第三章高頻功率放大器第1頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三21、使用高頻功率放大器的目的

放大高頻大信號使發(fā)射機末級獲得足夠大的發(fā)射功率。2、高頻功率信號放大器使用中需要解決的兩個問題①高效率輸出②高功率輸出高頻功率放大器和低頻功率放大器的共同特點都是輸出功率大和效率高。不同點：工作頻率和帶寬、負載、工作狀態(tài)聯(lián)想對比：3.1.1高頻功率放大器的特點第2頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三3第3頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三43、諧振功率放大器與小信號諧振放大器的異同之處相同之處：它們放大的信號均為高頻信號，而且放大器的負載均為諧振回路。不同之處：為激勵信號幅度大小不同；放大器工作點不同；晶體管動態(tài)范圍不同。諧振功率放大器波形圖小信號諧振放大器波形圖第4頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三5小信號諧振放大器波形圖第5頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三6諧振功率放大器波形圖第6頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三74、諧振功率放大器的工作狀態(tài)

功率放大器一般分為甲類、乙類、甲乙類、丙類等工作方式，為了進一步提高工作效率還提出了丁類與戊類放大器。諧振功率放大器通常工作于丙類工作狀態(tài)，屬于非線性電路功率放大器的主要技術指標是輸出功率與效率

工程上普遍采用近似的分析方法——折線法來分析其工作原理和工作狀態(tài)第7頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三85、諧振功率放大器與非諧振功率放大器的異同共同之處:都要求輸出功率大和效率高。

功率放大器實質上是一個能量轉換器，把電源供給的直流能量轉化為交流能量，能量轉換的能力即為功率放大器的效率。

諧振功率放大器通常用來放大窄帶高頻信號(信號的通帶寬度只有其中心頻率的1%或更小)，其工作狀態(tài)通常選為丙類工作狀態(tài)(c＜90)，為了不失真的放大信號，它的負載必須是諧振回路。

非諧振放大器可分為低頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器。低頻功率放大器的負載為無調諧負載，工作在甲類或乙類工作狀態(tài)；寬帶高頻功率放大器以寬帶傳輸線為負載。第8頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三9諧振功率放大器的基本電路晶體管的作用是在將供電電源的直流能量轉變?yōu)榻涣髂芰康倪^程中起開關控制作用。諧振回路LC是晶體管的負載電路工作在丙類工作狀態(tài)外部電路關系式：晶體管的內(nèi)部特性：一、獲得高效率所需要的條件第9頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三10故晶體管的轉移特性曲線表達式：諧振功率放大器轉移特性曲線故得：必須強調指出，集電極電流ic雖然是脈沖狀，但由于諧振回路的這種濾波作用，仍然能得到正弦波形的輸出。諧振功率放大器各部分的電壓與電流的波形圖如下圖所示第10頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三11高頻功率放大器中各分電壓與電流的關系（a）第11頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三12高頻功率放大器中各部分電壓與電流的關系第12頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三13

功率放大器的作用原理是利用輸入到基極的信號來控制集電極的直流電源所供給的直流功率，使之轉變?yōu)榻涣餍盘柟β瘦敵鋈ァ?/p>

有一部分功率以熱能的形式消耗在集電極上，成為集電極耗散功率。表示轉換能力，引入集電極效率的概念。Pdc=直流電源供給的直流功率；Po=集電極交流輸出基波信號功率；Pc=集電極耗散功率；根據(jù)能量守衡定理：故集電極效率：二、輸出功率和效率計算dc第13頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三14由上式可以得出以下兩點結論：1)設法盡量降低集電極耗散功率Pc，則集電極效率c自然會提高。這樣，在給定Pdc時，晶體管的交流輸出功率Po就會增大；2）由式得

如果維持晶體管的集電極耗散功率Pc不超過規(guī)定值，那么提高集電極效率c，將使交流輸出功率Po大為增加。諧振功率放大器就是從這方面入手，來提高輸出功率與效率的。

