帶三相PFC數(shù)字直流電源模塊設計摘要隨著我國的電動汽車逐步進入人們大眾的生活和視野,電動汽車在行業(yè)中已經(jīng)得到了一個很快的發(fā)展,為了更好地推廣和應用電動汽車,需要擁有大量的電池和充電樁,充電站正在為越來越多的電動汽車提供服務,由于電動車供能使用的是蓄電池,所以需要一種優(yōu)秀的整流方法使電動車充電時能獲得穩(wěn)定的電流,且對電網(wǎng)本身不會造成影響,本文研究的數(shù)字電源方案具有性能優(yōu)良,具有良好的工程應用前景。本課題篩選了8kW的數(shù)字直流電源的三相整流方法,最終選定了三相VIENNA整流器。分析了整流vienna各個整流器的基本結構和具體工作控制原理,說明了整流vienna在各個整流器各自的整流開關和在運行中斷狀態(tài)下的具體結構工作原理情況,建立了整流器系統(tǒng)在abc坐標系和dq坐標系下的數(shù)學模型;進一步引出了VIENNA整流器的控制算法SVPWM控制算法。根據(jù)整流器電路的設計要求以及工作環(huán)境要求在整流器的基礎上加入了電壓電流雙閉環(huán)控制,然后選擇合適的電路元件,包括開關管MOSFET、二極管、變壓器、電容、電感等?；谝陨瞎ぷ?在MATLAB/simulink平臺驗證了方案的可行性,并且檢測了系統(tǒng)的功率因數(shù)校正能力和電路的帶負載能力。關鍵詞：VIENNA整流器；數(shù)字電源；simulink仿真；控制電路；功率因數(shù)目錄摘要 4ABSTRACT 5第1章緒論 61.1課題背景及研究的目的和意義 61.2數(shù)字直流電源的發(fā)展現(xiàn)狀 81.3本論文的主要研究內(nèi)容 12第2章數(shù)字直流電源整體方案設計 132.1三相VIENNA整流器拓撲分析 132.2VIENNA整流器的數(shù)學模型 152.3初步方案設計 152.4本章小結 15第3章基于空間矢量的整流器調(diào)制原理 153.2.1傳統(tǒng)VIENNA整流器控制算法 183.2.2SVPWM控制算法的簡化 19第4章VIENNA整流電路的系統(tǒng)設計與仿真 204.1.1輸入電感設計 214.1.2功率開關管設計 224.1.2輸出電容設計 23第5章結論和不足 315.1結論 315.2不足 32致謝 33參考文獻 34第1章緒論1.1課題背景及研究的目的和意義自從1886年卡爾佛里特立奇本茨發(fā)明汽車至今225年,汽車快速發(fā)展,已經(jīng)成了全世界最常見的交通工具,每天都有不計其數(shù)的汽車被生產(chǎn)出來。汽車從問世至今的絕大部分時間都被認為是在生產(chǎn)中使用大量的汽油和天然氣作為能源,目前由于汽車和電動機對石油的大量消耗已經(jīng)成為了當今世界上人類和地球石油資源所消耗的主要因素和組成部分,就拿一個我國來說舉例,每年在生產(chǎn)中使用的汽油和電動機所消耗的大約是石油總量的1/3,而且隨著近幾年我國生產(chǎn)的汽車和電動機數(shù)量的不斷擴大,這個數(shù)字還會一直增加。如此看來,在接下去的許多年內(nèi),汽車行業(yè)仍然是消每年消耗石油量最大的行業(yè),據(jù)科學家估計30年后汽車行業(yè)對石油的消耗量將達到總消耗量的80%以上,這將對我國能源安全乃至世界能源安全造成嚴重的威脅。汽車在運行過程中燃燒汽油來獲得能量,在這一過程中產(chǎn)生了大量的有害氣體散播到空氣中,嚴重污染了大氣的環(huán)境,長期處于這樣的情況下不僅人們的身體容易出現(xiàn)各式各樣的疾病,還嚴重破壞了自然環(huán)境,在一定程度上延緩了我們社會的發(fā)展。由于汽車燃油缺陷造成的問題,近年來世界各國也在全力的研制電動汽車。2008年,美國的特斯拉公司正式對外發(fā)布了這是世界上第一款采用新能源的純電動汽車,引起了世界的轟動,開啟了電動汽車的時代。