高頻振幅調(diào)制電路1第一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六雙邊帶信號

在調(diào)制過程中,將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號,簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調(diào)制信號相乘得到,其表示式為在單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調(diào)制時,2第二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六圖6―6DSB信號波形3第三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六可以看出，DSB信號的特點為DSB信號的包絡正比于調(diào)制信號的絕對值。DSB信號的相位在調(diào)制信號過零處要突變倒相180度。它只含有上、下邊頻分量，載波分量被抑制掉了。帶寬和AM信號一樣。4第四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

單邊帶信號

單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調(diào)制過程中,直接將一個邊帶抵消而成。當取上邊帶時取下邊帶時5第五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六圖6―7單音調(diào)制的SSB信號波形6第六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六圖6―8單邊帶調(diào)制時的頻譜搬移帶寬為F7第七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

為了看清SSB信號波形的特點,下面分析雙音調(diào)制時產(chǎn)生的SSB信號波形。為分析方便。設雙音頻振幅相等,即且Ω2＞Ω1,則可以寫成下式:受uΩ調(diào)制的雙邊帶信號為（6―19）

(6―20)

(6―21)(6―22)8第八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六進一步展開(6―23)9第九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六圖6―9雙音調(diào)制時SSB信號的波形和頻譜10第十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六由式（6―17）和式（6―18）,利用三角公式,可得

uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct(6―24a)和

uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct(6―24b)

式(6―24a)對應于上邊帶,式(6―24b)對應于下邊帶。這是SSB信號的另一種表達式,由此可以推出uΩ(t)=f(t),即一般情況下的SSB信號表達式

(6―25)11第十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六由于sgn(ω)是符號函數(shù),可得f(t)的傅里葉變換(6―26)(6―27)(6―28)12第十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六圖6―10希爾伯特變換網(wǎng)絡及其傳遞函數(shù)13第十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

圖6―11語音調(diào)制的SSB信號頻譜(a)DSB頻譜(b)上邊帶頻譜(c)下邊帶頻譜14第十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六電壓表達式普通調(diào)幅波載波被抑制雙邊帶調(diào)幅波單邊帶信號波形圖頻譜圖信號帶寬三種振幅調(diào)制信號15第十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

AM，DSB，SSB信號都是將調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻上去，搬移過程中頻譜結(jié)構(gòu)不發(fā)生變化，屬于頻譜的線性搬移

AM：DSB:SSB:這些調(diào)制的實現(xiàn)以乘法器為基礎。

16第十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六調(diào)制包括：高電平調(diào)制和低電平調(diào)制高電平調(diào)制：將功放和調(diào)制合二為一，調(diào)制后不需放大，即可發(fā)射低電平調(diào)制：將功放和調(diào)制分開，調(diào)制后需要放大方可發(fā)射。調(diào)制方法：用非線性器件→組合頻率分量→濾波取出有用分量17第十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

AM，DSB，SSB信號都是將調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻上去，搬移過程中頻譜結(jié)構(gòu)不發(fā)生變化，屬于頻譜的線性搬移

AM：DSB:SSB:這些調(diào)制的實現(xiàn)以乘法器為基礎。

18第十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六調(diào)制包括：高電平調(diào)制和低電平調(diào)制高電平調(diào)制：將功放和調(diào)制合二為一，調(diào)制后不需放大，即可發(fā)射低電平調(diào)制：將功放和調(diào)制分開，調(diào)制后需要放大方可發(fā)射。調(diào)制方法：用非線性器件→組合頻率分量→濾波取出有用分量19第十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六AM調(diào)制電路－高電平調(diào)制利用功放的調(diào)制特性來完成調(diào)制基極調(diào)制－－欠壓區(qū)集電極調(diào)制－－過壓區(qū)UBBUCC20第二十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六集電極調(diào)幅ucT1UccT2Ucc0uWuAMT3集電極調(diào)幅就是用調(diào)制信號來改變集電極電源電壓，使ic的基波振幅線性地隨調(diào)制信號變化.21第二十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六Ucc022第二十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六AM調(diào)制電路－低電平調(diào)制帶通濾波器BPF單二極管調(diào)制電路及頻譜

