一種超高頻感應(yīng)加熱電源的零電壓諧振開關(guān)變換器

1復(fù)合動態(tài)應(yīng)力加熱電源的研發(fā)兆赫級超高頻加熱在表面加熱工藝中具有獨(dú)特的優(yōu)勢和良好的應(yīng)用前景。然而，該段的加熱電源主要由電子管控制器主導(dǎo)。眾所周知，電子管感應(yīng)加熱設(shè)備效率低（50%左右）、器件使用壽命短、需要預(yù)熱啟動。采用MOSFET等快速電力電子器件研制全固態(tài)超高頻感應(yīng)加熱已經(jīng)成為該領(lǐng)域的發(fā)展趨勢，目前小功率兆赫級超高頻加熱電源已經(jīng)取得了一些成果[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。在超高頻條件下工作，變換器線路上的寄生參數(shù)（如分布引線電感、器件極間電容）和開關(guān)器件上巨大的開關(guān)損耗嚴(yán)重制約開關(guān)頻率的提高。因為在兆級頻率下，這些寄生分布參數(shù)的等效阻抗已經(jīng)不能忽略，所引起的寄生振蕩和電壓、電流過沖將危及電路的正常工作；另一方面，由于開關(guān)頻率很高，巨大的開關(guān)熱損耗往往造成電路無法工作。因此，設(shè)計超高頻電源的電路首先需要能夠吸收（或工藝上減?。╇娐分械碾s散分布參數(shù)，減小開關(guān)損耗。目前超高頻小功率加熱電源的拓?fù)涠酁閱喂芑螂p管結(jié)構(gòu)，Class-D電路在射頻電源中有較長的應(yīng)用歷史，也適合于高頻加熱工作。文獻(xiàn)研究了D類諧振逆變器并研制了1MHz加熱電源。但是D類諧振逆變器屬于電壓型逆變器，上下開關(guān)必須設(shè)置導(dǎo)通死區(qū)時間，但死區(qū)需要占用每個周期內(nèi)的一段時間，不利于頻率的進(jìn)一步提高，且電壓型電路短路保護(hù)較困難。Class-E電路通過在功率器件兩端并聯(lián)電容來吸收器件寄生電容，目前已有采用E類雙管拓?fù)溲兄瞥晒?MHz～72MHz超高頻小功率電源的報道。雖然Class-E電路的開關(guān)損耗小，適合應(yīng)用于超高頻領(lǐng)域、甚至射頻領(lǐng)域，但由于其負(fù)載適應(yīng)能力差，在負(fù)載參數(shù)變化范圍較大的感應(yīng)加熱中應(yīng)用有很大的局限性。為了同時解決寄生參數(shù)和開關(guān)損耗問題，本文提出了一種能夠吸收線路雜散分布參數(shù)、且電路中開關(guān)器件工作于零電壓軟開關(guān)的新型雙LLC諧振回路的超高頻感應(yīng)加熱電源電路。該電路另一個優(yōu)點(diǎn)是在輸入端增加了高頻平波電抗器，所以該拓?fù)溆志哂须娏餍湍孀兤鞯膬?yōu)點(diǎn)——兩只開關(guān)的導(dǎo)通控制不需要死區(qū)時間的限制。本文介紹了電路的工作原理，分析了各個諧振槽路的電壓電流波形，并給出了實驗結(jié)果。2輔助諧振回路ca超高頻雙LLC零電壓諧振軟開關(guān)變換器電路如圖1所示。其中電感La1、La2包括了線路分布引線電感，負(fù)載回路電感Ls包括了該回路上的接線電感，并聯(lián)電容Ca1、Ca2為包括開關(guān)器件內(nèi)部輸出電容在內(nèi)的諧振電容。第一個LLC諧振回路是指逆變器輸出端（A、B兩點(diǎn)之間）負(fù)載側(cè)Ls、Lp、C、R組成的諧振回路。通過鎖相控制，可以讓該槽路工作于其固有諧振頻率。第二個LLC諧振回路是指La(La1、La2),Ca(Ca1、Ca2）和負(fù)載槽路的等效阻抗ZL組成的輔助諧振回路。顯然，這是一個負(fù)載ZL參與的諧振電路，為了區(qū)別，稱為輔助諧振回路。正是這個輔助諧振回路，使得開關(guān)Q1、Q2成為諧振開關(guān)，從而實現(xiàn)了零電壓開通和零電壓關(guān)斷。