與燃油汽車相比,電動汽車更多地使用了大量的電能作為主要的能量來源,這樣一起來即大大減少了人們對于石油的浪費,而且也沒有造成嚴重的空氣污染且噪聲也非常小,真正可以做到"零排放"和"低噪聲"。雖然電動汽車被人們寄予厚望,但是在使用過程中依然暴露了許多缺點,其中最大的問題是電動汽車的續(xù)航問題,造成這一問題的原因也有很多:充電設施不完善、車載蓄電池容量不足、充電時間過長等。所以有許多電動汽車并非完全電動,而是使用混合動力作為能源,電能和燃油交替使用。為了解決這一問題,電動汽車的鋰離子能源電池技術以及其充電處理技術也正在高速發(fā)展,在未來,在出現(xiàn)更加優(yōu)秀的能源之前,電動汽車一定程度上將會逐漸替換成燃油電池汽車在市場中地位,這無疑是我國歷史與現(xiàn)代社會經(jīng)濟發(fā)展的一個必然結果。而電動汽車的充電技術就是推動這一進程的不可缺少的助力,我國政府也對這項技術有高度的重視。低碳環(huán)保經(jīng)濟電動汽車能夠取代燃油汽車的關鍵。其中,電動汽車充換電技術作為廣泛推廣電動汽車的基礎引起了各方廣泛重視。隨著混合動力車逐步向純電動汽車轉變,電動汽車的充放電技術必然成為最關鍵的技術之一。比如近兩年火熱無線充電技術,目前主要應用在移動手機、計算器、隨身聽等中大型小功率裝置的充電上,還無法應用于大型充電設施。不過隨著無線電動充電設備技術的逐漸成熟,電動汽車將被廣泛認為將會是最具未來發(fā)展?jié)摿Φ臒o線電動充電設備市場。目前，電動汽車充電設施的建設仍然遠遠不能滿足電動汽車大規(guī)模的發(fā)展，因此為了滿足電動汽車未來發(fā)展得需求，中國需要加快充電系統(tǒng)發(fā)展的腳步，不僅要能滿足當前電動汽車的需求，而且要比電動汽車發(fā)展的更快一步，只有讓消費者們感到方便，才能吸引更多的人去購買，同時也能加快電動汽車產(chǎn)業(yè)的發(fā)展，因此，對充電技術的研究是非常具有意義的。近幾年來,為了引進電動汽車,建造了許多的電動汽車充電站與一些充電樁,甚至可以說是隨處可見。但是目前在電動汽車上的這種充電機要想盡量減少電動汽車進行充電所需要花費的工作量,在保證充電質量時就不盡人意了,由于電動汽車的充電機是一種非線性負載,在充電時會給電網(wǎng)帶來很大的諧波污染,因此研究帶有功率因數(shù)校正功能的整流器具有重要的意義。1.2三相VIENNA整流器拓撲的發(fā)展PWM整流器技術目前主要是針對中等功率容量整流單元的較大功率關斷因數(shù)而廣泛采用的主要整流技術,一般都認為需要注意選擇功率自關斷和切斷小的器件。三相PWM開關整流器的電路設計在幾乎沒有需要增加任何軟硬件的基礎條件下,即電路可以直接驅動實現(xiàn)交流電源和電路能量的雙向相對流動,電路的工作性能穩(wěn)定及過程控制技術戰(zhàn)略的實際應用性被廣泛地深入研究,這也是目前關于我國原子電力和化學微波工程機械電子工程學界的一個重要研究熱點。PWM整流器的存在主要依靠對功率因數(shù)的校正及諧波抑制。70年代早期,國外就已經(jīng)開始對該項技術的基礎性研究,80年代后期伴隨著全控型器件問一世,采用全控型器件實現(xiàn)PWM整流的技術研究步入了高潮。PWM整流器的特點是其主集成電路拓撲結構這種方法在最新發(fā)展的近幾十年里從未得到過巨大的突破,主集成電路設計的根本原理之一就是在維護和保持系統(tǒng)穩(wěn)定運行的基礎上,盡量改善和簡化集成電路的拓撲結構,減少集成電路的開關元件次數(shù),降低總造價和成本,提高系統(tǒng)的安全和可靠度。就其應用現(xiàn)狀而言,由于較低電壓型號的PWM電壓整流器的結構設計和技術實現(xiàn)相對容易,并且.它們同時具有較簡單的電流拓撲電路結構和較高響應速度(僅僅相對于較低電流型號的PWM電壓整流器而一言),配置簡單的直流輸入電壓濾波器元件即可同時達到較低的直流電磁干擾等巨大優(yōu)勢.