阻〕也會使震蕩衰減。使用者唯一可以調(diào)整的電阻，RGATE可以為到達最正確狀態(tài)而計算出來：的幫助。23。為流變化率之間的微妙的平衡。在開關(guān)網(wǎng)絡(luò)中的另外一個寄生電感是漏極電感，它也由幾局部組成。它們是MOSFET中作為導(dǎo)通阻尼器。來減小器件上漏源極〕產(chǎn)生相當(dāng)大的問題。為了使截止LD上。這VDS(off)要高，這將會引起漏源電壓的一個毛刺，而且會增加截止開關(guān)損耗。這些點超出了本篇論文的范圍。接地門電路驅(qū)動PWM直接驅(qū)動PWM把握器，8所示。在直接驅(qū)動中最困難的是如何使電路布線最優(yōu)化。如圖8所示，在PWM和MOSFET間有相當(dāng)大的距離。這段距離會引起由門驅(qū)動和地之間回路造成的寄MOSFET驅(qū)動波形中的噪聲。即使使用PCB布線是必需的。直接驅(qū)動PWMPWM把握器驅(qū)動的在最正確工作狀態(tài)的芯片的最大尺寸。使用PWM直接驅(qū)動MOSFET的另一個限MOSFETPWM內(nèi)部敏感的模擬電路。隨著MOSFET的尺寸的變大，對應(yīng)的柵極驅(qū)動電荷也會增加0.1uF1uF的旁路電容更加科學(xué)的方法。旁路電容的選擇MOSFET旁路電容的選擇。這個電容和直接驅(qū)動應(yīng)IC還是孤立的元件的門驅(qū)動，這個電容必需放得很近，直接接在偏置端和地線間更好?！布礋o信號輸入電流〕，它可能變化10倍多，在一些集成電路的輸入狀態(tài)下。它本身就會在旁路電容上產(chǎn)生一些紋波，計算公式為：這是假設(shè)靜態(tài)電流在比較大的狀況下得到的。另一個波動成分是柵極電流。盡管大多數(shù)狀況下不知道實際電流振幅，但是CDRV在允許范圍內(nèi)的電容值的公式為：IQ,HI是最大靜態(tài)電流，DMAX是最大占空比，fdrv是工作頻率，QG是柵極總0的狀態(tài)下。驅(qū)動保護在使用雙極型晶體管作為輸出級和直接驅(qū)動的另一個需要做的事情是為雙9簡化圖解，npn晶體管，這是由于他們的高效區(qū)和比較好的性能。個電流方向上面那個可以把握拉電流但不能把握灌電流，下面那個恰好相反。在 MOSFET的導(dǎo)通和截止時源極電感和MOSFET的輸入電容之間不行避開的波動迫使電流輸出時要向兩個方向流淌。反向電流供給一個回路就需要一個正向?qū)▔航档偷男ぬ鼗O管來保護輸出電路這個二極管必需與輸出端和驅(qū)動的旁路電容端放的很近有必要指出二極管僅保護驅(qū)動電路對把握柵源電壓噪聲無效尤其是直接驅(qū)動中芯和MOSFET的柵源終端離得比較遠(yuǎn)的狀況。雙極型晶體管推拉式驅(qū)動MOSFET驅(qū)動最流行的和最劃算的就是晶體管同相的推拉式驅(qū)動，如圖10.像全部的外部驅(qū)動一樣，這種電路對把握電流毛刺、功率損耗有效，這對PWMMOSFET放置。這樣npnpnp10RGATE是可選的，RB可以由驅(qū)動晶體管的放大倍數(shù)而計算得來，以此來供給所需的柵極阻抗。反向擊穿。此外，假設(shè)回路區(qū)域比較小，RGATE可以被無視，那么使用基射三極VBIAS+VBEGND-VBE之間。這種解決方案的另一個好處是：在同樣的鎖定機制下，npn-pnp推拉式驅(qū)動不需要任何肖特基二極管保護來防止反向電流。MOSFET推拉式驅(qū)動使用MOSFET 電路和使用晶體管是等價的，如圖11 所示。11PWM把握器的信號也必需MOSFET要比晶體管貴很多，而且當(dāng)他們的柵極電IC中被廣泛的使用。提速電路MOSFET關(guān)斷過程3的電感箍緊模型的爭論中，MOSFET的導(dǎo)通和整流二性相符的。另外，考慮MillerGND而不是柵極最終驅(qū)動電壓VDRV,輸出阻抗和柵極阻抗上可以得到一個更高的電壓。通常狀況下所獲得的導(dǎo)MOSFET了。更短的截止時間和更小的截止損耗。