同時，由于該回路中電感La1、La2吸收了線路上的雜散分布電感，Ls吸收了負(fù)載線路上接線電感，Ca1、Ca2吸收了器件Q1、Q2上的寄生電容，從而有效地消除了開關(guān)過程中這些寄生參數(shù)引起的電壓、電流過沖，使得該電路能夠在兆赫級的高頻下工作。另外，輸入端濾波電感Ld使該逆變器具有電流型電路的優(yōu)點(diǎn)：兩只開關(guān)的通斷不需要留出死區(qū)時間，因而更適合超高頻工作的要求。為了克服電感在開關(guān)切換過程中產(chǎn)生的電壓過沖，工藝結(jié)構(gòu)上，諧振電容Ca1、Ca2應(yīng)該緊靠開關(guān)Q1、Q2，且有較大的電容量。同時，為了避免線路雜散分布電感La及不同MOSFET極間電容大小分散性帶來的電源不一致性問題，實際用于電路中的電感應(yīng)遠(yuǎn)大于線路分布電感、并聯(lián)電容應(yīng)遠(yuǎn)大于MOSFET極間電容，這樣諧振元件La、Ca可以根據(jù)諧振槽路的要求設(shè)計。2.1阻燃lc回路負(fù)載LLC回路由感應(yīng)器（等效電感Lp、等效電阻Re）、并聯(lián)補(bǔ)償電容C，以及串聯(lián)補(bǔ)償電感Ls組成，整個回路作為逆變器的負(fù)載。顯然Ls能夠吸收負(fù)載回路上的引線分布電感。在感應(yīng)加熱工作中，采用Ls、Lp、C串并聯(lián)補(bǔ)償，除了可以提高高Q值感應(yīng)器引起的低功率因數(shù)、減小無功傳遞以外，還有兩個特殊的優(yōu)點(diǎn)：一是有利于負(fù)載短路保護(hù)，現(xiàn)場工作中很容易發(fā)生感應(yīng)圈的短路或匝間短路，由于增加了串聯(lián)電感Ls，感應(yīng)圈短路時的沖擊電流得到了緩沖，增加了保護(hù)時間；二是該LLC回路具有電壓變換的作用，可以實現(xiàn)負(fù)載阻抗匹配，從而省去了負(fù)載匹配變壓器，提高了電源效率，減小了體積重量。變換器的工作狀態(tài)、電源與加熱負(fù)載之間的功率傳遞和LLC回路的阻抗特性是密切相關(guān)的。LLC回路的阻抗ZL可以表示為其幅值和相角為圖2所示為負(fù)載LLC回路阻抗的幅頻和相頻特性。從圖2的幅頻和相頻特性可以看出，負(fù)載LLC回路存在兩個諧振點(diǎn)：并聯(lián)諧振點(diǎn)ωp和串聯(lián)諧振點(diǎn)ωo分別為顯然，在阻抗值極小值（即串聯(lián)諧振點(diǎn)）ωo處，負(fù)載可以得到最大功率Pmax。值得注意的是，串聯(lián)諧振點(diǎn)ωo處負(fù)載等效阻抗ZL呈感性。為了減小負(fù)載和電源之間的無功傳遞，保證送出最大功率，希望電路工作于串聯(lián)諧振點(diǎn)ωo附近。如果需要調(diào)節(jié)輸出功率，變換器的開關(guān)頻率可以在大于串聯(lián)諧振點(diǎn)ωo頻段變化（在大于ωo頻段，阻抗的幅頻特性為單調(diào)函數(shù)）。進(jìn)一步研究表明，串聯(lián)諧振ωo處負(fù)載得到的最大功率近似為上式表明串并聯(lián)電感Ls、Lp具有類似于變壓器的作用，Ls、Lp的設(shè)計一方面要滿足諧振回路的要求，同時還應(yīng)該滿足負(fù)載匹配的需要。2.2互補(bǔ)控制下的uqa、uab、t圖1的變換器工作時，還存在另一個LLC回路，即由La1、Ca1、逆變器等效負(fù)載Le、Re組成的輔助諧振回路。由于引入了電感Ld、La1和La2，所以該變換器沒有普通電壓型電路橋臂直通短路的問題，Q1、Q2的控制時序也不需要死區(qū)的要求。只要諧振電容Ca1、Ca2緊靠開關(guān)Q1、Q2，線路上的分布電感就可以包含在La1和La2中。圖3a為Q2導(dǎo)通、Q1關(guān)斷時左橋臂組成的輔助諧振回路。