這種電壓控制整流技術已經(jīng)發(fā)展成為控制PWM型整流器未來技術發(fā)展的一個根本性質和關鍵。近年來,有關PWM振動整流器高頻振動整流以及控制傳動系統(tǒng)相關技術的各項基礎性課題研究緊緊地結合圍繞以下幾個主要技術方面一并提出了更高要求;1)可以減少AC側輸出電流的畸變率,降低它們對電網(wǎng)產(chǎn)生的負面影響。一般情況下,AC側輸出電流的頻率和總諧波畸變比值應該是在整個負載波動的頻率之間。2)提高功率因數(shù),減少整流的非線性,使之對電網(wǎng)而言相對于"純阻性負載"。3)大大增強了系統(tǒng)的可靠性和動態(tài)反饋能力,降低了系統(tǒng)可靠性和反饋的時間。4)降低系統(tǒng)的開關損耗,提高整個裝置的效率。5)減少直流側紋波系數(shù),縮小直流側濾波器體積,減輕重量。6)改善直流側輸出電壓的利用率,擴展對調(diào)制波頻率的控制。近年來，不控整流器和晶閘管整流器已經(jīng)被運用到各種各樣的電路之中，雖然它們結構簡單、技術成熟，但是還有很多缺點，不控整流的電流波形失真，并且這將產(chǎn)生許多的奇次諧波，致使電流的功率因數(shù)下降。ebecebeceapnLCo（a）不控整流器拓撲（b）不控整流器電流電壓波形圖圖1-1不控整流電路及其波形圖1-2所示為奧地利學者J.W.Kolar在1990年發(fā)明的VIENNA整流器[3]。圖1-2VIENNA整流器如圖1-2所示。VIENNA整流器，其中包括三個功率晶體，可以控制輸出電壓。輸入只需要三條電源線，不需要連接對應中性點的線主回路維持電阻特性，升壓式架構（輸入電流連續(xù)）單向的功率流高功率密度低的導通共模EMI噪聲要控制使中性點電壓穩(wěn)定，比較簡單，低復雜度、實現(xiàn)成本低、低導通損失、在電源三相不平衡，或是電源失效時，仍有可靠的行為特性。1.3VIENNA整流器控制方法的發(fā)展VIENNA整流器能夠同時實現(xiàn)輸入電流和輸出電壓的控制,就是這種雙閉環(huán)控制的方式,它能夠使得輸出電壓穩(wěn)定且輸出電流正弦化,VIENNA整流器在設計中的算法主要有兩種,即載波調(diào)制算法和空間向量調(diào)制算法(SVPWM)兩種。這里進行一個簡單的介紹

載波調(diào)制方法這種調(diào)制方法主要是通過載波信號與調(diào)制器的載波信號進行對比得到PWM的載波信號,然后把載波信號做功能作用在一個開關管上來實現(xiàn)載波調(diào)制,載波調(diào)制是這種方法的主要優(yōu)點是結構簡單，電路響應迅速，但是在調(diào)制是產(chǎn)生的諧波較大，會引起電網(wǎng)波動又對控制效果產(chǎn)生一定影響；空間矢量調(diào)制方法這種調(diào)制方法主要技術特點其實就是將一個輸入轉換成一個電壓向量的矢量在閉環(huán)作用下的持續(xù)時間長度進行了閉環(huán)調(diào)制,同樣也可以采用雙閉環(huán)控制,正弦對諧波脈寬進行調(diào)制,將每個正弦的諧波脈沖帶寬n為一等分,把每個第一等分脈寬中的正交余弦波寬曲線和位于縱向的兩個橫向曲軸之間的所包圍的水平面積可以用一個等高的縱向矩形脈沖波來進行調(diào)制替代。調(diào)節(jié)到其輸入的正弦波就是參考電壓信號的輸入幅值和輸出頻率就因為能夠直接調(diào)節(jié)到其SPWM就是逆變電容器進入輸出參考電壓的輸入幅值和輸出頻率。1.3本論文的主要研究內(nèi)容本文主要研究帶三相PFC的數(shù)字直流電源技術，所以我將VIENNA整流器作為研究對象，本文從整體的的方案設計出發(fā)設計了以VIENNA整流器的電路為主回路的三相PFC系統(tǒng)，對電路拓撲、控制理論、模型仿真等方面進行了研究。