當UC>>UΩ時,可知,流過二極管的電流iD為:23第二十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六通過濾波器濾出ωc+Ω、ωc-Ω和ωc頻率分量，則輸出uo

顯然，該電路不能產(chǎn)生DSB信號。24第二十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六差分對電路單差分對AM調(diào)幅電路－UEE差分輸出電流令用中心頻率為fc，帶寬為2F濾波器濾波后，有：

25第二十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六DSB調(diào)制電路－－－－－二極管調(diào)制電路（1）二極管平衡DSB調(diào)制器二極管平衡DSB調(diào)制電路

26第二十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六當UC>>UΩ時，輸出變壓器的次級電流濾波器的中心頻率為fc,帶寬為2F,諧振阻抗為RL,則輸出電壓為27第二十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六如果uc

、uΩ的位置交換，則該電路不能得到DSB信號。故無能怎么設計濾波器，都不可能得到DSB信號，因為載波沒有抑制掉。因此，二極管平衡電路中的調(diào)制信號和載波信號不能互換位置，否則就得不到DSB信號。28第二十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六二極管平衡DSB調(diào)制器波形

29第二十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六二極管環(huán)形電路（雙平衡調(diào)制器）輸出電流經(jīng)濾波后,有

這種平衡調(diào)制器不能用來產(chǎn)生AM信號。但調(diào)制信號和載波信號可以互換位置。30第三十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六SSB調(diào)制電路SSB信號是將雙邊帶信號濾除一個邊帶形成的。根據(jù)濾除方法的不同,SSB信號產(chǎn)生方法主要有濾波法和移相法兩種。(1)濾波法通過濾波器，把DSB信號的一個邊帶濾除。

31第三十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六32第三十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2)移相法移相法是利用移相網(wǎng)絡,對載波和調(diào)制信號進行適當?shù)南嘁?以便在相加過程中將其中的一個邊帶抵消而獲得SSB信號。在SSB信號分析中我們已經(jīng)得到：移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器,但必須滿足下列兩個條件:

●兩個調(diào)制器輸出的振幅應完全相同●移相網(wǎng)絡必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π／2相移33第三十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六34第三十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六調(diào)幅信號的解調(diào)一、調(diào)幅解調(diào)的方法概念：從高頻已調(diào)信號中恢復出調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)，又稱為檢波。分類：包絡檢波、同步檢波（1）包絡檢波

解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡成正比的檢波方法，由于AM信號的包絡與調(diào)制信號成線性關系,因此包絡檢波只適用于AM波35第三十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六包絡檢波的原理框圖

36第三十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（2）同步檢波是外加一個與原來載波同頻同相的高頻信號，對DSB和SSB信號進行解調(diào)，故稱為同步檢波。37第三十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

同步檢波又可以分為乘積型和疊加型兩類。它們都需要用恢復的載波信號ur進行解調(diào)。

同步檢波器的兩種類型(a)乘積型;(b)疊加型38第三十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六二極管峰值包絡檢波器

是二極管串聯(lián)峰值包絡檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成?？梢钥闯觯盘栐础⒍O管和RC濾波網(wǎng)絡為串聯(lián)關系。二極管峰值包絡檢波器(a)原理電路(b)二極管導通(c)二極管截止39第三十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六為了濾掉高頻分量，保留低頻分量，RC的值應該滿足在理想情況下,RC網(wǎng)絡的阻抗Z應為：

檢波過程：當輸入等幅波時

40第四十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六41第四十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六結(jié)論：(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。(2)由于RC時常數(shù)遠大于輸入電壓載波周期,放電慢,使得二極管負極永遠處于正的較高的電位(輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值,即Uo≈Um)。(3)二極管只在輸入電壓的峰值附近才導通，導通時間很短，電流通角很小，二極管電流是一窄脈沖序列。二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。

Iav流經(jīng)電阻R形成平均電壓Uav，它是檢波器的有用輸出電壓；高頻電流主要被C旁路，只剩很小的殘余高頻電壓△u，檢波器輸出電壓uo=Uav+△u。42第四十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六大信號檢波器(輸入信號的電壓要大于0.5V)達到平衡時的電流電壓波形。43第四十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六▲當輸入AM信號時顯然，當輸入信號為AM波時:輸出電壓波形仍然與輸入信號包絡形狀相同。此時的平均電壓Uav包含直流和低頻分量，即44第四十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六u

