負載擾動下雙閉環(huán)pi控制系統(tǒng)的設計

1動態(tài)前饋補償原理三相功率輸出模型可實現網絡側電流的正態(tài)分配，單位因素的運行能力和能量的雙向傳輸，真正實現“綠色能源變換”。在PWM整流器的應用中,負載變化一般較劇烈,傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制雖能獲得理想的穩(wěn)態(tài)性能,但因其在控制系統(tǒng)結構上固有不足及PI調節(jié)的滯后性,動態(tài)過程中直流電壓會出現較大的偏差,不利于系統(tǒng)高品質運行。目前,在雙閉環(huán)控制基礎上加入負載電流前饋控制是提高PWM整流器抗負載擾動動態(tài)性能的主要方法。這里結合PWM整流器在兩相同步旋轉坐標系下的數學模型,給出了PWM整流器雙閉環(huán)PI控制系統(tǒng)結構圖,從控制角度分析了雙閉環(huán)PI控制在克服負載擾動方面的不足,具體設計了負載擾動前饋補償器。分析表明,理論上可達到對負載擾動完全補償的動態(tài)前饋補償器在實際系統(tǒng)中難以實現,為簡化問題,得到了靜態(tài)前饋補償器表達式,分析了負載電流前饋控制策略的補償機理及影響靜態(tài)前饋補償效果的因素。最后用實驗驗證了理論分析的正確性并提出了進一步提高PWM整流器抗負載擾動動態(tài)性能的方法。2tm整流器數學模型三相電壓型PWM整流器主電路如圖1所示。圖1中,ek,ik(k=a,b,c)為網側各相電壓、電流,uk為整流橋各相輸入電壓;L為交流側電感;R為電感等效電阻和功率開關管損耗等效電阻之和;Idc為直流輸出電流;C為直流側電容;Udc為直流電壓;IL為負載電流。定義變量sk表示各相橋臂的開關狀態(tài),sk=1表示k相上橋臂導通,sk=0表示k相下橋臂導通。由圖1可得PWM整流器在三相靜止坐標系下的數學模型為:式中:uk=Udc[sk-(sa+sb+sc)/3];Idc=iasa+ibsb+icsc。進行三相靜止坐標到兩相同步旋轉d,q坐標的等量坐標變換,d,q坐標系的d軸按電網電壓矢量E定向,坐標變換矩陣為:式中:θ1=ωt-2π/3;θ2=ωt+2π/3。則三相電壓型PWM整流器在d,q坐標系下的數學模型為:式中:ud=Udcsd;uq=Udcsq;Idc=3(idsd+iqsq)/2。3電流控制器設計PWM整流器控制目標是:①實現整流器網側電流正弦化且單位功率因數運行(其中單位功率因數通過對無功電流iq的控制來實現);②實現對整流器直流電壓的控制。為實現上述控制目標,PWM整流器常采用雙閉環(huán)控制,電壓外環(huán)主要實現對直流電壓的控制,而電流內環(huán)則根據電壓調節(jié)器輸出的電流指令進行電流控制。由式(3)第1,2式可知,id,iq之間存在耦合,需進行解耦控制,電流調節(jié)器采用PI控制時,有:將式(4)代入式(3)中第1,2式得:在以下推導中,假定開關頻率足夠高,忽略實際系統(tǒng)中采樣信號的延遲及PWM控制的小慣性特性。由式(5)可得id環(huán),iq環(huán)結構如圖2所示。電壓環(huán)采用PI調節(jié)時,id*表達式為:忽略電阻R,由輸入輸出功率相等可得:由式(7)得:式中:m為SVPWM的調制比,m=姨3Em/Udc,m≤1,Em為網側相電壓峰值。結合式(6)、圖2a、式(8)及式(3)中的第3式可得電壓環(huán)結構圖如圖3所示。由圖3可見,在PWM整流器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結構中,負載電流擾動出現在電壓環(huán)之內、電流環(huán)之外。負載電流擾動出現后,先作用于C使Udc偏離給定值而使電壓環(huán)出現偏差,然后系統(tǒng)才開始抗擾調節(jié)過程,又由于電壓環(huán)PI調節(jié)的滯后及電流環(huán)的延遲,Idc調整不及時,導致動態(tài)過程中Udc出現較大偏差。