由電路知識可知，Ca1、Le、Re組成的串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)可等效為圖3b所示的由Ca′1、eR′組成的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)（Q1導(dǎo)通、Q2關(guān)斷時有類似等效電路），且根據(jù)電路結(jié)構(gòu)和對稱性，有輔助電感La(La1或La2），并聯(lián)電容Ca(Ca1或Ca2）以及負(fù)載槽路諧振時等效電阻Req組成的串聯(lián)諧振回路，該輔助協(xié)諧振回路以及右橋臂上的電感具有以下約束關(guān)系整理可得當(dāng)eR′>La/2Ca時，該二階微分方程有兩個復(fù)數(shù)形式的解。uQ(t)的時域解可表示為其中，為正弦幅值。電路的初始條件為：uQ(0)=0,duQ(0)/dt=iLa1(0)/aC′。其中，初時條件iLa1(0)為t=0時流過電感La1的電流?？梢园l(fā)現(xiàn)，本文提出的電路拓?fù)浯嬖谌N不同意義的頻率：Q1、Q2交替導(dǎo)通關(guān)斷的開關(guān)頻率fs，即電路的工作頻率；負(fù)載諧振槽路（Lp、Ls、C、R）的固有諧振頻率fL；以及輔助諧振回路(La、Ca、ZL)固有振蕩頻率fd。為了減小負(fù)載工件和電源之間的無功傳遞，并保證Q1和Q2工作于零電壓開關(guān)狀態(tài)，這三種頻率之間應(yīng)有以下關(guān)系在感應(yīng)加熱工作中，通常采用鎖相技術(shù)實現(xiàn)fs=fL。定義開關(guān)頻率（或負(fù)載槽路固有頻率）與輔助諧振回路固有頻率之比為D，即D=fs/fd≤1。顯然，由于fs<fd，在半個開關(guān)周期內(nèi)，uO的波形存在一個電壓為零的區(qū)段，這個電壓為零的時區(qū)也就是Q1內(nèi)部反并二極管流過電流的時間。這樣，uQ(t)的軌跡有兩部分組成：一部分為電壓諧振區(qū)段，可由式（9）表示；另一部分為電壓為零區(qū)段。由于電感元件Ld在穩(wěn)態(tài)時一個周期內(nèi)的平均電壓為零，忽略其內(nèi)阻，可以得到以下關(guān)系P點(diǎn)以及A、B兩點(diǎn)之間電壓uP(t)、uAB(t)可以由uQ(t)推導(dǎo)得到。一個周期內(nèi)uCa(t)、uP(t)、uAB(t)可以表示為圖4所示為互補(bǔ)控制下UQa、UAB、UP的波形。顯然，MOS開關(guān)Q1是零電壓開通；關(guān)斷時由于并聯(lián)電容較大，其電壓上升緩慢，因此可以認(rèn)為是零電壓開通零電壓關(guān)斷，開關(guān)損耗非常小。2.3各工作模式下的等效電路在分析了上述兩個諧振回路的基礎(chǔ)上，可以對本文提出的變換器工作原理進(jìn)行分析。電路在一個開關(guān)周期內(nèi)經(jīng)歷六個不同的工作模式，為了方便電路描述，設(shè)每個周期的起點(diǎn)t1定義為Q1門極開通信號的上升沿，則(1）工作模式1[t1～t2]：t=t1時，Q1門極開通信號送出，由于流過Q1的電流方向為從下向上，電流從內(nèi)部反并二極管VD1流過，因此Q1流過電流之前，其漏源極電壓UQ1已經(jīng)為零，開關(guān)Q1是零電壓ZVS開通。t=t1時Q2受控關(guān)斷，等效并聯(lián)電容Ca′2與負(fù)載回路等效阻抗eR′并聯(lián)以后再與輔助電感La2組成串聯(lián)諧振回路，Q2的漏源極電壓上以諧振方式上升(2）工作模式2[t2～t3]：t=t2時iQ1電流過零后開始轉(zhuǎn)向Q1，并以諧振的方式上升。管子電壓軌跡同模式1。(3）工作模式3[t3～t4]：t=t3時，諧振電壓UQ2下降到零，Q2內(nèi)的反并二極管VD2開始導(dǎo)通，UQ2（即B點(diǎn)電壓）被鉗位于零，右橋臂上的電流轉(zhuǎn)向VD2，串聯(lián)諧振停止。而左橋臂中的電流繼續(xù)流經(jīng)導(dǎo)通的Q1管。(4）工作模式4[t4～t5]：t=t4時，Q1的門極受控關(guān)斷，左橋臂上的電流轉(zhuǎn)而流向等效并聯(lián)電容Ca′1，即由Ca′1與eR′、La1組成的輔助串聯(lián)諧振回路開始諧振。同樣，Q1上電壓也以諧振方式上升。所以Q1的關(guān)斷損耗很小（Ca1也可以視為Q1關(guān)斷緩沖電容）。