大的放電電流可以通過低輸出阻抗的MOSFETn溝道負(fù)的截止電壓的器件來實現(xiàn)。雖然較快的開關(guān)速度可以降低開關(guān)損耗，但是加速電路會增加波形的噪聲，這是由MOSFET關(guān)斷時較需要考慮的。截止二極管下述的關(guān)于截止二極管電路的例子是在簡潔的以地位參考的柵極驅(qū)動電路12所示。的開啟速度。在關(guān)斷期間，反向二極管分流。僅當(dāng)柵極電流高于下式值時，150ma，BAS40，反向肖特基二極管的為0dv/dt力氣上有所幫助而已。另一個缺點是柵極關(guān)斷電流照舊必需流經(jīng)驅(qū)動的輸出阻抗。Pnp關(guān)斷電路毋庸置疑的，快速關(guān)斷電路中最流行的設(shè)置就是使用局部pnp關(guān)斷電路，如13所示。在QOFF的幫助下，MOSFETRGATE限制開關(guān)速度，DONDONQOFF的基射結(jié)供給保護，防止被反向擊穿。MOSFET輸入電容的放電峰值電流被限制在最小的〔兩個晶體管的柵源連接和集射連接1/2。關(guān)斷三極npn驅(qū)動相像，MOSFET柵極電壓被關(guān)斷電路近似的鎖定在VDRV+0.7和GND-0.7QOFF的結(jié)壓降使得柵極電壓不能到達0。Npn關(guān)斷電路要分析的下一個電路是npn局部關(guān)斷電路，如圖14所示。Npnpnp晶體管MOSFET仍為截止的。QINV來供給一個反向的PWM信號。在MOSFET導(dǎo)通時，反相器QINV的飽和在門驅(qū)動時將會使關(guān)斷延遲變大。Nmos關(guān)斷電路15所示，使用一個雙驅(qū)動為一個nPWM信號。0VRGATECOSSMOSFETCISSMOSFETIC驅(qū)動加電時是不固定的。dv/dt保護觸發(fā)導(dǎo)通的狀況。一是在加電過程中，dv/dt最糟糕的狀況下的來的，公式如下：在這個公式中，最大的挑戰(zhàn)就是找到加電過程中消滅大的最大的dv/dt，然后對此進展保護。dv/dt強制加到這兩端。這dv/dt強制加到它dv/dt在加電時相當(dāng)大，而且開啟電壓VTH保護。dv/dt的最大值。下一步就是在估量一dv/dtMOSFET內(nèi)部柵極阻抗和CGD0dv/dt限制為：VTH25℃時的開啟電壓，-0.007VTH的溫度系數(shù)，RG,I是柵極內(nèi)部dv/dtdv/dt低，方程式：IC電路驅(qū)動的MOSFET25℃狀況下更大輸出阻抗。MOSFETdv/dtRGATE13pnp關(guān)斷電路，MOSFETdv/dt值。由于晶體管的放大倍數(shù)的作用等式增加的dv/dt值為：體的設(shè)計打算。同步整流器驅(qū)動MOSFET同步整流器是以地位參考開關(guān)的一個特例這些器件是在傳統(tǒng)應(yīng)用一樣的N溝道MOSFET，但是是應(yīng)用于低電壓輸出電源中而不是用在整流二極管中它們通常工作在限制格外嚴(yán)格的漏源電壓范圍內(nèi)因此它們的電容CGS和CDS表現(xiàn)出很大的電容值。此外，它們的應(yīng)用是獨特的，由于他們工作在他們V-I波形的第四象限。電流由源極流向漏極這使得柵極驅(qū)動信號仿佛是不相干的假定這種狀況同步開關(guān)鎖需的各個器件都有電流將會流過這些器件，或者流過有阻抗的溝道，或者是流經(jīng) MOSFET的寄生二極管。檢驗就是一個簡化了的buck功率級電路，其中二極管被晶體管QSR所代替，如圖16所示。MOSFET的工作打算于電路中的另MOSFET將會使源MOSFETQSR〔20ns80ns〕體二極管要比同步整流器先導(dǎo)通，后截止。柵極電荷在體二極管導(dǎo)通期間，器件中建立滿載電流，而且漏源電壓和體二極管正向工作區(qū)四分之一周期的電荷不一樣。