二極管兩端的電壓：

二極管電壓波形圖二極管電流iD中的高頻分量被C旁路掉，直流Idc及調(diào)制分量iΩ流經(jīng)R形成輸出電壓uo。

45第四十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

檢波電路中輸出電壓包含直流和調(diào)制分量，如果只需輸出調(diào)制頻率電壓，則可在原電路的基礎上增加隔直電容Cg和負載Rg。

此時輸出電壓只有調(diào)制頻率存在，即uo=uΩ

46第四十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六如果需要檢波器提供與載波電壓大小成比例的直流電壓，則可用低通濾波器RΦ，CΦ取出直流分量。

47第四十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2．性能分析

(1)傳輸系數(shù)Kd檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率,是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為:對于AM信號，定義檢波系數(shù)為輸出低頻電壓振幅與輸入高頻已調(diào)波包絡振幅之比。（6-44）（6-45）48第四十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六當輸入為等幅波時。二極管電流峰值：電流直流分量：電流基頻分量：(6-46)(6-47)(6-48)49第四十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六因此得檢波效率：解出電流通角：(6-49)(6-50)(6-51)等式兩邊各除以cosθ,可得：由此可見,檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù),求出θ后,就可得Kd。因為：50第五十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六由以上分析可以看出：當電路一定時，導通角θ是一定的。負載電阻R的反作用，使電路能自動調(diào)節(jié)，使θ不隨輸入信號而改變。檢波效率也與信號大小無關。所以檢波器的輸入輸出是線形關系——線性檢波，當輸入AM信號時，輸出電壓為：二極管導通電阻越小，R越大，θ就越小，檢波效率就越高。這意味著二極管本身能量損耗越小。(6-52)51第五十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六(2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci。輸入電阻影響前級中頻放大器的品質(zhì)因數(shù)和放大器的增益，輸入電容影響諧振頻率。檢波器的輸入阻抗

前級放大器諧振電路52第五十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

輸入電容包括二極管結(jié)電容Cj和引線對地分布Cf電容，Ci=Cj+Cf。輸入電阻為輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值,即：(6-53)(6-54)53第五十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六也可以從功率的角度來分析。因為rD很小，θ很小，所以可以認為二極管基本不消耗能量，輸入功率就等于電阻R上消耗的功率。即檢波效率近似為1，因此有：54第五十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六3．檢波器的失真（1）惰性失真惰性失真的波形

不能跟隨包絡變化在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數(shù)。如果電容放電速度很慢，使的輸出電壓不能跟隨輸入信號包絡下降的速度，那么檢波輸出將與輸入信號包絡不一樣，產(chǎn)生失真。把由于RC時間常數(shù)過大而引起的這種失真稱做惰性失真。55第五十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

為了避免產(chǎn)生惰性失真,必須在任何一個高頻周期內(nèi),使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡的下降速度,即：設輸入為單音調(diào)制AM波,則在t1時刻其包絡的變化速度為：

二極管停止導通的瞬間,電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡值,即uC=Um(1+mcosΩt)。在t1時刻通過R放電的速度為：56第五十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六將式(6―56)和式(6―57)代入式(6―55),可得：

實際上,不同的t1,U(t)和uC的下降速度不同,為避免產(chǎn)生惰性失真,必須保證A值最大時,仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0,得：(6-58)(6-59)代入式(6―58),得出不失真條件如下:57第五十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六(6-60)(6-61)由此可見，m、Ω越大，包絡下降速度就越快，保證不產(chǎn)生惰性失真時對RC的要求就越小。但實際中調(diào)幅波并不是單音調(diào)制，因此必須應用最大的調(diào)幅度和最高調(diào)制信號頻率來檢驗有無惰性失真。因此檢驗公式為：58第五十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六(2)底部切削失真

底部切削失真又稱為負峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后,輸出電壓的波形如圖6―46(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的。

底部切削失真

59第五十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

因為Cg較大,在音頻一周內(nèi),其兩端的直流電壓基本不變,其大小約為載波振幅值UC,可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓。在電阻R上的壓降為:

