6自20世紀60年代以來，CMOS晶體管的平方律模型被廣泛應用于模擬和數(shù)字集成電路的分析和設計。但是尺寸縮小到深亞微米后，在這般的框架內(nèi)實際長溝器件與傳統(tǒng)使用的標準平方率模型與實際器件之間的誤差值越來越大，甚至完隨著科技日新月異的發(fā)展，對芯片的面積的要求越來越嚴格，期望的的工藝線寬和器件工作節(jié)點也越來越小，降低和電壓和功耗的重要性與日俱增，然而，目前的理論對小尺寸下的載流子物理行為還不成熟，按照這種理論框架進行科學研究可推導出結(jié)論沒有成熟的以物理理論為基礎的模型，模擬集成電路的設計還主要依賴于經(jīng)驗法則，想要對工作點和晶體管尺寸進行優(yōu)化，就不得不花費大量3.3.1MOS晶體管工作在強反型層的特性7在傳統(tǒng)電路設計中，強反型區(qū)是應用最為廣泛的MOS器件工作區(qū)反型區(qū)，溝道在強反型層條件下存在，漏極處的漂移電流起主導作用。根據(jù)上文提及的EKV模型，假設不考慮速度飽和效應、垂直電場遷移率的退符號名稱V閾值電壓VVV柵氧化層單位面積電容F/cm2μcm2/V●sλ式(3-1)只有在Vcs≥V,或者要求漏源電壓VDs大于其飽和值時才成立。8根據(jù)上式(3-1),從這些程序可以發(fā)現(xiàn)可以求出強反型層的跨導為由(3-1)和(3-2)此可得強反型層的跨導效率為：由(3-3)可以看出，強反型層的跨導效率只與VEFF=Vcs-V有關，跨導8mMOS晶體管偏置在強反型層時，從這些經(jīng)歷中看出隨著反型層的增加，跨模型；其次，通過查找8m/Ip曲線族的各類圖像確定關鍵參數(shù)，例如，寬度W、圖中的反饋(YesorNo)這一流程來平衡各項參數(shù)(如漏極電流Ip、漏源飽和電壓VDs.sa、跨導8m等)變化對電路性能參數(shù)(如電壓增益、截止頻率、增益帶寬積、相位裕度、功耗等)的影響(陳明福，張慧文，2022)。當下開展的研究方向和最終結(jié)論與已有的成熟理論模型相符。在研究期間，嚴格遵循科學研究的規(guī)范流程，秉持嚴謹?shù)膽B(tài)度開展工作。從研究設計的起步階段，就充分借鑒經(jīng)典理論模型的構建思路，確保研究框架搭建得科學合理、穩(wěn)固扎實。數(shù)據(jù)收集階段，采用多種被理論驗證有效的方法，保障數(shù)據(jù)收集的質(zhì)量。對收集到的數(shù)據(jù)運用適配的統(tǒng)計分析方法，實現(xiàn)對數(shù)據(jù)的有效解讀。在結(jié)果討論環(huán)節(jié)，緊密圍繞已有的成熟理論展開。將研究結(jié)論與理論模型仔細比對，進一步闡述研究如何豐富和驗證了理論；對于差異點，深入探討背后的原因，為后續(xù)研究指引思考方向。找流圖3-15設計流程圖符號名稱輸入電纜絕緣電導S放大器輸入電導SC反饋回路電導S可以看做Z,/(1+A)的阻抗和輸入端阻抗并聯(lián)，閉環(huán)的輸入阻抗因此減小以至于比開環(huán)時低好幾個數(shù)量級，受此影響頻率升高。輸入回路的時間常數(shù)取決于電容增益，存在反饋電容Cf由于輸入端作用增結(jié)論最終獲得的靈敏度依舊不變，但t變大(1+A)倍，以上就是電荷放大器的工4.2電路分析條件下討論過驅(qū)動電壓，Vov值越小MOS晶體管的柵寬和寄生電容C越大?？偨Y(jié)上文，過驅(qū)動電壓Vov不適合作為電路設計的表征參考選項(周志遠，付夢在現(xiàn)實設計當中，我們在消耗相同電流的同時需要較大的跨導值8m但是與此同時還希望獲得很小的寄生電容Cg。從這得各項性能的相互平衡，這種設計方法稱為8m/Ip設計方法。4.3仿真分析得到運算放大器直流電流和功耗參數(shù)，進而完成66ADEL(6)-testamp1LaunchSessionSetupAnalysesVariableNameValue×1522(43)NetlistandRun漏極輸出直接接放大器的輸出Vour;在電NM2、NM3組中，NM3的漏極輸出接提供了一個IBIAS的偏置電流(貝俊光，蔣夢倩，2021)。區(qū)?9區(qū)nthvt"4NM1nmos1v_hvt圖4-7放大器電路結(jié)構圖下表列出了上述電路圖中各晶體管的參數(shù)：仿真結(jié)果如圖4-7、圖4-8所示，增益大約為141dB,相位裕度在64.5°左右，滿足設計需求。圖4-8增益與頻率的關系CE圖4-9相位裕度與頻率的關系第五章：版圖設計結(jié)束了電路設計的前期工作后，需要依照工藝參數(shù)進行版圖繪制，并通過對版圖中各項參數(shù)的調(diào)整完成后期仿真，以上步驟都是為了能將預期的電路性能盡量避免各參數(shù)折中影響，最后落實到實際版圖。