主要內(nèi)容如下：介紹了該課題的背景和研究的意義，簡要說明了數(shù)字電源和VIENNA整流器的發(fā)展歷程和控制方法的研究現(xiàn)狀，簡單分析了目前主流的控制方法及其存在的不足；通過對三相微型vienna微型整流器的基本結構與設計工作中的原理問題進行深入分析,確定了以三相VIENNA整流器為主回路的方案,同時為接下去研究控制算法打下了基礎。深入研究了VIENNA整流器的功率因數(shù)校正的原理，然后仔細研究了SVPWM控制算法，同時對電流電壓雙閉環(huán)控制模型進行了分析。首先根據(jù)系統(tǒng)的各項要求計算出關鍵元器件的參數(shù)。總結全文的工作并對文章中的一些不足進行反思。第2章數(shù)字直流電源整體方案設計2.1三相VIENNA整流器的拓撲分析如圖2-5所示為VIENNA整流電路原理圖，主要由3個輸入電源，3個輸入電感c，我們可以得到不同的效果。由于三相VIENNA整流器的三相互相對稱，所以我們在研究時只需研究其中一相的性質即可。圖2-5三相VIENNA整流器電路原理圖開關編號組合狀態(tài)SU00001111SV00110011SW01010101表2-1開關組合狀態(tài)在正常運行中工作時,每一個兩相的開關二極管都具備了導通和截止兩個狀態(tài),其中1表示導通,0則表示截止,因此,整流器的工作狀態(tài)存在8個不同可能,如下圖所示就是表現(xiàn)出整流器在不同兩個開關下的工作狀態(tài),其中加粗線用來表示是否存在有大量的電流從二極管中流過。(a)SU=“0”、SV=“0”、SW=“0”(b)SU=“0”、SV=“0”、SW=“1”(c)SU=“0”、SV=“1”、SW=“0”(d)SU=“0”、SV=“1”、SW=“1”(e)SU=“1”、SV=“0”、SW=“0”(f)SU=“1”、SV=“0”、SW=“1”(g)SU=“1”、SV=“1”、SW=“0”(h)SU=“1”、SV=“1”、SW=“1”圖2-6不同開關組合下電流流向2.2VIENNA整流器的數(shù)學模型2.2.1abc坐標系下的數(shù)學模型為了能夠使我們能夠好好地對于將vienna整流器的應用進行理論研究,建立了將vienna作是整流器的一種基本數(shù)學分析模型,并對其應用進行深入地分析研究。定義Si（i=u，v,w），Si為第i相開關函數(shù)，可得：（2-1）于是可以得到以下關系式：（2-2）根據(jù)上述的工作原理可得如下方程：（2-3）并且根據(jù)三相對稱得：（2-4）根據(jù)上述式子我們可以得到：（2-3）（2-4）在圖2-1中被指示為標志表明拓撲在工作時間和過程中每個節(jié)點之間電流的相互關系:圖2-1主拓撲電路電流關系圖在節(jié)點p處可得：（2-5）對節(jié)點n處可得：（2-6）通過化簡我們可得模型如下：ZX=AX+BE其中：2.2.2dq坐標系下的模型分析想把abc坐標系下的向量變化轉移到dq坐標系下,首先需要在αβ坐標系上中轉。從abc坐標系變換到αβ坐標系稱為clarke變換，該變換矩陣如下：（2-8）同樣地，從αβ坐標系變換到dq坐標系的稱為park變換，其變換矩陣如下：（2-9）所以將abc坐標系的矢量變換到dq坐標系下的變換矩陣即為clarke變換矩陣和park變換矩陣相乘，即為：=(2-10)=式中，ω為d軸旋轉的頻率，即為電網(wǎng)的基波頻率，為dq坐標系中d軸相對于abc自然坐標系下a軸的初始夾角。則通過如下所示的變換過程即可將abc坐標系下的矢量X變換到dq坐標系下：(2-11)將abc坐標系下的開關函數(shù)變換到dq坐標系下可得：(2-12)將(2-10)~(2-12)代入VIENNA整流器在abc系統(tǒng)下的狀態(tài)方程可得VIENNA整流器在dq坐標系下的數(shù)學模型:Z其中:2.3初步方案設計一般來說主電路的拓撲基本采用了AC到DC再到AC再到DC的方式，將交流電整流成直流電。