這個電壓正好是二極管的反向電壓，當它大于調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m)時。二極管就會截止，產(chǎn)生切割失真。因此，要避免底部切削失真,應滿足:(6-62)(6-63)(6-64)60第六十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六解決交、直流阻抗差別可以采取如下措施。減小底部切削失真的電路

(a)中是把R分成兩個電阻的串聯(lián)來提高交流阻抗，(b)是利用射極跟隨器來使交、直流阻抗近似相等。61第六十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六二極管并聯(lián)檢波器

(c)(b)

圖6―46并聯(lián)檢波器及波形(a)原理電路(b)波形(c)實際電路(a)(c)(b)二極管電壓就是輸出電壓輸出電壓具有高頻分量，后面需要加低通濾波器。62第六十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六三、同步檢波器

1．乘積型同步檢波器

乘法器低通濾波器LPFuousur乘積型同步檢波器框圖（1）DSB信號解調(diào)設輸入信號為DSB信號,即us=UscosΩtcosωct,本地恢復載波ur=Urcos(ωrt+φ),而且設ωr-ωc=Δωc，則這兩個信號相乘為：63第六十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六經(jīng)低通濾波器的輸出,且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi),有：

可以看出，經(jīng)過乘法器，把信號頻譜線性地從ωc兩側(cè)搬移到了到ωr-ωc和ωr＋ωc兩側(cè)，如圖：乘積型同步檢波器的頻譜(a)DSB信號頻譜；(b)相乘后信號頻譜ωc-Ωωωωr-ωcωr+ωcωr-ωc+Ωωr-ωc-Ωωr+ωc-Ωωr+ωc+Ωωcωc+Ω上邊帶上邊帶下邊帶下邊帶(a)(b)64第六十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六由上式可以看出,：①當恢復載波與發(fā)射載波同頻同相時,即ωr=ωc，φ=0,則:

uo=UocosΩt

輸出將無失真地將調(diào)制信號恢復出來。②若恢復載波與發(fā)射載波有一定的頻差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt

引起振幅失真。③若只有一定的相差，但頻率相同，則：

uo=UocosφcosΩt

引入一個振幅衰減因子，使振幅減小65第六十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（2）SSB信號的解調(diào)①當Δωc=0,φ=0,則:uo=UocosΩt

，輸出將無失真恢復調(diào)制信號。②當Δωc≠0,φ=0則：uo=Uocos（Ω-Δωc)t

引起頻率失真。③當Δωc=0,φ≠0,則：uo=Uocos(Ωt-φ)

只改變相位，沒失真。經(jīng)低通濾波器的輸出,且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi),有：66第六十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2.疊加型疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復載波,使之成為或近似為AM信號,再利用包絡檢波器將調(diào)制信號恢復出來。如圖所示。疊加型同步檢波器原理圖uo相加器usur包絡檢波器u1(a)(b)67第六十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（1）疊加型DSB信號檢波對DSB信號而言,只要加入的恢復載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關系,就可得到一個不失真的AM波。設：

顯然通過把輸入信號與插入載波相加，就可得到AM信號，通過包絡檢波器就可以恢復出調(diào)制信號。68第六十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六(2)疊加型SSB信號檢波設單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為：則：恢復載波：=69第六十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

可見把SSB信號和插入載波相加后，得到近似的AM波形，經(jīng)過包絡檢波可恢復出調(diào)制信號。70第七十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六混頻一、混頻的概述

1、混頻器的功能：頻譜的線性搬移電路

組成：兩個輸入電壓,輸入信號us和本地振蕩信號uL,其工作頻率分別為fc和fL,一個輸出信號為uI,稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻,稱為中頻fI,fI=fL±fc71第七十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六顯然，中頻輸出信號與輸入信號的包絡形狀相同，只是填充頻率不同，即內(nèi)部波形疏密程度不同。72第七十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六中頻fI與fｃ、fＬ的關系當混頻器輸出取差頻時，有fI＝fＬ－fＣ或者fI＝fＣ－fＬ‘和頻：fI＝fＬ＋fＣ當fI<fｃ，稱為向下變頻當fI>fｃ，稱為向上變頻此時，雖然高中頻比此時輸入的高頻信號頻率還要高，仍稱為中頻。73第七十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六振幅調(diào)制與解調(diào)電路、混頻器都是頻譜的線性搬移電路。振幅調(diào)制電路：即低頻信號線性搬移到載頻位置解調(diào)電路：將已調(diào)信號的頻譜從載頻（或中頻）線性搬移到低頻位置混頻器：將位于載頻的已調(diào)信號的頻譜線性搬移到中頻處因此，可以用同樣形式的電路來完成不同的搬移功能，只不過輸入輸出信號不同。74第七十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六