dcdc第14頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三15如何減小集電極耗散功率Pc

可見使ic在vc最低的時候才能通過，那么，集電極耗散功率自然會大為減小。晶體管集電極平均耗散功率：

故：要想獲得高的集電極效率，諧振功率放大器的集電極電流應該是脈沖狀。導通角小于180，處于丙類工作狀態(tài)。

諧振功率放大器工作在丙類工作狀態(tài)時c＜90，集電極余弦電流脈沖可分解為傅里葉級數(shù)：第15頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三16直流功率：輸出交流功率：Vcm回路兩端的基頻電壓Icm1基頻電流Rp回路的諧振阻抗放大器的集電極效率：dc第16頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三17集電極電壓利用系數(shù)波形系數(shù)，通角c的函數(shù)；c越小g1(c)越大越大(即Vcm越大或vmin越小)c越小效率c越高。因此，丙類諧振功率放大器提高效率c的途徑即為減小c角；使LC回路諧振在信號的基頻上，即ic的最大值應對應vc的最小值。放大高頻信號；非線性工作狀態(tài)；基極偏置為負值；半通角c＜90，即丙類工作狀態(tài)；負載為LC諧振回路。故諧振功率放大器的工作特點：第17頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三18尖頂脈沖的分解系數(shù)其中icmax=gcVbm(1–cosc)第18頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三19尖頂脈沖的分解系數(shù)當c≈120時，Icm1/icmax達到最大值。在Icmax與負載阻抗Rp為某定值的情況下，輸出功率將達到最大值。這樣看來，取c=120應該是最佳通角了。但此時放大器處于甲乙類工作狀態(tài)效率太低。右圖可見：第19頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三20尖頂脈沖的分解系數(shù)－波形系數(shù)由曲線可知：極端情況c=0時，此時若=1，c可達100%輸出功率為0因此，為了兼顧功率與效率，最佳通角取70左右。dc第20頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三21對諧振功率放大器進行分析計算，關鍵在于求出電流的直流分量Ic0和基頻分量Icm1。這個要用前面講的折線分析法。折線化的前提要求：工作在低頻區(qū)低頻區(qū):f工作<0.5fβ(可忽略內(nèi)部電抗)中頻區(qū):0.5fβ<f工作<0.2fT(考慮內(nèi)部電抗)高頻區(qū):0.2fT<f工作<fT(考慮內(nèi)部電抗、引線電感等)第21頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三22晶體管實際特性和理想折線

根據(jù)理想化原理晶體管的靜態(tài)轉移特性可用交橫軸于VBZ的一條直線來表示(VBZ為截止偏壓)。第22頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三23若臨界線的斜率為gcr，則臨界線方程可寫為iC=gcrvC1)欠壓工作狀態(tài)：集電極最大點電流在臨界線的右方，交流輸出電壓較低且變化較大。

在非線性諧振功率放大器中，常常根據(jù)集電極是否進入飽和區(qū)，將放大器的工作狀態(tài)分為三種：

由上圖可見，在飽和區(qū)，根據(jù)理想化原理，集電極電流只受基極電壓的控制，而與集電極電壓無關。iC=gc(vB–VBZ)(vB＞VBZ)上述兩個方程是折線分析法的基礎。第23頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三243)臨界工作狀態(tài)：是欠壓和過壓狀態(tài)的分界點，集電極最大點電流正好落在臨界線上。2)過壓工作狀態(tài)：集電極最大點電流進入臨界線之左的飽和區(qū)，交流輸出電壓較高且變化不大。第24頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三25

高頻放大器的工作狀態(tài)是由負載阻抗Rp、激勵電壓vb、供電電壓VCC、VBB4個參量決定的。

為了闡明各種工作狀態(tài)的特點和正確調節(jié)放大器，就應該了解這幾個參量的變化會使放大器的工作狀態(tài)發(fā)生怎樣的變化。

如果VCC、VBB、vb3個參變量不變，則放大器的工作狀態(tài)就由負載電阻Rp決定。此時，放大器的電流、輸出電壓、功率、效率等隨Rp而變化的特性，就叫做放大器的負載特性。3.2.1諧振功率放大器的動態(tài)特性第25頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三26當放大器工作于諧振狀態(tài)時，它的外部電路關系式為vB=–VBB+Vbmcost

vC=VCC–Vcmcost消去cost可得，vB=–VBB+Vbm另一方面，晶體管的折線化方程為ic=gc(vB–VBZ)得出在iC–vC坐標平面上的動態(tài)特性曲線(負載線或工作路)方程：=gd(vC–V0)第26頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三27圖中示出動態(tài)特性曲線的斜率為負值，它的物理意義是：