為了保證在生產(chǎn)芯片的過程中芯片性能和成品率不受外界因素，例如，工藝水平、濃度梯度、晶體各向異性、溫度等的影響，芯片制造商劃定了版圖設計過程須遵守的各項規(guī)則。首先，在這脈絡中評估明確電路中可能產(chǎn)生的所有寄生效應，包括器件自身存在的寄生電容、寄生電感和器件之間存在的門鎖效應、電荷儲存。其次，考慮匹配性能、寄生參數(shù)、耦合參數(shù)等因素對版圖設計的影響，并在設計過程中盡量將其減小(梅豐，黎靜雅，2019)。這些設計計人員的行為，以提高電路各項性能，例如，高頻條件下的噪聲容限、抗襯底耦合性能、電路匹配性等。電路不匹配主要有兩種情況：隨機失配是指由于元器件的尺寸、摻雜濃度不同引起的失配，可以通過遴選摻雜適合的元器件或尺寸來減小這種失配。系統(tǒng)失配是指，在制造過程中存在非人為可控因素的影響，如工藝水平差距、摻雜各向異性、濃度梯度效應等，由于這些因素的存在，使得器件在版圖上的表現(xiàn)偏離理想情況，加大了版圖設計的復雜程度，可以通過相關的版圖技術來減小失配。5.1.2寄生效應不合理的版圖設計會使器件內(nèi)部和器件間的寄生效應急劇增加，從而影響電路各類重要參數(shù)。在現(xiàn)實生活中，每一條導線都有其自身的寄生電容和電阻，其要盡可能減少導線長度，從這些方法中看出尤其是要優(yōu)先考慮減小關鍵路徑和節(jié)點上的寄生參數(shù)，以保證電路性能參數(shù)，一般采用的措施是放置器件時最大程度地相互靠近。封裝過程中也會存在寄生效應，焊線與焊線、管腳與管腳之間的互感會增加封裝的寄生電感，從而影響基材襯底的噪聲，各個封裝的寄生電感量可以通過反向的差分信號來減少。在電路設計中，為了降低襯底耦合常使用以下方法：(1)減少電流、電壓源的波動和頻率變化，以避免開關噪聲產(chǎn)生；(2)采用差分電路結(jié)構，能有效抑制共模噪聲，提高共模抑制比；(3)在物理上隔離器件與噪聲源；(4)加增線中的載流子的運動會產(chǎn)生阻礙作用，便形成了交疊電容。(2)在相同層的兩殷夢倩，2018)。設計得到的防護電路，通過為電流搭建一個低阻值的途徑，從而避免在ESD瞬間，大電流而產(chǎn)生的高熱量對芯片造成損傷。ESD防護電路的防護性能參數(shù)好壞，很大程度上取決于版圖設計，只有優(yōu)秀的版圖設計，才能保障電路的正常工作。5.2.2版圖尺寸從成本考慮，應盡量將版圖面積盡可能的小，除了考慮版圖的合理性，還可將一些無源器件，合理改變形狀，將保持性能指標的同時，將版圖面積盡可能縮小，不留大面積空白。5.3整體版圖繪制放大器的失真和串擾很大程度上取決于電荷放大器版圖的布線布局，串擾發(fā)生于聲道內(nèi)部或聲道之間，通常情況下通過耦合產(chǎn)生影響，本質(zhì)上可以被認為是失真信號。在設計版圖時，往往要遵循以下幾點：(1)輸入輸出隔離原則。輸入走線與輸出走線要進行物理隔離，即遠距離放置，否則，當輸入輸出出現(xiàn)信號耦合現(xiàn)象，即輸出的信號振幅被反饋到輸入端，再次經(jīng)過晶體管放大，正反饋循環(huán)形成自激。在這等場景下一般情況下，通常將二者左右對稱放置，二者之間放置器件、晶體管或者其他元件起隔離作用。(2)走線最短原則。在Cadence中對電路圖進行仿真時，圖中導線均為無任何寄生效應的理想導線，但對于實際電路而言，導線存在一定的阻抗，導線與導線間的相互影響不可被忽略，尤其對于高頻電路，其影響更為顯著。所以，在版圖設計過程中，要盡量避免過大的阻抗和導線間、信號間的耦合。(3)器件布局最優(yōu)原則。首先，將版圖根據(jù)功能區(qū)域劃分，例如放大器晶體管模塊、外部偏置電路、反饋電路等按功能分區(qū)，保證各區(qū)域間互不干擾；其次，將各模塊以連線最短且互不干擾為目進行合理放置。第六章：總結(jié)計利用gm/ID的設計方法，基于TSMC50nmCMOS工藝，通過上文提及的電荷放大器電路結(jié)構、功能的運算和設計流程，使用Cadence仿真軟件完成仿真，并(1)利用CadenceADE仿真，將gm/ID設計方法中MOS晶體管涉及的各間的相關性。(2)說明了在中等反型區(qū)使用gm/ID設計方法的重要性，中等反型區(qū)由于(3)通過gm/ID設計方法和數(shù)學公式，明晰表達電路性能參數(shù)，以便后期[1]陳弘潤，陳俊賢.基于gm/ID的低功耗電路設計研究[D].杭州電子科技大學，2022.[2]張敏天，陳怡忠.新型電荷放大器設計[D].西安理工大學，2023.[3]陳曉時，趙欣怡.壓電加速度傳感器測量電路的研究與設計[D].安徽大學，2021.[4]楊紫朝，魏佳寧.基于gm/Id的電[9]陳辰逸，陳俊天.基于gm/Id方法的跨阻放[10]胡文韜，鄧美玲.一種基于g_m/