2．混頻器的工作原理

設輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號us和本振電壓uL分別為：

這兩個信號的乘積為：

如中頻取差頻fI=fL-fc，經(jīng)過帶通濾波器取出中頻及所需邊帶，則混頻器輸出為：75第七十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六下圖是混頻器的實現(xiàn)原理框圖。混頻器的組成框圖

76第七十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六本振為單一頻率信號由于故本振信號的頻譜

下面從頻域再看混頻的過程。77第七十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六輸入信號頻譜為Fs(ω),則：

可以看出，不管輸入信號是AM、DSB還是SSB信號，經(jīng)過相乘后，只是頻譜位置改變，而頻譜結(jié)構(gòu)并沒有變化，可用帶通濾波器取出所需要的中頻信號。下圖是混頻器的頻譜變換。78第七十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六混頻過程中的頻譜變換(a)本振頻譜(b)信號頻譜(c)輸出頻譜79第七十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六混頻器的分類混頻：由單獨的振蕩器提供本振電壓的混頻電路稱為混頻器。變頻：振蕩和混頻功能由一個非線性器件完成的混頻電路稱為變頻器。

有時也將振蕩器和混頻器合起來稱為變頻器。實際應用中，通常將“混頻”和“變頻”兩詞混用。80第八十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六3．混頻器的主要性能指標（1）變頻增益

變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比,即：或用分貝表示為：電壓增益：功率增益：

變頻增益表征了變頻器把高頻信號變換為輸出中頻信號的能力，增益越大，變換能力越強。81第八十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（2）噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為：（3）失真與干擾變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外,還會產(chǎn)生各種非線性干擾,即由于器件的非線性而存在著組合頻率的干擾，這些組合頻率往往伴隨著有用信號的存在，嚴重影響混頻器的正常工作。描述了混頻器對所傳信號的信噪比影響程度。82第八十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（4）變頻壓縮通常采用實際輸出電平低于其理想電平3dB的輸入電平大小來表示壓縮性能的好壞，此電平越高，性能越好。

混頻器輸入、輸出電平的關系曲線

理想曲線實際曲線中頻輸出電平（dB)83第八十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六(5)選擇性

混頻器的中頻輸出應該只有所要接收的有用信號(反映為中頻,即fI=fL-fc),而不應該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中,由于各種原因,總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號.因此，混頻器的選擇性是表示對中頻以外的其他頻率成分的抑制能力。84第八十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六二、混頻電路

1．晶體三極管混頻器

f0＝fIUCCUBBuLusic晶體三極管混頻器原理電路

85第八十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六設輸入信號和本振信號分別為：時變偏置電壓輸出回路對中頻諧振晶體管集電極電流ic是ube的函數(shù)ic＝f(ube)=f(us+ＵBB（t）)在時變工作點處，將上式對us展開成泰勒級數(shù)86第八十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六當Ｕs<<ＵＬ時，不考慮高次項，故其中，靜態(tài)工作點電流晶體管跨導

是ＵBB(t)＝ＵBB＋uL的函數(shù)，故也隨uL周期性變化，故可以對其用傅立葉級數(shù)展開為87第八十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六則集電極電流為：經(jīng)過諧振回路濾波，由于回路對中頻諧振，故中頻電流由與us相乘得到稱為變頻跨導88第八十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六可以通過求gm(t)的基波分量來得到gm1,即：變頻跨導表示輸入高頻信號電壓對輸出中頻電流的控制能力。計算方法gc與晶體管的特性、直流工作點和本振電壓大小有關89第八十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六ULgC～UL的關系

變頻跨導與本振電壓的關系90第九十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六gC～ＵＢＢ的關系變頻跨導與直流工作點的關系91第九十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2．二極管混頻電路