從負載方面看來，放大器相當于一個負電阻，亦即它相當于交流電能發(fā)生器，可以輸出電能至負載。

用類似的方法，可得出在iC–vB坐標平面的動態(tài)特性曲線。電壓、電流隨負載變化波形uCEic?A?BOEC?QubemaxD第27頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三28

在其他條件不變(VCC、VBB、vb為一定)，只變化放大器的負載電阻而引起的放大器輸出電壓、輸出功率、效率的變化特性稱為負載特性。電壓、電流隨負載變化波形3.2.2諧振功率放大器的負載特性第28頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三291)vc、ic隨負載變化的波形如圖所示，放大器的輸入電壓是一定的，其最大值為Vbemax，在負載電阻RP由小至大變化時，負載線的斜率由大變小，如圖中123。不同的負載，放大器的工作狀態(tài)是不同的,所得的ic波形、輸出交流電壓幅值、功率、效率也是不一樣的。2)欠壓、過壓、臨界三種工作狀態(tài)①欠壓狀態(tài)B點以右的區(qū)域。在欠壓區(qū)至臨界點的范圍內(nèi)，根據(jù)Vc=RpIc1，放大器的交流輸出電壓在欠壓區(qū)內(nèi)必隨負載電阻RP的增大而增大，其輸出功率、效率的變化也將如此。第29頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三30②臨界狀態(tài)負載線和

vbmax正好相交于臨界線的拐點。放大器工作在臨界線狀態(tài)時，輸出功率大，管子損耗小，放大器的效率也就較大。③過壓狀態(tài)放大器的負載較大，在過壓區(qū)，隨著負載Rp的加大，Ic1要下降，因此放大器的輸出功率和效率也要減小。電壓、電流隨負載變化波形第30頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三31根據(jù)上述分析，可以畫出諧振功率放大器的負載特性曲線負載特性曲線

欠壓狀態(tài)的功率和效率都比較低，集電極耗散功率也較大，輸出電壓隨負載阻抗變化而變化，因此較少采用。但晶體管基極調幅，需采用這種工作狀態(tài)。dc第31頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三32過壓狀態(tài)的優(yōu)點是，當負載阻抗變化時，輸出電壓比較平穩(wěn)且幅值較大，在弱過壓時，效率可達最高，但輸出功率有所下降，發(fā)射機的中間級、集電極調幅級常采用這種狀態(tài)。負載特性曲線第32頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三33臨界狀態(tài)的特點是輸出功率最大，效率也較高，比最大效率差不了許多，可以說是最佳工作狀態(tài)，發(fā)射機的末級常設計成這種狀態(tài)，在計算諧振功率放大器時，也常以此狀態(tài)為例。

掌握負載特性，對分析集電極調幅電路、基極調幅電路的工作原理，對實際調整諧振功率放大器的工作狀態(tài)和指標是很有幫助的。負載特性曲線第33頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三34

調整欠壓、臨界、過壓三種工作狀態(tài)，大致有以下幾種方法：改變集電極負載Rp；改變供電電壓VCC；改變偏壓VBB；改變激勵Vb。(1)改變Rp，但Vb、VCC、VBB不變當負載電阻Rp由小至大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨界轉入過壓。在臨界狀態(tài)時輸出功率最大。(2)改變VCC，但Rp、Vb、VBB不變當集電極供電電壓VCC由小至大變化時，放大器的工作狀態(tài)由過壓經(jīng)臨界轉入欠壓。第34頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三35VCC變化時對工作狀態(tài)的影響在欠壓區(qū)內(nèi)，輸出電流的振幅基本上不隨VCC變化而變化，故輸出功率基本不變；而在過壓區(qū)，輸出電流的振幅將隨VCC的減小而下降，故輸出功率也隨之下降。第35頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三36

在過壓區(qū)中輸出電壓隨VCC改變而變化的特性為集電極調幅的實現(xiàn)提供依據(jù)；因為在集電極調幅電路中是依靠改變VCC來實現(xiàn)調幅過程的。改變VCC時，其工作狀態(tài)和電流、功率隨之變化(如上圖所示)。第36頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三37(3)Vbm變化，但VCC、VBB、Rp不變或VBB變化，但VCC、Vb、Rp不變這兩種情況所引起放大器工作狀態(tài)的變化是相同的。因為無論是Vbm還是VBB的變化，其結果都是引起vB的變化。由vB=-VBB+Vbmcost