當(dāng)柵極導(dǎo)通時，漏源電壓幾乎為0，而且電CGDCDS0VDRV所需0VDRVCGD的平均值由下式打算：下式用來計算同步MOSFET整流器的總的柵極電荷：RDS(on)尺寸較大而導(dǎo)致的輸入電容和輸出電容比較大。在功率損耗中里一個重要的點Miller電荷必需流經(jīng)同MOSFET驅(qū)動，這就導(dǎo)致了額外的功率損耗。這種現(xiàn)象從圖17可看到，它也dv/dt留意事項的一局部。MOSFET的截止過程和導(dǎo)通過程遵循一樣的原則，因此前面的關(guān)于柵極電荷的爭論同樣適用。dv/dt留意事項17QSR導(dǎo)通和截止時最重要的電路和電流組成。實際上，更準(zhǔn)確關(guān)。QSRQFWQFWCRSS放完電，止。在一個小的延遲后〔由把握器的電容把握〕，QSR的柵極信號開頭起作用，MOSFET導(dǎo)通。在那時，電流從體二極管上轉(zhuǎn)移到溝道上。QSRQFWQFW上得電流到達滿載電流，體二極管就完全恢復(fù)，開關(guān)點電壓從GND變到輸入電壓水平。在這個轉(zhuǎn)變SRRSSMOSFETdv/dt總結(jié)這個MOSFET的獨特的工作過程和它的柵極驅(qū)動，最重要的結(jié)論是同步MOSFET的導(dǎo)通和截止電壓變化強加到器件上，這是由前級開關(guān)的特性〔也就是開關(guān)速度〕打算的。因此，兩個柵極驅(qū)動電路應(yīng)一同設(shè)計，以此來保證在任何工作條件下它們各自的速度和電壓變化匹配。遵循下式可保證這一點：阻抗相比是微缺乏道的，那么，驅(qū)動輸出阻抗的比例約為：一個典型的例子，規(guī)律電平的MOSFET10V的驅(qū)動信號驅(qū)動，那么此時QSRQFW42%。VDRV是溫度相關(guān)的外它們的值必需適應(yīng)最糟糕的工作條件。高邊非隔離柵極驅(qū)動PN溝道的管子或要更多留意，下面涵蓋了涉及中全部方面的表可能很有幫助：·效率·偏置/電源電壓·速度限制·最大頻寬比限制·dv/dt影響·啟動條件·瞬態(tài)工作狀況·旁路電容大小·布線、接地留意事項P溝道器件的高邊驅(qū)動PWM把握器的輸出必需進展反向而且為正極輸入電路供給參考。由于輸入電壓可看做是一個直流電壓P作在電壓波動范圍內(nèi)。此外，由于柵極的低溝通輸入阻抗，驅(qū)動還得參考AC接地電位。P溝道直接驅(qū)動P溝道高邊驅(qū)動的最簡潔的狀況就是直接驅(qū)動，假設(shè)最大輸入電壓比柵源擊穿電壓低，那么就可承受此種驅(qū)動。一個典型的應(yīng)用領(lǐng)域就是使用P溝道信號，這在一些專用的P溝道驅(qū)動把握器中是很簡潔實現(xiàn)的。N溝道接地直接驅(qū)動相類似。最大的不同就是柵極驅(qū)動電流的路是比較令人滿足的。P溝道電平位移驅(qū)動簡潔的柵極驅(qū)動技術(shù)是使用一個集電極開路的驅(qū)動，如圖19所示。不幸的是，MOSFET是不適宜的。需要考慮速度的開關(guān)驅(qū)動。20呈現(xiàn)了一個柵極位移驅(qū)動電路，它對高速應(yīng)用是適合的而且使用常見PWM信號反向PWM信號參考。流都是功率級的正向輸入供給，這局部通常是無視的。〔這是建立在主開關(guān)柵極電荷上關(guān)、和輸入電壓有關(guān)〔這是由于電流流入位移器〕。VDRVR1R2的分壓。在大局部狀況下，保護電路是用來阻擋柵源端電壓過高。另一個困難是〔R1RGATE打算外〕。幸運的是，這兩個缺點可以通過把R2QINVGND之間而解決。最終dv/dtR1dv/dtPWM把握器還未工作時，QINV是截止的，主MOSFET〔R1npn晶體管打算〕MOSFET直接的狀態(tài)dv/dt誘發(fā)導(dǎo)通。入電壓范圍內(nèi)的需要。N溝道器件的高邊直接驅(qū)動NMOSFET作為主功率開關(guān)，這N溝道器MOSFET的柵極驅(qū)動的必需。驅(qū)動器必需能夠承受在開關(guān)切換時猛烈的電壓波動和能夠驅(qū)動?xùn)艠O電壓在電源正極電壓高的電壓。