在高質(zhì)量通信設備中以及工作頻率較高時,常使用二極管平衡混頻器或環(huán)形混頻器。其優(yōu)點是噪聲低、電路簡單、組合分量少。右圖二極管平衡混頻器的原理電路。二極管平衡混頻器原理電路92第九十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六輸出端接中頻濾波器,則輸出中頻電壓uI為輸入信號us為已調(diào)信號；本振電壓為uL,有UL>>Us,大信號工作,因此可得輸出電流io為：93第九十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六混頻器的干擾干擾：除了有用信號以外的所有信號統(tǒng)稱為干擾。產(chǎn)生干擾的原因：混頻器的非線性作用。形成干擾的條件：（1）是否滿足一定的頻率關系；（2）滿足頻率關系的幅值是否較大混頻器的主要干擾有以下幾類：●由正常的信號和本振的組合頻率產(chǎn)生接近中頻的干擾，即干擾哨聲?！裢鈦砀蓴_與本振的組合干擾，叫副波道干擾?！裢鈦砀蓴_互相作用形成的互調(diào)干擾●外來干擾與信號形成的的交叉調(diào)制干擾●阻塞、倒易混頻干擾等94第九十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六一、信號與本振的自身組合干擾

輸入信號和本振電壓，則混頻器產(chǎn)生的組合頻率分量為：

當有用中頻為差頻時，即或

，若中頻帶通濾波器的的帶寬為，那么凡是滿足兩種情況的組合頻率分量都會形成干擾，則信號頻率為當取時，上式變?yōu)楣?5第九十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六通常取，故上式可以近似表示為（6-105）該式等價于（6-104）稱為變頻比。

當變頻比確定時，總能找到滿足（6-105）和（6-106）的p、q整數(shù)值，但嚴重的干擾還是那些p和q都比較小的低階干擾，這是因為p、q越大其對應分量的幅度也小。通常，5階以上的組合頻率干擾可忽略不計。當取時，可得（6-106）這種干擾是信號本身（或其諧波）與本振信號的各次諧波組合形成的，與外來干擾無關，減少這種干擾的方法是減少干擾點的數(shù)目。96第九十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六下表是fc／fI與p、q的關系表

編號1234567891011121314151617181920p01121231234123412312q12334445555666677788fc/fI12132/33/241/21252/53/44/35/21/33/512/71/2例如：調(diào)幅廣播收音機的中頻為465kHz，某電臺發(fā)射頻率為fc=931kHz，接收機本振頻率為fL=931+465=1396kHz。則干擾為：3階和8階干擾。2號：3階干擾，2fC-fL=1862-1396=466,會產(chǎn)生1kHz的干擾哨聲。10號：8階干擾，5fC-3fL=46797第九十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六★抑制干擾哨聲的方法（1）正確選擇中頻數(shù)值，減少干擾點，排除低階干擾。

例如一個短波收音機，波段范圍為2~30MHz。選fI=1.5MHz時,變頻比為1.33~20,則干擾點為：2、4、6、7、10、11、14、15選fI=0.5MHz時,變頻比為4~60,則干擾點為：7、11選fI=70MHz時,變頻比為0.029~0.43,則干擾點為：12、16、19（2）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)，減少組合頻率分量

[由于ic＝Ico(t)＋gm(t)us,令gm(t)的諧波分量盡可能少]或使組合頻率分量的幅度減小[減小本振電壓和輸入信號的幅值]。（3）采用合理的電路形式，減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。98第九十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六二、外來干擾與本振的組合干擾（外來干擾＋本振－假fI）這種干擾是指外來干擾與本振信號由于混頻器的非線性而形成的假中頻。這種干擾也叫副波道干擾或寄生通道干擾。設干擾電壓為uJ(t)=UJcosωJt,頻率為fJ。由前面（6-104）式，

如果干擾頻率fJ滿足式（6-104），即：

就能形成干擾。因fL由所接收的信號頻率決定,用fL=fc+fI代入上式,可得：99第九十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六1.中頻干擾當p=0,q=1時，fJ=fI

，顯然這是中頻干擾，n=p+q=1為一階。★抑制中頻干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性，加中頻陷波器。（2）采用高中頻，使中頻干擾頻率遠離信號頻率fC。100第一百頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2．鏡像干擾