vBmax=-VBB+Vbm當VBB或Vbm由小到大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨界轉入過壓。第37頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三38Vbm變化時電流、功率的變化第38頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三39諧振功率放大器的計算諧振功率放大器的主要指標是功率和效率。以臨界狀態(tài)為例：1)首先要求得集電極電流脈沖的兩個主要參量icmax和c導通角c集電極電流脈沖幅值Icm第39頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三402)電流余弦脈沖的各諧波分量系數(shù)0(c)、1(c)、…、n(c)可查表求得，并求得個分量的實際值。3)諧振功率放大器的功率和效率直流功率：Pdc=Ic0VCC交流輸出功率：集電極效率：dc第40頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三414)根據(jù)可求得最佳負載電阻：在臨界工作時，接近于1，作為工作估算，可設定=1。“最佳”的含義在于采用這一負載值時，調諧功率放大器的效率較高，輸出功率較大。

可以證明，放大器所要求的最佳負載是隨導通角c改變而變化的。c小，Rp大。要提高放大器的效率，就要求放大器具有大的最佳負載電阻值。

在實際電路中，放大器所要求的最佳電阻需要通過匹配網(wǎng)絡和終端負載(如天線等)相匹配。第41頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三42例1有一個用硅NPN外延平面型高頻功率管3DA1做成的諧振功率放大器，設已知ＶCC＝24Ｖ，Ｐｏ＝２Ｗ，工作頻率＝１MHz。試求它的能量關系。由晶體管手冊已知其有關參數(shù)為fＴ≥70MHz，Ap（功率增益）≥13dB，ＩCmax＝750ｍＡ,ＶCE(sat)(集電極飽和壓降)≥1.5Ｖ,ＰCM＝１W。解：

１）由前面的討論已知，工作狀態(tài)最好選用臨界狀態(tài)。作為工程近似估算，可以認為此時集電極最小瞬時電壓2）第42頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三43解：3）選c=70o，4）未超過電流安全工作范圍。5）6）7）8）9）第43頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三44

例2某諧振功率放大器的轉移特性如圖所示。已知該放大器采用晶體管的參數(shù)為：功率增益允許通過的最大電流最大集電極功耗為管子的放大器的負偏置VBB＝1.4V,VCC=24V,試計算放大器的各參數(shù)。解：1）根據(jù)圖可求得轉移特性的斜率gc2）根據(jù)3)根據(jù)第44頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三454）求交流電壓振幅：對應功率、效率5)激勵功率：第45頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三46第46頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三47第47頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三48一、概述

用折線法分析高頻功率放大器時要引入相當?shù)恼`差，低頻時誤差還是允許的。但隨著工作頻率的提高，由于晶體管的高頻特性及大信號的注入效應而引入的誤差將更大，嚴重時，使放大器無法工作。

一方面應該考慮晶體管基區(qū)少數(shù)載流子的渡越時間、晶體管的體電阻(特別是rbb的影響)，飽和壓降及引線電感等因素的影響；另一方面，功率放大管基本工作在大信號，即大注入條件下，必須考慮大注入所引起的基極電流和飽和壓降增加的影響。上述的這些影響都會使放大器的功率增益、最大輸出功率及效率的急驟下降。第48頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三49二、基區(qū)渡越時間的影響

在高頻小信號工作時，渡越角是以擴散電容的形式來表示基區(qū)渡越時間的影響的，由于信號的幅度小結電容可等效成線性的。而在大信號高頻工作時，必須考慮其非線性特性。

通過實驗，可以用示波器觀察功率放大器放大管各極電流波形隨工作頻率變化而變化的情況。高頻情況下功放管

各電極電流波形第49頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三50

在工作頻率很高，渡越角在0=10~20時，功放管各電極電流的變化情況：發(fā)射極電流iE

隨著工作頻率提高，存貯在基區(qū)中的非平衡少數(shù)載流子,由于輸入信號vb迅速向負極性變化而返回發(fā)射極，因而ie出現(xiàn)負脈沖，工作頻率越高,ie反向脈沖的寬度就越大，幅值也越高，導通角也越擴展，主脈沖高度下降。(2)集電極電流iC

iC的峰值滯后于iE的峰值，二者差一渡越角0，iC的導通角也由低頻時的c增大到：c+20高頻情況下功放管各電極電流波形第50頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三51(3)基極電流iB

由于iE出現(xiàn)反向脈沖，根據(jù)iB=iE–iC，所以iB也出現(xiàn)反向電流脈沖，反向電流的出現(xiàn)，使其基波分量Ib1大大增加，Ib1的增加將提高了對激勵功率的要求。