全部的這些困難使得高邊驅(qū)動成為一個有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。N溝道MOSFET高邊直接驅(qū)動PWM把握器驅(qū)動或者是一個接地的驅(qū)動器。兩種狀況必需符合下面這個要求：一個典型的應(yīng)用電路原理圖如圖21所示，使用一個可選擇的pnp關(guān)斷電路?？粗娐返母具\行,pnp晶體管的斷開，這個構(gòu)造與以地為參考地端，相反,它必需經(jīng)過負(fù)載,與器件的源極相連。在不連續(xù)的電感電流模式下，結(jié)被打斷。在斷開時候，柵極放電電流通過連接地和MOSFET的源極的整流管。在全部的工作模式中,Cgd的充放電電流都流過功率級的高頻旁路電容。這些差異的最終結(jié)果是由于柵極驅(qū)動系統(tǒng)中有了更多的組件和更大的環(huán)路有不良的反響效果，使電路的開關(guān)動作慢了下來。接去驅(qū)動的另外一個顯著性差異是電路的開關(guān)節(jié)點——源極的動作。留意看MOSFET截止期間的源極的波形，可以看到一個格外大的負(fù)電壓。圖22介 紹 了 這 個 復(fù) 雜 的 開 關(guān) 行 動 。截止，MOSFET的輸入電容通過放電很快Miller平衡電壓。這個器件仍在工作,整個負(fù)荷電流流過漏極和源極，電壓降很小。其次,Miller區(qū),MOSFET作為源極的跟隨器。源極和柵極同時下降，當(dāng)Vds增大時，VgsMiler水平。柵極驅(qū)動阻Cgddv/dt0.7V或者是-0.7V，整流二極管使開關(guān)節(jié)點固定到接近地的位置。事實上,源極電壓會短時間內(nèi)降到低于地,直到整流二極管經(jīng)過了它的恢復(fù)過程,電流抑制了現(xiàn)有的寄生電感效果。在負(fù)載電流完全從MOSFET轉(zhuǎn)移到二極管后，開關(guān)節(jié)點可以回到它的最終的電壓狀態(tài)，低于地一個二極管的電壓。這種源極電壓負(fù)漂移表現(xiàn)了一種典型的柵極驅(qū)動電路的問題。緩慢的二極管、高寄生電感值會導(dǎo)致對MOSFET的源極過多的負(fù)反響電壓，也可以使驅(qū)動端低于地端為了保護驅(qū)動低壓降肖特基二極管可以連接輸出和地端，像 圖 21 標(biāo) 示 的 那 樣 。0.假設(shè)進di/dt。當(dāng)電路處在負(fù)電壓的時候，即使是圖21所示的任憑的斷開提速電路也不能供給有效地幫助。當(dāng)柵極的電壓降到VBE的時候，pnp晶體管會處于截止?fàn)顟B(tài)，0.7伏。的規(guī)律級設(shè)備來說。自舉柵極驅(qū)動技術(shù)在輸入電壓制止高邊N溝道場效應(yīng)晶體管的直接?xùn)艠O驅(qū)動電路使用的地方，可以考慮使用自舉柵極驅(qū)動技術(shù)。這種技術(shù)承受了一個柵極驅(qū)動和跟隨偏置電的低邊電路之間的可觀的電容式開關(guān)電流。離散高性能變動的驅(qū)動器圖23 展示了一個很典型的自舉原則的實施實例。旁路電容和輸出引腳可以代表以地為參考的PWM把握器和場效應(yīng)晶體管驅(qū)動極管組成。自舉電容CBST，一個有兩極的推拉輸出電路的驅(qū)動器和一般的柵極電阻就是自舉解決方案的變動的以源極1224伏的運用沒有NMOS晶體管。這:PWMMOSFET導(dǎo)npnCbst獵取。當(dāng)開關(guān)接量的晶體管通過自舉電容器供給能量。在截止的時候，PWM降低就使電平位移晶體管導(dǎo)通。電流開頭從R1和R2流向地，下面的推拉輸出電路的晶體管開頭導(dǎo)通。由于允許整流器導(dǎo)通。在主開關(guān)閉合期間，自舉電容器再次通過自舉二極管放電到水平。這個電流是由以地為參考的電路的旁路電容供給，它穿過了和整流局部，這就是自舉技術(shù)的根本運行原理。