當p=1，q=1時，外來干擾頻率fJ=fL+fI,這個干擾頻率與信號頻率fC相對本振頻率成鏡象關系，因此叫鏡象干擾，2階干擾。這個干擾信號uJ一旦進入混頻器，也與uL混頻，在混頻器輸出端會產(chǎn)生差頻fJ-fL=fI,從而接收機能聽到干擾電臺的聲音。鏡像干擾的頻率關系

fJ、fC互為鏡像關系101第一百零一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六★抑制鏡像干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使干擾頻率遠離信號頻率fC。3．組合副波道干擾

對于當p＝q時，存在一部分干擾，頻率為當p=q=2，3，4時由于故即為n＝2q即2q階的組合干擾這類干擾對稱分布在fL兩側(cè)，與fL間隔為102第一百零二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六fIfI★抑制組合副波道干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使干擾頻率遠離信號頻率fC。103第一百零三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六三、交叉調(diào)制干擾(交調(diào)干擾)

當干擾信號進入混頻器時，它和有用信號就會形成交叉調(diào)制，產(chǎn)生干擾。

現(xiàn)象是當收聽信號臺時，可同時收聽到有用信號和干擾信號的聲音。但一旦有用信號消失后，干擾信號也隨之消失。含義是干擾信號的包絡轉(zhuǎn)移到了有用信號的載波上，然后和本振混頻，產(chǎn)生中頻，而形成干擾。

因此，信號頻率和干擾頻率間沒有固定的關系。設干擾和有用信號同時進入混頻器，且：104第一百零四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六由非線性器件的i=f(t)展開成泰勒級數(shù)為：

因為中頻信號的組合頻率系數(shù)之和為2。所以只有偶次方項才能產(chǎn)生中頻信號，且：注：相連乘積項可產(chǎn)生中頻105第一百零五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六合并后，得到能產(chǎn)生中頻的各項為：可以看出，式中前3項是有用信號產(chǎn)生的，第4項和干擾有關，因此：因此，由干擾信號產(chǎn)生的交調(diào)干擾為：106第一百零六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六由此概括出來：（1）交調(diào)干擾實際上是通過非線性作用，將干擾信號的調(diào)制信號解調(diào)出來后再調(diào)制到有用信號載頻上。（2）交叉調(diào)制是由泰勒多項式中的4次以上偶次方產(chǎn)生的。（3）有用信號消失，US=0，交調(diào)干擾也消失。（4）交調(diào)干擾幅度與干擾電壓的幅度平方成正比?！镆种平徽{(diào)干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)、采用的器件與合理的電路形式減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。107第一百零七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六四、互調(diào)干擾

互調(diào)干擾是由兩個或多個干擾電臺信號作用于混頻器的輸入端，在混頻器中組合而形成的干擾。如混頻器輸入端除有用信號電壓us、本振電壓uI外，還存在兩個干擾電壓uM1和uM2，它們的頻率分別為fM1和fM2，在混頻器中uM1和uM2混頻，當產(chǎn)生的組合頻率等于或接近于有用信號fs時就會形成干擾。抑制方法：由于互調(diào)干擾與交調(diào)干擾一樣都是由非線性特性的4階以上組合頻率產(chǎn)生，所以減少這種干擾最有效的方法是設法消除高次方項；同時提高前級電路的選擇性。108第一百零八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六第7章角度調(diào)制與解調(diào)

一、概述1、角度調(diào)制

是正弦波的瞬時頻率或瞬時相位隨調(diào)制信號變化的調(diào)制方式。2、分類

頻率調(diào)制（FM）和相位調(diào)制（PM）

頻率調(diào)制：使高頻振蕩信號的頻率按調(diào)制信號的規(guī)律變化，即瞬時頻率的變化與調(diào)制信號成線性關系，而振幅保持恒定的一種調(diào)制方式。

相位調(diào)制：使高頻振蕩信號的相位按調(diào)制信號的規(guī)律變化，即瞬時相位的變化與調(diào)制信號成線性關系，而振幅保持恒定的一種調(diào)制方式。由于頻率和相位之間存在微積分的關系，故調(diào)頻必調(diào)相，調(diào)相必調(diào)頻。109第一百零九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六一、調(diào)頻信號的時域分析

