通信原理課件模擬調(diào)制角度調(diào)制系統(tǒng)第一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三2

§4.1基本定義§4.2窄帶角度調(diào)制§4.3寬帶調(diào)頻（WBFM）§4.4寬帶調(diào)相（WBPM）§4.5寬帶角調(diào)波的產(chǎn)生§4.6寬帶角調(diào)的解調(diào)方法§4.7窄帶角調(diào)系統(tǒng)的噪聲性能§4.8寬帶調(diào)頻(WBFM)的噪聲性能§4.9寬帶調(diào)相(WBPM)的噪聲性能§4.10調(diào)頻(FM)的門限效應§4.11環(huán)路解調(diào)器§4.12調(diào)頻中的預加重和去加重§4.13小結●——主要內(nèi)容第二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三3角度調(diào)制：載波相角受調(diào)制信號的控制而變化，振幅不變頻率調(diào)制：調(diào)頻廣播、電視伴音、遙測等

相位調(diào)制：

移相鍵控、間接調(diào)頻，實際中較少采用特點：抗干擾性好、發(fā)射機效率高、占用頻帶寬（寬帶FM)、設備復雜角調(diào)波：§4.1基本定義第三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三4一、調(diào)相波PM正弦波的瞬時相位與調(diào)制信號呈線性關系調(diào)相指數(shù)最大頻率偏移第四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三5二、調(diào)頻波FM正弦波的瞬時頻率與調(diào)制信號呈線性關系第五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三6三、FM和PM之間的關系

PMFM瞬時相角瞬時相位偏移最大相位偏移瞬時頻率最大頻率偏移返回第六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三7FM和PM之間的關系（P88圖4.1-1)盡管FM和PM是角調(diào)波的不同形式，但無本質(zhì)區(qū)別。載波相位的任何變化都引起頻率的變化，反之亦然。FM和PM只是頻率和相位的變化規(guī)律不同而已。第七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三8FM:調(diào)頻指數(shù)PM:調(diào)相指數(shù)第八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三9單音調(diào)制時各參量間的關系(p88圖4.1-2)保持調(diào)制信號幅度不變，改變調(diào)制頻率的辦法可以區(qū)別FM與PM返回第九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三10

AM、FM和PM的波形圖(p89圖4.1-3)

注意：FM和PM由于它們的變化規(guī)律不同，因此系統(tǒng)性能不同第十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三11

§4.2窄帶角度調(diào)制一、窄帶調(diào)頻(NBFM)

NBFM數(shù)學模型

(p90圖4.2-1)第十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三12NBFM與調(diào)幅波的頻譜比較相同點:

(1)兩者都有載頻分量、和上下邊帶

(2)頻譜寬度相同為不同點：(1)NBFM的邊帶頻譜有頻率特性

(2)NBFM負頻域的邊帶頻譜反轉(zhuǎn)180第十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三13單頻窄帶調(diào)頻舉例：第十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三14二、窄帶調(diào)相(NBPM)NBPM數(shù)學模型p第十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三15NBPM的頻譜NBPM相同點:

(1)AM,NBFM,NBPM三者都有載頻分量、和上下邊帶

(2)頻譜寬度相同不同點：(1)與NBFM比較，NBPM的邊帶頻譜沒有頻率特性

(2)與AM比較，NBPM正頻域相移，負頻域相移第十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三16單頻窄帶調(diào)相舉例：NBPM的頻譜第十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三17AM、NBFM和NBPM的頻譜比較第十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三18三、窄帶角調(diào)的解調(diào)方法相干解調(diào)方法

與寬帶角調(diào)一樣，均可采用非相干解調(diào)方法第十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三19§4.3寬帶調(diào)頻（WBFM）一、單頻信號調(diào)頻可以分別展成以貝塞爾其中和函數(shù)為系數(shù)三角級數(shù)第十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三20單頻調(diào)制時寬帶調(diào)頻的頻譜(1)寬帶調(diào)頻頻譜由載頻分量和無窮多個邊頻分量組成(2)n為偶數(shù)時，上下邊頻具有相同的符號，n為奇數(shù)時，上下邊頻分量符號相反討論：第二十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三21第一類貝塞爾函數(shù)(1)當，F(xiàn)M僅由載頻和一對邊頻分量組成NBFM(2)當增大時，載頻分量幅度減小，有顯著幅度的邊頻數(shù)目增加，增大，貝塞爾函數(shù)接近減幅的正弦波，當