集成自舉驅(qū)動器在中等輸入電壓,主要24V或48V的應(yīng)用電信系統(tǒng)中,大局部的自舉部件可以PWM24中示意的那樣。甚至對于更高的電壓來說,專用的驅(qū)動集成電路也可以用高達600V的電壓1mA的電流作用在電平位移晶體管上，就有可0.5W的功率。這些應(yīng)用程序的一種被廣泛使用的技術(shù)叫做脈沖鎖存電平轉(zhuǎn)換器，如圖25所示的那樣。PWM120納秒左右，這個時間間隔KHz以下。〔100V〕利用直流電平位移電路來消退脈沖鑒頻器的延遲，因此它們支持較高的工作頻率。自舉開關(guān)動作N溝道場效應(yīng)晶體管一起使用。N溝道的直接驅(qū)動原理圖一起探討，它們MOSFET與地的寄生電感成比例〔包括與整流器相連的寄生電感，器件的閉合速度大局部由柵極驅(qū)動電阻和輸入電容打算這個負(fù)電壓可以給驅(qū)動器的輸出級帶來很大的PMW集成電路的源極引腳——常常被叫做SRC或者VS引腳，可能會使一些內(nèi)部電路顯著低于地。負(fù)電壓暫態(tài)可能引起的另一個問題是可能在自舉電容上產(chǎn)生過壓電容很快被處和源極端的負(fù)變慢。SRC引腳之間加了一個小的、低正向電壓降的肖特基二極管。在這個電路中，有兩個作用，它設(shè)定了MOSFET的開關(guān)速度，而且這個開關(guān)節(jié)點就可以不用打斷驅(qū)動器的動作而到達負(fù)幾伏。另外，與的兩唯一的潛在威逼就是自舉電容的充電電流必需經(jīng)過。和的時PWM的占空比趨于全都時。自舉偏壓、瞬態(tài)問題和啟動28所示為一個典型的自舉柵極驅(qū)動技術(shù)的典型應(yīng)用圖表。圖示中有4個重要的旁路電容。從設(shè)計觀點來看，自舉電容是最重要的組成元件。由于當(dāng)主MOSFETMOSFET柵極充電的高的峰值電流。在每一個開關(guān)周期正常運行時，自舉電容供給全部的柵極電荷MOSFET導(dǎo)通，逆向回收電荷和自舉二極管的泄露電流、電平位移一些或許是零，它們都取決于驅(qū)動器和電平位移器的實際動作。容值，：這里：不連續(xù)的運行，必需儲存足夠的能量使變動的偏置電壓保持在高邊柵極驅(qū)動集成電路的下限電壓之上一段更長的時間。在這樣的狀況下，最大的自舉電容值可以這樣得到：這里是通過是驅(qū)動器的下限電壓。假設(shè)用離散的變動動驅(qū)動器來驅(qū)動的話，可以用最小的牢靠的柵極驅(qū)動電壓替換。MOSFET停頓工作幾個開關(guān)周期的時候，任何其他方向負(fù)載瞬態(tài)都需要時候使開關(guān)導(dǎo)通。類似于從前的瞬態(tài)模式，電容的最小值可以這樣計算：在某些應(yīng)用,如在充電器中，輸出電壓要早于輸入能源應(yīng)用于整流器。這些狀況下，主MOSFET的源極和的負(fù)極連接在輸出電壓上，自舉二極管可能29所示的由電阻、二極管、穩(wěn)壓二極管組成的簡潔的電路可以解決啟動問題。在這個啟動電路中，作為其次個自舉二極管用來在加電的時候給自舉電容充電。經(jīng)過充電之后將會到達比正常狀況下的驅(qū)動器的偏置電壓高的齊納電壓自舉電容電流和齊納電流都被啟動電阻限制為了到達高效率，自舉線路將會始終存在于電路中。接地留意事項NMOSFET3個接地問題需要解決。圖28即可用來識別最關(guān)鍵的高強度電流在一個循環(huán)中的典型應(yīng)用。MOSFET的源極也就是以為參考的地方完畢。截止過程更為簡潔，由于柵極電流有兩個獨立的局部電容的放電電流被很好的定位它流經(jīng)柵極電阻、驅(qū)動器截止的晶體管，從功率場效應(yīng)管的源極流向柵極。另一方面，電容 的電流必需流經(jīng)電阻、驅(qū)動器截止的晶體管、輸出濾波器，最終流經(jīng)功率級的輸入電容這三個載有柵極驅(qū)動電流的環(huán)路都必需縮小到印刷電路板上。