上述分析表明，ic的導通角加大，將使功率管的效率大大降低；Ib1的加大將使激勵功率增加，這會使放大器的功率增益降低，這種現(xiàn)象將隨工作頻率升高而加劇。高頻情況下功放管

各電極電流波形第51頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三52混合π參數(shù)等效電路三、晶體管基極體電阻rbb的影響

當頻率增高時，已經(jīng)證明基極電流的基波振值Ib1是迅速增加的，這表明b–e間呈現(xiàn)的交流阻抗顯著減小，因此rbb的影響便相對增加，要求的激勵功率將更大，這會使功率增益進一步減小。四、飽和壓降Vces

大信號注入時，功率管的飽和壓降將增大，在高頻工作時，集電極體電阻也要提高，致使飽和壓降進一步增加。例如:當f=30MHz時，實測某管的Vces=1.5V，當f=200MHz時，Vces則可大到3.5V。Vces的增加，會使功率放大器的輸出功率、效率、功率增益均減少。第52頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三53五、引線電感的影響

在更高頻率工作時，要考慮管子各電極引線電感的影響，其中以發(fā)射極的引線電感影響最嚴重，因為它能使輸出輸入電路之間產(chǎn)生寄生耦合。

一般長度為10mm的引線，其電感約為10–3H，在工作頻率為300MHz時，感抗值約為1.9，若通過1A高頻電流，則會在此感抗上產(chǎn)生約1.9V的負反饋電壓。這種負反饋當然會使輸出功率及功率增益下降，并使激勵增加。第53頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三54３.３.１

饋電線路３.３.２輸出、輸入與級間耦合回路第54頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三551.集電極饋電電路

根據(jù)直流電源連接方式的不同，集電極饋電電路又分為串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種。第55頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三56(1)串饋電路指直流電源VCC、負載回路(匹配網(wǎng)絡)、功率管三者首尾相接的一種直流饋電電路。為低通濾波電路，A點為高頻地電位，既阻止電源VCC中的高頻成分影響放大器的工作，又避免高頻信號在LC負載回路以外不必要的損耗。的選取原則為L’＞回路阻抗101/C’＜回路阻抗1/10(2)并饋電路指直流電源VCC、負載回路(匹配網(wǎng)絡)、功率管三者為并聯(lián)連接的一種饋電電路。如圖L’為高頻扼流圈，C’為高頻旁路電容，C”為隔直流通高頻電容，

L’、C’、C"的選取原則與串饋電路基本相同。第56頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三57IcoVCCIcm1CLIcmn第57頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三58LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTICO直流通路ICOECLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTIC1交流通路Icm1LCC’CC1VCCLCuc1VTL’CCVCCLCuc1VTICn交流通路ICmnL’C’C”VCCLCuc1VTL’C’VCCLCuc1VT第58頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三59

(3)串并饋直流供電路的優(yōu)缺點

在并饋電路中，信號回路兩端均處于直流地電位，即零電位。對高頻而言，回路的一端又直接接地，因此回路安裝比較方便，調諧電容C上無高壓，安全可靠；缺點是在并饋電路中，L’處于高頻高電位上，它對地的分布電容較大，將會直接影響回路諧振頻率的穩(wěn)定性；串聯(lián)電路的特點正好與并饋電路相反。第59頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三602.基極饋電電路基極饋電電路也分串饋和并饋兩種。

基極偏置電壓VBB可以單獨由穩(wěn)壓電源供給，也可以由集電極電源VCC分壓供給。在功放級輸出功率大于1W時，基極偏置常采用自給偏置電路。第60頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三61CBLBLBLBCERBReVTVTVTCBCBCB1LBLLCCVTVTEBEBIBOUBBIBOIeo+UBB-第61頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三621.輸出匹配網(wǎng)絡

輸出匹配網(wǎng)絡常常是指設備中末級功放與天線或其他負載間的網(wǎng)絡，這種匹配網(wǎng)絡有型、T型網(wǎng)絡及由它們組成的多級網(wǎng)絡，也有用雙調諧耦合回路的。輸出匹配網(wǎng)絡的主要功能與要求是匹配、濾波、隔離和高效率。