圖2-1初步方案主電路結構根據(jù)上述方案，對一個普通的二極管整流電路在MATLAB/simulink進行仿真，下圖是二極管整流電路，電容Cdc=0.00066F，負載電阻R0=40Ω，整流電路輸入電阻R1=R2=R3=0.05Ω。圖2-2二極管整流電路仿真圖2-3輸出電壓波形圖2-4輸入端電流波形可以看出，輸入端電流有諧波產(chǎn)生使得電流的THD非常大，電流值很不穩(wěn)定。雖然不控整流電路結構簡單，但是輸出電流不穩(wěn)定也是不控整流電路最大的缺點，也就是電網(wǎng)側電流諧波較大。所以，需要選擇能夠有效降低電流諧波的整流電路，即三相VIENNA整流電路。第3章三相VIENNA控制系統(tǒng)模型與控制策略3.1三電平電壓矢量空間普通三相全硅半橋開關整流器就是由六個三相開關整流元件連接構成的三相整流半橋。000、111兩種開關狀態(tài)時所需要產(chǎn)生的開關電流分別固定為零,稱之為一個零向量。剩余6種方式啟動控制開關的工作狀態(tài)均被認為有效。當我們想要合成某一個基本向量時先將這一個基本向量分解出來得到離它最近的兩個基本向量,由于在進行這樣的處理時,合成出來的驅動波形與PWM很相似。因此我們也稱它PWM,又因為這種PWM都是基于電壓空間的矢量去進行合成的,所以我們稱它SVPWM。z11/cdbucuaOOO/POOONN22/cd/PPOOON33/cd44/cd55/cd66/dc/OPONON/OPPNOO/OOPNNO/POPONOPNNPONPPNONPNPNNPONNPNOPNNPONPPNPPNO1a2a3a4a5a6a1b2b3b4bb6b123456圖3-1三電平整流器空間電壓矢量圖參考電壓矢量空間區(qū)域的劃分與判斷在我們需要判斷兩個不同電壓梯度向量的一個等價空間合成區(qū)域時,首先我們可能需要通過判斷由uβuα兩個不同電壓梯度向量的等價合成在該空間區(qū)域中的兩個電壓梯度向量等于urefee所在的一個空間區(qū)域,假定兩個電壓向量等價合成的兩個電壓梯度向量都可以是一個落在第i或i個扇區(qū),可知它們的兩個等價合成條件可以分別為:0<arctan(uβ/uα)<60o

以上的值在等價計算條件下,再通過分析結合隨機矢量圖的各種幾何矢量關系結果進行隨機分析,就已經(jīng)能夠準確地直接判斷出并得出一個隨機合成的直流電壓變化矢量。Uref落在第X扇區(qū)的充分必要條件,得出下表3-1：扇區(qū)落在此扇區(qū)的充要條件I Uα>0，Uβ>0且Uβ/Uα< 3Ⅱ Uα>0，且Uβ/|Uα|> 3ⅢUα<0，Uβ>0且-Uβ/Uα< 3ⅣUα<0，Uβ<0且Uβ/Uα< 3Ⅴ Uβ<0且-Uβ/|Uα|> 3Ⅵ Uα>0，Uβ<0且-Uβ/Uα< 3如果進一步的分析，參考電壓向量Uref所在的扇區(qū)完全由Ua，3√3Ua-Up+，-3√3UaUp因此令：（3-1）可以清楚地由此看出,雖然其中a,b,c之間總共可以有八種扇區(qū)數(shù)字組合,但從下列兩個公式中我們足以可知,由于其中a,b,c之間的扇區(qū)數(shù)字組合不會分別同時使它變成1或者它也同時不會變成0。表3-2N值與扇區(qū)對應關系N315462扇區(qū)號ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ采用上述方法，只需經(jīng)過簡單的加減及邏輯運算即可確定所在的扇區(qū)，非常的簡潔高效。矢量作用時間計算實際上，只要充分利用Uα和Uβ就可以使計算大為簡化。