旁路電容以及功率級的整流二極管或者晶體管。從以地為參考的驅(qū)動器電容通過自舉二極管再次充電，使的正極和地連接起來。這種再充電過到它自己的輸入上面。依據(jù)閱歷，需要比大幾個數(shù)量級。為了保證牢靠性，將循環(huán)線路縮小到印刷電路板上面也同樣重要。30呈現(xiàn)了兩個高邊驅(qū)動集成電路中的寄生電容電流的線路。線之間的電容電流還需要使兩者地之間的可能的差異性最小。GNDCOM，在設(shè)計上供給了更多的便利。為了使電容電流經(jīng)過最短的路線回到鼓舞地線，可以把COM的和而言，是一個比較小的電容，由于它僅僅供給高頻通路而不是柵極驅(qū)動的組成局部。溝通耦合柵極驅(qū)動電路不是被原始的驅(qū)動器的輸出電壓到驅(qū)動而是被到驅(qū)由被二極管固定的網(wǎng)絡(luò)打算，它是穿過耦合電容的時候產(chǎn)生的。這ｄｖ／ｄｔ的免疫力氣。值的組成。

。溝通耦合的根本成分由耦合電容Ｃｃ和柵極到源極的負(fù)載電阻外，為流經(jīng)耦合電容的電流供給了線路。假設(shè)沒有這個電流成分，或許通過Ｃｃ確定通過電路中的耦合電容和的直流電壓假設(shè)沒有鉗位電路一個固定的的循環(huán)周期Ｄ，的電流可以看成是通過Ｃｃ的的電荷是：在穩(wěn)態(tài)工作時，這兩個電荷必需相等。解Ｖｃ的方程式就可以得到通過耦合電容的電壓值：得有些缺乏。這種在比較大的占空比狀況下不適當(dāng)?shù)膶?dǎo)通電壓可以通過像圖３１呈現(xiàn)的那樣給并聯(lián)一個鉗位電路的方法來解決它對耦合電容電壓的影響在圖３２中也幅度內(nèi)的最小的啟動電壓。耦合電容的計算Ｃｃ的電荷量都在開關(guān)頻率的根底上引起了通過耦小。這個波動電壓可以依據(jù)前面計算的電荷量來計算：由于，因此這個式子整理之后可以得到Ｃｃ的值：當(dāng)Ｄ=0.5在的10%。耦合電容的啟動瞬態(tài)有一個參數(shù)需要先定義一下。先被確定，為了做出適當(dāng)?shù)拇蛩?，?yīng)當(dāng)首先檢查溝通耦合電路的啟動瞬態(tài)。和Ｖｃ知量的計算公式：通過它們兩個可以得出唯一的方案。取代其次個表達式中的的表達式，最差的狀況下，Ｄ＝０．５，又，第一個方程就得到了解決，簡化后的電容值表達式為：ｐａｇｅ３０一旦得值計算出來它的值和需要的啟動時間常數(shù)共同打算了下拉電以承受更大的電流。變壓器耦合柵極驅(qū)動在高電壓柵極驅(qū)動芯片消滅之前，唯一的可行的解決方法就是用一個柵極適宜的耦合變壓方案只有可以無視的延遲，而且它可以在即使更高的勢差下工它的規(guī)格。極驅(qū)動的聯(lián)系。2良好的絕緣性。兩者之間的匝數(shù)比應(yīng)當(dāng)可以使電壓有確定的縮放比但是確定要有良好的絕緣性。的時間延遲，比較低的漏電流還是很有必要。定律對于單端電流模式PWM把握的變壓器耦合柵極驅(qū)動電路的設(shè)計有很大的影響。括最大占空比時以及同時最大輸入電壓時的最壞狀況下的瞬態(tài)的全部的供給電壓?！矁H僅在B-H曲線的第一象限工作比方說快速整流器中需要保存對主電源變它們必需溝通耦合，這樣它們才可以雙向磁化工作。單端變壓器耦合柵極驅(qū)動電路把握器相互協(xié)調(diào)，共同驅(qū)動高邊開關(guān)，33所示就是一個根本的電路。耦合電容必需和柵極驅(qū)動變壓器的初級線圈串聯(lián)來為磁化的磁芯供給復(fù)位壓器也會變得飽和。Cc的直流電壓像溝通耦合直接驅(qū)動中呈現(xiàn)的那樣生成，耦合電容電壓的穩(wěn)態(tài)值是：像溝通耦合直接驅(qū)動一樣，實際的柵極驅(qū)動電壓Vc隨著占空比而變化。另L-C諧振回路。L-CCcRc就可以得到緩解。Rc的阻值由諧振回路的特性阻抗打算，給出計算公式如下：PWM驅(qū)動器的輸出阻抗的串聯(lián)電阻。此可能會導(dǎo)致諧振期間不行承受的通過柵極和源極端的電壓。MOSFET的源極的電阻中的電流。因此，啟動和瞬態(tài)時間常數(shù)支配著耦合電公式估算出：34呈現(xiàn)供。