高頻調諧功率放大器的阻抗匹配就是在給定的電路條件下，改變負載回路的可調元件，將負載阻抗ZL轉換成放大管所要求的最佳負載阻抗Rp，使管子送出的功率P0能盡可能多的饋至負載。這就叫做達到了匹配狀態(tài)，或簡稱匹配。第62頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三63

下圖所示的匹配網(wǎng)絡具有電路簡單、容易實現(xiàn)的優(yōu)點，不足之處是電路的品質因數(shù)Q值很低(通常Q＜10)，因此電路的濾波特性很差，所以在實際的發(fā)射機中，常常選用T型或型網(wǎng)絡作匹配之用。第63頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三64最常見的輸出回路是復合輸出回路，如圖所示。圖中，介于電子器件與天線回路之間的L1C1回路就叫做中介回路；RACA分別代表天線的輻射電阻與等效電容；Ln、cn為天線回路的調諧元件，它們的作用是使天線回路處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，以獲得最大的天線回路電流iA，亦即使天線輻射功率達到最大。復合輸出回路(為了簡化電路，省略了直流電源及輔助元件L、C、C等)這種電路是將天線(負載)回路通過互感或其他形式與集電極調諧回路相耦合。第64頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三65

可以看到：無論哪種輸出網(wǎng)絡，從晶體管集電極向右方看去，都應等效為一個并聯(lián)諧振回路，如圖所示。等效電路由耦合電路的理論可知，當天線回路調諧到串聯(lián)諧振狀態(tài)時，它反映到L1C1中介回路的等效電阻為因而等效回路的諧振阻抗為第65頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三66為了使器件的輸出功率絕大部分能送到負載RA上就希望反射電阻r>>回路損耗電阻r1

衡量回路傳輸能力優(yōu)劣的標準，通常以輸出至負載的有效功率與輸入到回路的總交流功率之比來代表。這比值叫做中介回路的傳輸效率k，簡稱中介回路效率。第66頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三67

從回路傳輸效率高的觀點來看，應使QL盡可能地小。但從要求回路濾波作用良好來考慮，則QL值又應該足夠大。從兼顧這兩方面出發(fā)，QL值一般不應小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。ｐ８０例３－２故有:第67頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三68

下圖是兩種形網(wǎng)絡是其中的形式之一(也可以用T型網(wǎng)絡)。圖中R2代表終端(負載)電阻，R1代表由R2折合到左端的等效電阻，故接線用虛線表示。第68頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三69第69頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三

圖中的R2一般代表終端(負載)電阻，R1則代表由R2折合到左端的等效電阻，現(xiàn)以(a)為例進行計算公式的推導兩種Π型匹配網(wǎng)絡(a)(b)L1R1C1C1R1L1C2R2R2C2

將并聯(lián)回路R1C1與R2C2變換為串聯(lián)形式，由串、并聯(lián)阻抗轉換公式可得L1C1'R1'C2'R2'網(wǎng)絡匹配時，R1'=R2'由諧振條件得:第70頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三[例]有一個輸出功率為2W的高頻功率放大器、負載電阻RL=50Ω，EC=24V，f=50MHz，Q1=10，試求Π型匹配網(wǎng)絡的元件值。解:L1R1C1R2=RLC2

R1應該是功率放大器所要求的匹配電阻Rp,即L1C1'R1'C2'R2'網(wǎng)絡匹配時，R1'=R2'改寫為：

解之得：

由諧振條件得

:注意，考慮到晶體管的輸出電容Co后，C1應減去Co之值，才是所需外加的調諧電容值。一般，當L1確定之后，用C2主要調匹配，用C1主要調諧振。

實際還有其它各種形式的匹配網(wǎng)絡。分析方法都很類似，即從匹配與諧振兩個條件出發(fā)，再加上一個假設條件(通常都是假定Q1值)，即可求出電路元件的數(shù)值。第71頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三722.級間耦合網(wǎng)絡

多級功放中間級的一個很大問題是后級放大器的輸入阻抗是變化的，是隨激勵電壓的大小及管子本身的工作狀態(tài)變化而變化的。

這個變化反映到前級回路，會使前級放大器的工作狀態(tài)發(fā)生變化。此時，若前級原來工作在欠壓狀態(tài)，則由于負載的變化，其輸出電壓將不穩(wěn)定。