4ucd的動態(tài)前饋控制方式為提高PWM整流器對負載電流擾動的克服能力,可在原有雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結構基礎上加入負載電流前饋控制。設電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數為Wci(s),前饋補償器傳遞函數為Gf(s),因前饋補償器的輸出作為電流環(huán)給定值的一部分,則加入負載電流前饋控制后,電壓環(huán)結構如圖4所示。為補償負載電流擾動對Udc的影響,由圖4得:由式(9)得:式(10)給出了理論上可實現對負載擾動完全補償的動態(tài)前饋補償器的表達式。在實際系統(tǒng)中,由于PWM整流器主電路中L,R等參數的非線性及時變特征,難以精確確定Wci(s)的表達式,且因Wci(s)分母階次大于分子階次,則式(10)中Gf(s)含有純微分項,若按式(10)進行前饋補償,負載電流中高頻噪聲會被放大后注入到電流環(huán)使網側電流諧波增大。為簡化問題,考慮到PWM整流器電流環(huán)的響應速度快,同時因電流環(huán)采用了PI調節(jié),電流響應無靜差,若忽略電流環(huán)調節(jié)延遲而近似認為電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數Wci(s)=1,則有:式(11)給出負載擾動靜態(tài)前饋補償器表達式。加入IL靜態(tài)前饋控制后電壓環(huán)結構如圖5所示。結合圖5可知,因PWM整流器電流內環(huán)的響應速度比電壓外環(huán)快得多,加入IL前饋控制后,當IL變化時,經前饋作用,有功電流的給定值id*迅速改變,通過電流環(huán)的快速調節(jié),id及Idc迅速變化以補償IL的變化,大大減小了IL變化對Udc的影響。按式(11)確定的前饋補償器極易實現,但由于僅實現了對負載擾動的靜態(tài)補償,在負載擾動很劇烈的場合,Udc仍有較明顯的動態(tài)偏差,當C大小一定時,Udc動態(tài)偏差的大小主要取決于電流環(huán)調節(jié)延遲大小。擾動前饋補償的引入并不影響原閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性,而閉環(huán)控制的存在又降低了對負載電流檢測精度和前饋補償器精度的要求。5gm整流器穩(wěn)態(tài)運行情況為驗證上述理論分析的正確性,搭建了以TMS320F2812型DSP為主控芯片的實驗平臺,功率開關管采用IPM模塊7MBP75RA120。主要實驗參數如下:網側工頻相電壓有效值240V,交流側電感5mH,直流側電容550μF,功率管開關頻率10kHz,直流電壓給定值為700V,直流側接電阻負載。在PWM整流器穩(wěn)態(tài)運行時進行負載突變實驗,負載電阻由94Ω突變?yōu)?7Ω,則負載電流約由7.5A突變?yōu)?5A。圖6a,b分別給出采用單純雙閉環(huán)PI控制和加入負載電流靜態(tài)前饋控制時直流電壓和網側a相電流動態(tài)波形。圖6a中,負載突變后,Udc有約60V的動態(tài)降落,約經400msUdc回到給定值附近,而在圖6b中,Udc的動態(tài)降落小于10V,經100msUdc返回到給定值。由此可見,加入負載電流靜態(tài)前饋控制后,Udc動態(tài)降落和恢復時間均大為減小。圖6b中,Udc出現動態(tài)偏差主要是因為電流環(huán)調節(jié)存在延遲,靜態(tài)前饋控制僅實現了對負載擾動的靜態(tài)補償而未考慮動態(tài)過程。6靜態(tài)前饋補償這里結合三相電壓型PWM整流器在兩相同步旋轉d,q坐標系下數學模型,建立了PWM整流器雙閉環(huán)PI控制系統(tǒng)結構圖,設計了負載擾動前饋補償器。分析了動態(tài)前饋補償器在實現上存在的困難,得到了簡化后的靜態(tài)前饋補償器。實驗結果表明,負載電流的靜態(tài)前饋補償可顯著改善抗負載擾動動態(tài)性能。在負載劇烈變化或對PWM整流器抗負載擾動動態(tài)性能要求很高的場合,可通