，它必需由驅(qū)動器提驅(qū)動器就是一個經(jīng)典的例子，由于這個時候肖高態(tài)的時候一樣的狀況也會發(fā)生。就是增加阻抗電流來抵消磁化電流的影響。寬的占空比，像整流器中的那樣，圖33中的電路沒有供給足夠的柵極驅(qū)動35呈現(xiàn)了使柵極鼓舞脈沖保持原先的電壓水平的常用的技術(shù)。這里用了另外一個耦合電容和一個簡潔的二極管來使變壓器的次級線圈恢復(fù)到二極管。耦合電容的計算耦合電容值的計算是建立在最大的波動電壓和從前溝通耦合電路描述的穩(wěn)過電容的電荷量的根底上的，的方程式跟直接耦合柵極驅(qū)動電路MOSFET的柵極電荷有關(guān)，另一個是與柵極下拉電阻中的電流有關(guān)：圈的耦合電容：可以保證在各種條件下保持在目標(biāo)波動電壓之下的最小的電容值可以通過確定D=0.6D=0.8范圍內(nèi)。另外還要留意消滅在主MOSFET晶體管柵極的總的波動電壓，合電容之間。柵極驅(qū)動變壓器的設(shè)計PWM占空比功能的可變的脈沖寬度來驅(qū)動，B-H曲線的第一個和第三象限都工作。器的磁芯外形可以包括環(huán)形、RM、P或者類似的外形。磁芯材料是高透磁率的過下面的公式來計算：其中值的變化，Ae是指選出的磁芯的等效橫截面。36呈現(xiàn)了單端電流模式和雙端引線的柵極驅(qū)動變壓器的標(biāo)準(zhǔn)積與整流器占空度之間的關(guān)系。對于一個溝通耦合電路來說，最壞的狀況就是D=0.5，直接驅(qū)動到達了最大變壓的的電壓成比例地減小。Np的方程式中列出是比較困難的，緣由是在暫態(tài)的時候不穩(wěn)定的狀PWM把握器而相的穩(wěn)態(tài)條件下的通量峰值之間的利潤對于大多數(shù)設(shè)計來說，掩蓋瞬態(tài)已經(jīng)足夠了。根線都應(yīng)當(dāng)保持單層。初級線圈應(yīng)當(dāng)盡量靠近中心，后面跟著低邊區(qū)域的導(dǎo)線，邊局部的導(dǎo)線供給了把握線圈以及變動局部和電源電線之間的自然的屏蔽。兩種功能的變壓器耦合電路應(yīng)用。3738呈現(xiàn)了兩種不同的解決方法，它們都可以既供給電源又供給把握給在一個變動的應(yīng)用中只使用一個變壓器的低壓柵極驅(qū)動芯片。37中的電路用開關(guān)頻率來攜帶把握信號以及能量送給驅(qū)動器，原理很簡潔了柵極驅(qū)動欠壓時的處理還是令人滿足的。偏壓，也保護了驅(qū)動器的輸入免受變壓器的次級線圈的負(fù)的復(fù)位電壓的MOSFET的總的柵極電荷相關(guān)的動芯片和偏置電容的一局部電流。有前面的方案中的開啟延遲了。雙端變壓器耦合柵極驅(qū)動MOSFET的需求39所示即為這種柵極驅(qū)動電路的簡化的原理圖。在這些應(yīng)用中，兩極對稱的柵極驅(qū)動電壓很有效，在第一個時鐘周期中，是導(dǎo)通的，迫使通過柵極驅(qū)動變壓器的初級線圈產(chǎn)生了一個正壓。在下一個時鐘周期中，導(dǎo)通了一段時間〔穩(wěn)態(tài)時間，通過磁化電感產(chǎn)生了一0V。因此在推挽式柵極驅(qū)動電路中不需要溝通耦合。設(shè)計者們總是擔(dān)憂任何可能由元件容差產(chǎn)生、在把握器中抵消的不平衡成等效電阻的平衡電壓的電流，假設(shè)PWM把握器的兩種輸出占空比化電感的直流電流值定義如下：

和，磁為了表現(xiàn)這個問題的繁瑣，我們假設(shè)〔百分之六的占空比不同，，，是高邊和低邊的輸出阻抗之和，直流電流的結(jié)果值是24mA，額外的功耗僅為3mW。柵極驅(qū)動器的設(shè)計應(yīng)當(dāng)遵循的規(guī)章和程序和這一章介紹過的規(guī)章和程序是空比限制。