以Uref在第一個扇區(qū)中作為一示例根據(jù)生成如下示意圖的所有圖示圖3-2電壓空間向量在第Ⅰ區(qū)的合成與分解（3-2）經(jīng)過整理后得（3-3）（3-4）表3-3各扇區(qū)基本空間矢量的作用時間扇區(qū)時間I33TUTs33TUTsdcs6=U1dcTN4=KsvPWMU2′TN6=KsvPWMU1′TN4=TNxTN6=TNyⅡT2T63T= sU2Udc=3TsU3UdcTN2=KsvPWMU2′TN6=KsvPWMU3′TN2=TNxTN6=TNyⅢT2T3=3TsU1Udc=3TsU3UdcTN2=KsvPWMU1′TN3=KsvPWMU3′TN2=TNxTN3=TNyⅣT1T3=3TsU1Udc=3TsU2UdcTN1=KsvPWMU1′TN3=KsvPWMU2′TN1=TNxTN3=TNyⅤT1T5=3TsU3Udc=3TsU2UdcTN1=KsvPWMU3′TN5=KsvPWMU2′TN1=TNxTN5=TNyⅥT4T5=3TsU3Udc3T= sU1UdcTN4=KsvPWMU3′TN5=KsvPWMU1′TN4=TNxTN5=TNy3.2VIENNA整流器的SVPWM控制算法由于圖3-3，可以直接得到一個曲線合成的無源電壓電流向量最高也最低不會直接超越如圖右下圖中所示的一個正六角四邊形的最小邊界。而且如果發(fā)現(xiàn)當一個合成的電路向量邊界落點放在了該向量邊界之外時,將可能會對合成電路信號進行一次性的調(diào)制,其中的幅值調(diào)制公式所示為:32×23Udc=33Udc，即逆變器輸出的不失真最大正弦相電壓幅值為33Udc圖3-3SVPWM模式下電壓矢量幅值邊界當一個調(diào)制合成的輸出電壓通過向量調(diào)制端點已經(jīng)掉到了正六個四邊形和外部連接同心圓之間的一個圓形中心線上,已經(jīng)不斷發(fā)生了一次向量調(diào)制,輸出的合成電壓將來也會因此而不斷發(fā)生一次失真,必須對這一次調(diào)制進行過向量調(diào)制的失真處理,發(fā)生了一次過量的調(diào)制。輸出的輸入信號和輸出波形質量可能會因此而導致出現(xiàn)嚴重的輸出信號質量失真,需要及時對其采取以下的保護措施:設將一個稱為電壓梯度向量的兩個端點函數(shù)返回并得到內(nèi)切圓內(nèi)時兩個非零的電壓矢量相互作用的連續(xù)時間分別可以是為'Tnx',Tny',則它們具有一定的時間比例代數(shù)關系:（3-5）因此可用下式求得TNx'，TNy'，TN0，TN7：（3-6）運算與比較器之間的關系公式如下：（3-7）如上圖3-4即為傳統(tǒng)SVPWM控制算法的調(diào)制過程框圖。電流電壓采樣輸入電流矢量電流電壓采樣輸入電流矢量判斷電流矢量位置，得到所在區(qū)間判斷期望電壓位置，電壓空間矢量平面劃分為24個區(qū)域確定作用矢量及作用時間輸出PWM波計算得到期望電壓矢量變換至兩電平平面圖3-4傳統(tǒng)VIENNA整流器SVPWM調(diào)制方法框圖3.3電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)設計電壓和模擬電流雙閉環(huán)控制電路系統(tǒng)原理當電路處于電壓穩(wěn)流器的運行正常工作的電流狀態(tài)時,關閉一個模擬電壓開關環(huán),加入一個模擬電流開關環(huán),通過對處于電流雙閉環(huán)的vvpid兩個調(diào)節(jié)器分別進行模擬輸出電壓賦值,使vvpwm兩個調(diào)制器之間能夠同時產(chǎn)生一個模擬數(shù)字電流脈沖,控制mosfet管的一個電流開關工作狀態(tài),從而真正實現(xiàn)電壓穩(wěn)流器的運行工作目的。圖3-5電壓電流雙閉環(huán)控制結構原理圖SVPWM控制算法是通過變換到dq坐標系下完成的。我們知道電網(wǎng)的總功率等于無功功率和有功功率之和即P總=P+Q，并且一般情況下，無功功率Q可以取0.因此VIENNA整流器的輸入的有功和無功功率如下：（4-10）由上式可知，iqref要恒等于0.通過PI算法可得：（4-11）由2.2.2可知，VIENNA整流器的輸入電壓為：（4-12）將上式經(jīng)過dq變換后可得：（4-13）將上式代入（2-16）化簡整理得：（4-14）然后我們對原系統(tǒng)解耦后得：（4-15）電壓電流雙閉環(huán)控制的控制框圖如圖3-6所示。