對于中間級而言，最主要的是應該保證它的電壓輸出穩(wěn)定，以供給下級功放穩(wěn)定的激勵電壓，而效率則降為次要問題。第72頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三73對于中間級應采取如下措施：1)使中間級放大器工作于過壓狀態(tài)，使它近似為一個恒壓源。2)降低級間耦合回路的效率?；芈沸式档秃?，其本身的損耗加大。這樣下級輸入阻抗的變化相對于回路本身的損耗而言就不顯得重要了。中間級耦合回路的效率一般為k=0.1-0.5，平均在0.3上下。也就是說，中間級的輸出功率應為后一級所需激勵功率的2-10倍。第73頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三74

倍頻器（FrequencyDoubler）是一種輸出信號頻率等于輸入信號頻率整數(shù)倍的電路，用以提高頻率.第74頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三75

丙類放大器的電流是脈沖狀，所包含的諧波很豐富。如果使集電極回路不是諧振于基頻，而是諧振于n次諧波，那么，回路對基頻和其他諧波的阻抗很小，而對n次諧波的阻抗則達到最大，且呈電阻性。于是回路的輸出電壓和功率就是n次諧波。這就起到了倍頻作用。

晶體管倍頻器有兩種主要形式：一種是利用丙類放大器電流脈沖中的諧波來獲得借頻，叫做丙類倍頻器；另一種是利用晶體管的結電容隨電壓變化的非線性來獲得倍頻，這是半導體器件所特有的性質，可叫做參量倍頻器。本節(jié)只對丙類倍頻器進行研究。第75頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三76工作于二次諧波的倍頻器各極電壓與電流關系見圖第76頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三77瞬時集電極電壓與瞬時基極電壓的表示式可分別寫成n次諧波倍頻器的輸出功率正比于n次諧波的分解系數(shù)。由余弦電流分解系數(shù)可知：第77頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三78因此為了使倍頻器的輸出功率最大，在n＝2時，應取左右；在n＝3時，應取左右。這時與時的放大器輸出功率相比較有這種倍頻器所選用的n值通常不超過3－4，一般只取2－3。第78頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三79甲、乙、丙類放大器的比較第79頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三80甲到乙到丙類是通過不斷減小導通角c

，通過減少ic的流通時間(Pc↓)，使η↑?！遚太小時,η雖高,但Icm1↓,Po反而下降。

為提高Icm1，必須加大激勵電壓(太大會擊穿管子)?！喽?D)類，戊(E)類采用固定c

=90o(Icm1固定)，而盡量減小Pc的方法，提高η,即：管子工作于開關狀態(tài)導通時進入飽和區(qū)：

vc=Vces,截止時進入截止區(qū)：

ic=0

使Pc大大減小,使η↑↑,理想時η接近100%。第80頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三81

晶體管丁類放大器都是由兩個晶體管組成的，它們輪流導電，來完成功率放大任務?？刂凭w管工作于開關狀態(tài)的激勵電壓波形可以是正弦波，也可以是方波。晶體管丁類放大器有兩種類型的電路：一種是電流開關型，另一種是電壓開關型。第81頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三82一、電流開關型電路工作原理：主要波形第82頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三在中心點處的電壓平均值等于電源電壓集電極回路兩端交流電壓的峰值為它的均方根值為第83頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三84

由此可見，晶體管的飽和壓降越小，就越高。若0，則100％。這是丁類放大器的主要優(yōu)點。功率與效率第84頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三85電壓開關型丁類放大器二、電壓開關型電路第85頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三86

VT1和VT2輪流導通、截止。L、C、R串聯(lián)(電流)諧振，諧振于基波頻率(選頻)。工作波形第86頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三輸出電壓峰值為第87頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三電源供給的電流為半波正弦，因此集電極平均電流為輸出到諧振回路的交流功率為直流輸入功率因此集電極效率為第88頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三集電極功率耗散為第89頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三90

以LC諧振回路為輸出電路的功率放大器，由于其相對通頻帶只有百分之幾甚至千分之幾，所以又稱為窄帶高頻功率放大器。由于調諧系統(tǒng)復雜，窄帶功率放大器的運用就受到了很大的限制。

近年來一種新穎的，能夠在很寬的波段內(nèi)實現(xiàn)不調諧工作的寬頻帶功率放大器得到了迅速的推廣。

寬帶功率放大器，實際上就是一種以非調諧單元作為輸出匹配電路的功率放大器。它是以頻率特性很寬的傳輸線變壓器，代替了電阻、電容或電感線圈作為其輸出電路。

寬頻帶功率放大器沒有選頻作用。因此諧波的抑制成了一個重要的問題。為此，放大管的工作狀態(tài)就只能選在非線性畸變比較小的甲類或甲乙類狀態(tài)，效率較低，也就是說寬頻帶放大器是以犧牲效率作為代價來換取寬頻帶輸出的。第90頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三911.普通變壓器不能在較寬頻內(nèi)工作的原因