和開關(guān)周期打算，由于通常推挽式的電路沒有占〔大約為3:1。圖40呈現(xiàn)的是柵極驅(qū)動變壓器把握滿橋式調(diào)相整流器的四個功率晶體管的特別的應(yīng)用。50%MOSFET都需要可以由同一個柵極驅(qū)動變壓器的兩個輸出繞組供給的補充驅(qū)動波形，盡管穩(wěn)態(tài)的占空比通常為0.5，轉(zhuǎn)變兩個補充的脈沖序列之間的相位器供給的不是原先的占空比50%數(shù)來掩蓋暫態(tài)時候不平均的占空比。的應(yīng)用不是很適合的話，電源電路的閉合速度以及dv/dt免疫力就會受到很嚴(yán)峻的影響。最終的評論，概要速度、dv/dt的免疫力、繞路規(guī)章等等的考慮的描述對于全部的包括變壓器耦合獨特的、的性能才突出表現(xiàn)了出來。統(tǒng)的觀點，這些程序可以用下面的分步的清單來總結(jié)概括：柵極驅(qū)動設(shè)計程序應(yīng)在功率級設(shè)計好之后以及選好功率組件之后。MOSFET的電流和電壓，工作點溫度、跟功率MOSFETdv/dtdi/dt的限制，通常由功率級的不同的阻尼或者共振電路打算。荷、、閾值電壓、米勒穩(wěn)定電壓、柵極內(nèi)阻等等。后選擇跟功率級的拓?fù)錁?gòu)造吻合的柵極驅(qū)動電路。壓來減小MOSFET的。dv/dt串聯(lián)的柵極電阻，想要的開關(guān)速度。假設(shè)需要設(shè)計〔或者選擇〕一個柵極驅(qū)動變壓器。計算出溝通耦合狀況下的耦合電容值。檢查啟動或者瞬態(tài)運行條件，特別是在溝通耦合柵極驅(qū)動電路中。dv/dtdi/dt的力氣，并和功率級打算的值比較一下。dv/dtdi/dt的要求。檢查驅(qū)動電路中全部的功耗。計算出旁路電容值。優(yōu)化印刷電路板的布局使寄生電感到達最小。-源極端和驅(qū)動芯片的輸出端常常檢測最終的印刷版上的柵極驅(qū)動波形。需要的時候通過轉(zhuǎn)變柵極驅(qū)動電阻來增加保護或者調(diào)整共振電路。電壓，比較高的電流等可以轉(zhuǎn)變驅(qū)動器工作狀態(tài)，最終影響功率MOSFET的條件下檢測。AE供給了不同計算的經(jīng)典的實例，附錄F則供給了一個有變動的柵極驅(qū)動電路的整流器的完整的，一步接著一步的柵極驅(qū)動設(shè)計例子。REFERENCESV.Barkhordarian,“PowerMOSFETBasics”,InternationalRectifier,TechnicalPaperS.Clemente,etal.,“UnderstandingHEXFET?SwitchingPerformance”,InternationalRectifier,ApplicationNote947B.R.Pelly,“ANewGateChargeFactorLeadstoEasyDriveDesignforPowerMOSFETCircuits”,InternationalRectifier,ApplicationNote944A“UnderstandingMOSFETData”,Supertex,DMOSApplicationNoteAN-D15K.Dierberger,“GateDriveDesignForLargeDieMOSFETs”,PCIM‘93,reprintedasAdvancedPowerTechnology,ApplicationNoteAPT9302D.Gillooly,“TC4426/27/28SystemDesignPractice”,TelComSemiconductor,ApplicationNote25“GateDriveCharacteristicsandRequirementsforHEXFET?s”,InternationalRectifier,ApplicationNoteAN-937“TK75050SmartMOSFETDriverDatasheet”,