PIPIPILωLωdrefi=0qrefiqididrefuqrefusdusqu+_+_+_+_VDC*DCV2r/2sInvert_parkSVPWM圖3-6系統(tǒng)解耦控制框圖3.3本章小結本章主要講述了基于空間向量的調(diào)制方法SVPWM的電壓和空間向量的判斷,然后就是如何計算了基本向量的相互作用和時間，然后仔細分析了SVPWM控制算法的調(diào)制過程，最后基于系統(tǒng)的要求設計了電流電壓雙閉環(huán)控制回路并進行了相關的分析。第4章VIENNA整流電路的系統(tǒng)設計與仿真4.1主回路參數(shù)設計4.1.1輸入電感設計在VIENNA整流器中，輸入電感起著十分重要的作用，關系著整個系統(tǒng)的性能。考慮輸入電感工作在整流狀態(tài)下時對電感值的約束條件，可以得到以下方程組：（4-1）解上述方程可得：（4-2）使用SVPWM控制算法，取M=1/√3.，假設VDC=2.25Em,于是我們能得到：（4-3）將（4-3）代入（4-2）后化簡可以得到輸入電感最大值的表達式：（4-4）接下來我們根據(jù)電網(wǎng)電壓與輸入電流的關系，可以得到：（4-5）一般來說電網(wǎng)電壓的波動不會超過20%，則取E’mmin=0.8Em，將上述公式互相代入我們可得方程如下：（4-6）其中，tonmax表示在開關占空比占最大的條件情況下控制開關通過二極控制導通的額定持續(xù)時間，Ts為開關控制導通開關的額定工作頻率周期數(shù)，而fs為二極管控制開關的額定工作頻率。解方程組（4-6），我們就能得到交流電感的最低值：（4-7）4.1.2輸出電容設計根據(jù)輸出電壓與輸出功率的關系，我們可以從下式得到濾波電容C的取值:(4-8)4.28kWVIENNA整流器參數(shù)設計本次設計VIENNA整流器的設計要求如下表.表4-1VIENNA整流器樣機參數(shù)參數(shù)類別符號單位參數(shù)值輸入電壓UV380電網(wǎng)頻率fHz50輸出功率PokW8.0開關頻率fskHz50輸出電壓VoV800效率η無95%根據(jù)表中要求,有功功率P=P0/η=8000/0.95=8421W,又因為VDC=V0=800V,將上述數(shù)據(jù)代入(4-4)我們得到電感的上限值。先求出輸入電流有效值為12.85A,由此可求得ΔI=0.2Im=2.75A;取電網(wǎng)波動20%,則Emmin=0.8Em=248.9V,代入(4-6)可得Dmax=37.8%.然后得到輸入電感的最小值為556μH,最終選取電感參數(shù)L=600μH.根據(jù)上表,得到輸出電流I0=P0/N0=9.375A,將數(shù)據(jù)代入(4-8)可得輸出電容值為:(4-9)考慮到濾波效果和儲能作用，上下電容都選擇4個大小為560μF的電容，即總電容值達到2260μF。4.3Simulink仿真實現(xiàn)根據(jù)上文的研究結果，在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建了三相VIENNA整流器的系統(tǒng)模型，系統(tǒng)采用了SVPWM調(diào)制技術，電流電壓雙閉環(huán)控制方法，整個仿真系統(tǒng)的設計參數(shù)如表4-2所示，系統(tǒng)的整體框架如圖4-2所示。表4-2仿真系統(tǒng)設計參數(shù)參數(shù)類型單位參數(shù)值輸入電壓V~380電網(wǎng)頻率Hz50輸入電感uH686輸出電容uF2260輸出功率kW7.5輸出電壓V800控制頻率Hz50k圖4-2VIENNA整流器系統(tǒng)整體仿真圖圖4-2中上半部分為系統(tǒng)的主回路部分，其中VIENNA整流器如圖中所示，圖中每一個雙向開關都由兩個開關管構成，且這兩個開關管的開關狀態(tài)相同。