圖(b)中L、Ls1、r1是變壓器初級繞組的電感、漏感和損耗電阻；Ls2、r2

是折合到初級后，次級繞組的漏感和損耗電阻；C是變壓器各分布電容折合到初級后的總和；R‘L是折合到初級后的等效負載電阻。

在高頻端由于初級繞組電感的感抗很強，因此在高頻端等效電路中可以認為電感L是開路，如圖(c)。在低頻端，由于頻率較低，各漏感和損耗電阻很小，也可略去不計，可以認為電容C開路，如圖(d)；(a)原理電路(b)等效電路(c)高頻端等效電路(d)低頻端等效電路(e)頻率響應曲線usRsRLuoRsRsRsusususr1Ls1LLs2r2CR'LrLsLCR'LR'Lfsfuo一般變壓器的等效電路

可見工作頻率越低，電感L的旁路作用就越大，于是輸出電壓將隨著工作頻率的降低而下將。在高頻端負載R'L接在Ls和C組成的串聯(lián)諧振回路容抗元件的兩端，在串聯(lián)諧振頻率fs的附近，負載兩端的電壓急劇增加，并在fs上達到最大值。但是，偏離諧振頻率fs，電壓將急劇減?。?６.１傳輸線變壓器第91頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三92為使變壓器工作于高頻并展寬頻帶需采取的措施：盡量減小線圈的漏感與分布電容；采取使用鐵氧體磁心，匝數(shù)少，匝間距大減小磁心的功率損耗；采用高頻鐵氧體磁心為展寬低頻響應，初級線圈電感大。采用高導磁率磁心，加大環(huán)形磁心截面積、適當增加匝數(shù)。第92頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三93傳輸線變壓器解決普通變壓器不能滿足工作頻率高、頻帶寬的矛盾。1.傳輸線變壓器結構

用兩根平行線繞在高導磁率的磁環(huán)上。第93頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三942.傳輸線變壓器電路表示形式

低頻端采用變壓器的工作模式，高頻端采用傳輸線模式，利用分布電容傳輸高頻信號。第94頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三953.寬頻帶傳輸線變壓器的工作原理

傳輸線變壓器與普通變壓器在傳輸能量的方式上是不相同的，傳輸線變壓器負載兩端的電壓不是次級感應電壓，而是傳輸線的終端電壓。

兩根導線緊靠在一起，所以導線任意長度處的線間電容很大，且在整個線上均勻分布。其次，兩根等長導線同時繞在高磁導率磁芯上，所以導線上均勻分布的電感量也很大，這種電路通常又叫分布參數(shù)電路。usususRLRLRLRsRsRs(a)結構示意圖(c)普通變壓器的原理電路(b)原理電路圖u1u2u1u2u1u2

在傳輸線變壓器中，線間的分布電容不影響高頻能量的傳輸，電磁波以電磁能交換的形式在導線間介質中傳播的。第95頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三96(1)1：1傳輸線變壓器4.常用傳輸線變壓器分析

1：1傳輸線變壓器，又叫倒相變壓器。當傳輸線無損時，可以認為u1=u2和i1=i2。usRLRsu1u2i1i2如果傳輸線的特性阻抗：傳輸線輸出端的等效阻抗為：輸入端（1、3端）的等效阻抗為：為了實現(xiàn)傳輸線變壓器與負載的匹配，要求：為了實現(xiàn)信號源與傳輸線變壓器的匹配，要求：1：1傳輸線變壓器，最佳匹配狀態(tài)應該滿足：滿足最佳功率傳輸條件的傳輸線特性阻抗為：1：1傳輸線變壓器具有最大的功率輸出。但實際上，在各種放大電路中RL正好等于信號源內(nèi)阻的情況是很少的。因此，1：1傳輸線變壓器很少用作阻抗匹配元件，而更多的是用來作為倒相器，或進行不平衡-平衡以及平衡-不平衡轉換。第96頁，共109頁，2023年，2月20日，星期三97usRsusususRsRsRLRLRLRLRsu1u1u