,的幅值迅速減小(3)貝塞爾函數(shù)有零點，且分布不均勻特點：第二十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三22二、調(diào)頻信號的帶寬貝塞爾函數(shù)趨于0，F(xiàn)M高階頻譜分量忽略通常，按n＝β+1來計算帶寬，n>β+1時，均有Jn(β)<10%，即邊頻分量幅度<未調(diào)載波分量幅度的10%，將FM信號的有效頻譜取到次邊頻FM帶寬(卡森公式)第二十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三23討論FM帶寬與調(diào)頻指數(shù)βFM的關系（1）正弦調(diào)制信號f(t)的ωm不變,Am變化(與βFM變化成正比)第二十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三24(2)f(t)的Am不變,ωm變化第二十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三25三、調(diào)頻信號的功率分布第n對邊頻功率第二十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三26邊頻功率第二十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三27討論：(1)FM信號的總功率=未調(diào)頻波功率(2)雖然總功率不變，但載波和邊帶之間的功率分配與調(diào)頻有關，增加時，

減小，效率增加，邊頻數(shù)目增多帶寬加大

FM波效率可以任意接近100%第二十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三28四、多頻調(diào)制討論利用三角函數(shù)的公式展開頻譜：除了包含和的邊帶以外還包括第二十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三29與調(diào)幅不同，幅度調(diào)制邊帶服從疊加原理，沒有交叉調(diào)制或交叉乘積項對于任意調(diào)制信號的FM波結論：在復合信號調(diào)制下帶寬取決于幅度最大且頻率為基帶中最高有效頻率的單音若用D表示最大頻偏與的比值(頻率偏移率),則任意調(diào)制信號的FM波帶寬仍可用卡森公式近似第二十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三30§4.4寬帶調(diào)相（WBPM）PM波的不同頻率分量具有不同的相位，PM和FM除了相位差以外，幅度都與貝塞爾函數(shù)成比例，帶寬計算仍可用卡森公式第三十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三31WBFM和WBPM的帶寬FM與成反比，PM與無關當固定，F(xiàn)M和PM帶寬都隨調(diào)制指數(shù)的增加而增加第三十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三32§4.5寬帶角調(diào)波的產(chǎn)生寬帶角調(diào)波的產(chǎn)生方法:直接法和間接法1直接法直第三十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三33若回路電容隨著信號線性變化，即則瞬時頻率第三十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三34直接法優(yōu)點：可以得到很大的頻偏缺點：頻率穩(wěn)定度不高自動頻率控制系統(tǒng)鑒頻器輸出電壓與輸入信號瞬時頻偏成正比第三十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三352間接法阿姆斯特朗間接法優(yōu)點：頻率穩(wěn)定度好缺點：電路復雜第三十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三例子：已知調(diào)制信號頻率為1KHZ，調(diào)頻指數(shù)1，第一個載頻100KHz，第二個載頻9.2MHz。希望輸出頻率為100MHZ，頻偏為80kHZ的FM波，試確定兩個倍頻次數(shù)？（變頻后取和頻）第三十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三37§4.6寬帶角調(diào)的解調(diào)方法相干解調(diào)：窄帶角調(diào)非相干解調(diào)：窄帶角調(diào)、寬帶角調(diào)1、鑒頻器：輸出電壓瞬時幅度與輸入調(diào)頻波瞬時頻偏成正比第三十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三38鑒頻器數(shù)學模型第三十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三39寬帶調(diào)相:可以用鑒頻器來解調(diào)第三十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三402、鎖相環(huán)(PLL)解調(diào)器：鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LPF)、VCO鎖相環(huán)是一個相位誤差控制系統(tǒng)，它比較輸入信號和VCO的輸出信號之間的相位差，產(chǎn)生誤差控制電壓來調(diào)整VCO的頻率以達到與輸入信號同頻的目的。鎖相環(huán)有很好的跟蹤性能第四十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三41鎖相環(huán)鑒頻的原理認為VCO頻率與輸入FM信號瞬時頻率相等經(jīng)過隔直后鎖相環(huán)：解調(diào)PM信號，在輸出端加一個積分器就可以了鎖相環(huán)具有良好的噪聲性能，PLL解調(diào)器又叫做門限擴張解調(diào)器或低門限解調(diào)器第四十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三42§4.7窄帶角調(diào)系統(tǒng)的噪聲性能1、NBPM的噪聲性能BPF的帶寬輸入信號功率(1)解調(diào)器輸入端信噪比第四十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三43輸入信噪比求輸出噪聲功率(2)解調(diào)器輸出端信噪比輸出信噪比第四十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三44(3)信噪比增益第四十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三452、NBFM的噪聲性能BPF的帶寬(1)解調(diào)器輸入端信噪比(與NBPM相同)輸入信號功率第四十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三46(2)解調(diào)器輸出端信噪比輸出信號功率(2)解調(diào)器輸出端信噪比下面求輸出噪聲功率P點噪聲功率譜密度為通過微分電路的結果第四十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三47相干解調(diào)前后的噪聲功率譜第四十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三48輸出噪聲功率輸出信噪比(3)信噪比增益第四十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三492即NBFM的噪聲性能優(yōu)于NBPM，可以改善輸入信噪比,相干解調(diào)不存在門限效應。第四十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三50