1、解析式

設調(diào)制信號為單一頻率信號uΩ(t)=UΩcosΩt,

未調(diào)載波電壓為uc=Uccosωct，

根據(jù)頻率調(diào)制的定義,調(diào)頻信號的瞬時角頻率為：

它是在ωc的基礎上,增加了與uΩ(t)成正比的頻率偏移。式中kf為比例常數(shù)，稱為調(diào)制靈敏度，單位為Hz/V，或rad/S/V。則調(diào)頻信號的瞬時相位φ(t)是瞬時角頻率ω(t)對時間的積分。即：110第一百一十頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六式中,φ0為信號的起始角頻率。一般為φ0=0,則則FM波的表示式為：111第一百一十一頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六顯然，調(diào)頻信號的波形是疏密變化的等幅波，頻率越高，波形越密集，頻率越低，波形越稀疏。112第一百一十二頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2、調(diào)頻信號的基本參數(shù)

相對于載頻的最大角頻偏（峰值角頻偏）

：最大頻偏

：與調(diào)制信號的振幅成正比，表示受調(diào)制信號的控制程度。：也反映了瞬時頻率擺動的幅度。故FM信號瞬時頻率的最大變化量為（1）113第一百一十三頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（2）

kf比例常數(shù)，也稱調(diào)制靈敏度。單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的角頻偏(3)調(diào)頻指數(shù)

調(diào)頻波Δfm、mf與F的關系mf與調(diào)制信號的振幅成正比mf與調(diào)制頻率成反比與F無關（4）FM信號的瞬時頻率與調(diào)制信號成線性關系瞬時頻偏FM信號的瞬時相位與成線性關系。114第一百一十四頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（5）FM信號是將調(diào)制信號的信息寄載在頻率變化上；

AM信號是將調(diào)制信號的信息寄載在幅度變化上。二、調(diào)頻信號的頻域分析其基波頻率為，即

式中Jn(mf)是宗數(shù)為mf的n階第一類貝塞爾函數(shù),它可以用無窮級數(shù)進行計算:115第一百一十五頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六它隨mf變化的曲線如圖所示，并具有以下特性:圖第一類貝塞爾函數(shù)曲線116第一百一十六頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六因此，調(diào)頻波的級數(shù)展開式為：117第一百一十七頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六2．調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點（1）單一頻率調(diào)制的調(diào)頻信號是由載波分量和無窮多對對稱于載頻兩側(cè)的邊頻率分量組成的，每個邊頻分量的間隔為調(diào)制頻率Ω或F。因此調(diào)頻是非線性頻譜的搬移。（2）載頻分量和每對邊頻分量的振幅由對應的貝塞爾函數(shù)來確定，mf不同，振幅也會發(fā)生變化。當mf相同時，每個邊頻的相對振幅相等，頻譜的包絡形狀相同；當mf

（mf

<1）較小時,邊頻分量隨n的增加而較??；當mf>1時，有些邊頻分量的幅度會增加，只有更遠的邊頻幅度才又減?。划攎f增加時，具有一定幅度的邊頻數(shù)據(jù)增多，mf越大，達到一定貝賽爾函數(shù)值的階數(shù)n越高；118第一百一十八頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六圖單頻調(diào)制時FM波的振幅譜（a）Ω為常數(shù);（b）Δωm為常數(shù)

通過改變F來改變mf時，F(xiàn)越小，mf就越大，邊頻數(shù)目就越多，但邊頻間隔也變小，因此頻譜并沒展寬。這說明信號帶寬幾乎不受調(diào)制頻率的影響。

通過改變Δωm來改變mf時，Δωm

越大，mf就越大，邊頻數(shù)目就越多，但邊頻間隔不變小，因此頻譜被展寬。119第一百一十九頁，共一百二十九頁，編輯于2023年，星期六（3）偶數(shù)的邊頻符號相同，載波相位順時針或逆時針分別旋轉(zhuǎn)相位，而兩個邊頻的合成波是一個雙邊帶DSB信號，其相位與載波相同。奇數(shù)的邊頻符號相反，合成波相位與載波相位相差90度，合成矢量與載波方向垂直調(diào)頻信號的調(diào)角作用是由這些奇次邊頻來完成的。(4)當調(diào)制指數(shù)較小時（mf

<0.5），可認為調(diào)頻波只有載波和兩個邊頻