在這個階段，右橋臂VD2處于續(xù)流狀態(tài)，此時送出Q2的門極驅(qū)動信號，可以實現(xiàn)VD2的零電壓ZVS開通。(5）工作模式5[t5～t6]：t=t5時，右橋臂的電流從反并二極管VD2中自然過零后開始流入Q2并以諧振方式上升；左橋臂的Q1處于關(guān)斷狀態(tài)，所以輔助串聯(lián)諧振電流流入電容Ca1,UQ1上升，諧振電流iLa1逐漸下降。該階段UQ1(t)、UQ2(t)的電壓軌跡與模式4相同。(6）工作模式6[t6～t7]：t=t6時，Q1上電壓諧振降至回到零，其內(nèi)部反并二極管開始導(dǎo)通，左橋臂的電流轉(zhuǎn)到VD1,Q1漏源極電壓（即A點(diǎn)電壓）被鉗位在零，串聯(lián)諧振停止。在此階段內(nèi)，右橋臂中的電流仍然流經(jīng)Q2；輔助串聯(lián)諧振回路停止諧振。圖5所示為六個工作模式對應(yīng)的等效電路。圖6給出了一個周期內(nèi)電路中主要元件上的電壓電流波形：Q1/Q2的門極信號ug1/ug2;Q1/Q2漏源極電壓UQ1/UQ2;A、B兩點(diǎn)間電壓UAB；負(fù)載補(bǔ)償電容C上電壓UC;P點(diǎn)間電壓UP；以及流過Q1內(nèi)部MOS管電流iQ1；諧振電容C1電流iC1;Q1內(nèi)部反并二極管VD1電流iVD1;Q2內(nèi)部MOS管電流iQ2；諧振電容C2電流iC2;Q2內(nèi)部反并二極管VD2電流iVD2；輔助諧振電感電流iL1。由式（12）可知，同樣的輸入直流電壓Vdc，開關(guān)Q1、Q2的電壓峰值隨D的大小而變化。為了減低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，D值不能太小。但D必須小于1，以保證零電壓開關(guān)。3uq1ds和uab的電壓為了驗證電路的正確性，進(jìn)行了仿真研究并研制了一臺實驗樣機(jī)，仿真電路參數(shù)為：Vdc=150V,Ld=200μH,Ca1=Ca2=2.5nF,La1=La2=5μH,Ls=35μH,LP=2.4μH,C=12nF,Q1、Q2交替互補(bǔ)180°導(dǎo)通，開關(guān)頻率fs=1.0MHz。圖7所示為Q1驅(qū)動ug（如圖7a所示）、漏源極電壓UQ1（如圖7b所示），流過Q1電流iQ1（如圖7c所示）、負(fù)載槽路電壓UAB（如圖7d所示）以及P點(diǎn)的電壓波形UP（如圖7e所示）的仿真波形。由圖7a、圖7b、圖7c的時序可以看出，開關(guān)Q1開通之前電流從其內(nèi)部反并二極管流過，所以是零電壓開通；關(guān)斷時由于并聯(lián)電容較大，電壓以近似正弦振蕩的形式緩慢上升，所以開關(guān)損耗可以很小。由于La、Ls、Ca吸收了線路和器件中的雜散分布參數(shù)，所以，雖然開關(guān)工作頻率高達(dá)1MHz，電路中電壓電流曲線仍然光滑清晰，幾乎沒有寄生振蕩引起的毛刺。圖8所示為負(fù)載諧振回路中補(bǔ)償電容C的電壓UC相對于整個槽路兩端電壓UAB相位關(guān)系的仿真波形；UC滯后UAB相位近似為90°，可以判定此時負(fù)載槽路工作于其固有諧振頻率點(diǎn)。圖9給出了輸入直流電壓為54V、開關(guān)頻率fs為1.0MHz時，Q1上的電壓UQ1DS以及P點(diǎn)電壓UP的實驗波形，UQ1DS與UP的峰值為2倍關(guān)系，驗證了上述理論分析的正確性。圖10為沒有鎖相控制時，開關(guān)頻率fs分別為973kHz,1.008MHz和1.049MHz時負(fù)載槽路中UC、UAB的實驗波形。由于開關(guān)頻率偏離固有諧振頻率，除了圖10a以外，圖10b和圖10c中UC和UAB的相位不再是滯后90°關(guān)系，fs偏離諧振點(diǎn)，UC的幅度也隨之變小。圖11為鎖相控制下，改變串聯(lián)補(bǔ)償電感Ls，負(fù)載回路中UC和UAB的波形。由于Ls具有負(fù)載匹配和變壓器的作用，改變Ls的電感值，可以改變感應(yīng)器上電