§4.8寬帶調(diào)頻(WBFM)的噪聲性能分析模型BPF帶寬第五十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三51(1)鑒頻器輸入端信噪比鑒頻器的輸入信號功率輸入信噪比(2)解調(diào)器輸出端信噪比非相干解調(diào)是非線性過程，但當大信噪比時仍可近似線性首先計算輸出信號功率，不考慮噪聲為鑒頻增益第五十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三52下面計算輸出噪聲功率，假設f(t)=0鑒頻器輸入為未調(diào)載波信號加窄帶噪聲1/2第五十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三53P43,2.7-10注意與噪聲通過乘法器區(qū)分第五十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三54n0第五十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三55鑒頻器輸出噪聲功率譜與成正比，是拋物線型.第五十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三56輸出信噪比(3)信噪比增益WFM門限效應現(xiàn)象與窄帶調(diào)頻相比第五十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三57單頻調(diào)制WBFM和AM抗干擾性能比較設載波幅度A，100％調(diào)制(*)第五十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三58在高調(diào)頻指數(shù)時，所以帶寬與信噪比的互換在(*)中，若設是以抗噪性能來區(qū)分窄帶調(diào)頻和寬帶調(diào)頻的分界點第五十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三59§4.9寬帶調(diào)相(WBPM)的噪聲性能(1)鑒頻器輸入端信噪比(與FM時相同)鑒頻器的輸入信號功率輸入信噪比第五十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三60調(diào)相波瞬時頻偏(2)解調(diào)器輸出端信噪比計算輸出噪聲功率，仍假設f(t)=0鑒頻器輸出噪聲功率譜為積分器的傳遞函數(shù)第六十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三61經(jīng)過積分器后噪聲功率譜為經(jīng)過低通LPF后輸出噪聲功率輸出信噪比第六十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三62(3)信噪比增益第六十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三63§4.10調(diào)頻(FM)的門限效應門限效應是所有非相干解調(diào)器都存在的一種性質(zhì)，當FM解調(diào)器的輸入信噪比在門限值以下，寬帶調(diào)頻改善噪聲性能的作用迅速下降。一、概念第六十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三64假設輸入信號為未調(diào)載波信號，不同輸入信噪比的輸出噪聲尖峰噪聲是產(chǎn)生門限效應的根源第六十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三65二、分析尖峰噪聲出現(xiàn)的原因(向量圖定性解釋）1、無調(diào)制信號時第六十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三66向量圖R大小和相角變化都不大，只有平滑噪聲A<=r(t)，合成向量軌跡可能繞圓點整周運動，解調(diào)器的輸出正比于第六十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三67第六十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三682、有調(diào)制信號時向量A也在發(fā)生角度變化，小信噪比時，從而使得合成向量R更容易產(chǎn)生正負360的角度變化,每秒尖峰脈沖數(shù)目增加，輸出信噪比更加下降。第六十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三69實際上，當輸入噪聲很大時，不能恢復調(diào)制信號f(t)第六十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三70解調(diào)器輸出正比于當大信噪比時，第七十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三71WBFM輸入信噪比和輸出信噪比的關系當越大，輸出信噪比下降越快，出現(xiàn)門限效應的輸入信噪比越高輸入信噪比大，宜寬帶第七十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三72門限信噪比和調(diào)制指數(shù)的關系門限信噪比為：

8~11dB門限值幾乎與調(diào)制信號f(t)類型無關WBPM也有門限效應第七十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三73§4.11環(huán)路解調(diào)器—改善門限效應的解調(diào)方法具有良好的抗噪聲性能，門限電平比普通鑒頻器低6~10dB兩種常用的環(huán)路解調(diào)器：頻率反饋解調(diào)器(FMFB)和鎖相環(huán)(PLL)解調(diào)器基本原理：減小鑒頻前的等效帶寬，從而提高鑒頻前的等效信噪比，因此能在比通常鑒頻器更低的輸入信噪比下才出現(xiàn)門限效應第七十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三74一、頻率反饋解調(diào)器VCO輸出調(diào)頻信號為BPF是窄帶濾波器，通過的是差頻信號第七十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三75鑒頻器輸入端的信號鑒頻器輸出環(huán)路輸出信號鑒頻器輸入信號的瞬時頻率（對相位進行微分）第七十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三76鑒頻器輸入信號帶寬，即BPF帶寬環(huán)路輸入調(diào)頻信號的帶寬鑒頻器輸入信號帶寬小于輸入FM信號，由于頻帶壓縮，使輸入鑒頻器的噪聲功率也減小了門限擴展效果越明顯第七十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三77二、鎖相環(huán)解調(diào)器(PLL)鎖相環(huán)功能是使VCO輸出信號相位跟蹤輸入調(diào)頻信號的瞬時相位變化。具有窄帶特性，合理的選擇環(huán)路參數(shù)第七十七頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三78§4.12調(diào)頻中的預加重和去加重原因：在信號功率譜密度最小的頻率范圍內(nèi)噪聲功率譜密度卻是最大的，導致信號高頻端信噪比降低?；舅枷耄涸诎l(fā)送端調(diào)制之前人為的提升輸入信號的高頻分量，在接收端鑒頻器輸出端壓低高頻分量，恢復原來的信號功率分布。一、概念第七十八頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三7922第七十九頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三80二、預加重和去加重網(wǎng)絡預加重特性的選擇：使解調(diào)后的噪聲功率譜密度具有平坦的特性，可取為接用調(diào)相來代替調(diào)頻。,實際上等效于將輸入信號進行調(diào)相，但不直第八十頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三81預加重網(wǎng)絡是高通型網(wǎng)絡，去加重是低通型網(wǎng)絡。第八十一頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三82預加重網(wǎng)絡：

要求R1>>R2，在W1和W2之間具有微分特性，而在較低頻率范圍內(nèi)則是平坦的。發(fā)送信號低頻端FM，高頻端PM,W1選在f(t)頻譜低頻值下降3dB處,W2選在f(t)最高頻率之外.

FM廣播：f1=W1/2π=2.1KHz(R1C=75μs)f2=W2/2π≥30KHz

去加重網(wǎng)絡：

與預加重網(wǎng)絡特性相反，RC低通濾波器

W1為3dB帶寬，1/(R1C)第八十二頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三83FM廣播：仍應為f1=W1/2π=2.1KHz(R1C=75μs)

第八十三頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三8423第八十四頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三85加重措施的信噪比改善

FM廣播fm=15KHz3dB處f1=2.1KHzWm/W1=fm/f1=7.14

代入或通過曲線：RFM=21.3(13.3dB)第八十五頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三86討論：

1.W1↓→RFM↑,但會引起傳輸帶寬增加。因為這時預加重網(wǎng)絡趨于理想微分器，相當于PM系統(tǒng)，微分過程會使最大頻偏增大。

2.不能用PM來代替FM，預加重網(wǎng)絡的傳輸函數(shù)低頻段恒定(FM波)，高頻段具有微分特性(PM波)。第八十六頁，共九十二頁，編輯于2023年，星期三873、預加重可能引起帶寬的增加保持預加重后最大頻偏不變，設有一個傳輸系數(shù)K的網(wǎng)絡，加入K后接收機輸出信號功率是原