圖4-3VIENNA整流器中整流橋與雙向開關圖4-4控制系統(tǒng)整體框架圖4-4中dq變換為中紅色模塊，仿真實現(xiàn)如圖4-5所示；右下角金色模塊Subsystem3為電流電壓雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的仿真實現(xiàn)，如圖4-6所示圖4-5dq變換子系統(tǒng)圖4-6電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)圖4-7是SVPWM的算法實現(xiàn)子系統(tǒng)。圖4-7SVPWM算法子系統(tǒng)根據(jù)表4-2的仿真參數(shù)在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建的VIENNA整流器的仿真效果如圖4-8所示，示波器中顯示的上半波形為三相電壓波形，下半波形為進行調(diào)制后三相電流波形。由圖可見，該控制算法很好的實現(xiàn)了輸入電流波形的正弦化，使系統(tǒng)運行在單位功率因數(shù)下圖4-8仿真效果圖為了充分驗證系統(tǒng)的抗擾動性，我在VIENNA整流器的直流側負載上并聯(lián)了一個負載和一個定時開關，使之在0.1s時完全閉合，得到仿真結果顯示如圖4-9所示，輸出的電壓在0.1秒時受到一個突降負載影響，在0.12秒時電壓值回復直800V并穩(wěn)定，同樣的輸出電流波形也在0.1秒時出現(xiàn)波動后回復正常。以下兩個波形體現(xiàn)了電流電壓雙閉環(huán)系統(tǒng)正常工作。圖4-9輸出電壓波形圖4-10輸出電流波形4.5本章小結本章主要討論了VIENNA整流器中各個功率器件的設計，并給出了相應的計算公式，然后設計了一個基于SVPWM算法調(diào)制的VIENNA整流系統(tǒng)，給出了各功率器件的計算與選擇。最后對整個VIENNA整流系統(tǒng)進行仿真，電流與電壓幾乎沒有相位差，即實現(xiàn)了電流的正弦化以及較高的功率因數(shù)實現(xiàn)。。第5章結論和不足5.1結論本文通過對三相VIENNA整流器及其控制方法進行研究，設計了一臺帶三相PFC的數(shù)字直流電源模塊，并對其中的某些問題進行了更進一步的研究，經(jīng)過仿真和實驗測試得到如下成果：詳細的原理分析和系統(tǒng)建模本文先對整體方案的設計進行了初步構思,確定了以4個部分:包括輸入整流電路、逆變電路、變壓器、輸出整流電路四部分為基礎而構成的初步設計方案,然后再確定以三相VIENNA整流電路為基礎的回路設計方案,接下來就是詳細地分析了三相VIENNA整流器的結構及其工作原理,并且提出了一個系統(tǒng)的設計方法abc-坐標系與dq-坐標系下的模型,有利于對接下來控制算法的研究SVPWM算法深入研究了基于空間矢量調(diào)制的VIENNA整流器的控制算法，根據(jù)三電平電壓空間矢量平面，以一定的方法進行了區(qū)間劃分，討論如何判斷電壓矢量區(qū)間的方法，然后給出了基本電壓矢量作用時間計算方法。主電路參數(shù)計算對主回路各個功率器件的計算方法給出了詳細公式，依據(jù)設計要求選取了合適的功率器件。為了使系統(tǒng)的功能更加穩(wěn)定，在VIENNA整流器中加入了電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)控制。Matlab/Simulink仿真根據(jù)研究論文中對各種整流元件參數(shù)的深入分析和綜合計算實驗結果以及對其控制算法SVPWM的深入研究，搭建了基于Matlab/Simulink平臺的VIENNA高壓整流器及其控制算法的模擬仿真系統(tǒng)實驗，實現(xiàn)了輸出電流跟隨輸入電壓，兩個量幾乎沒有相位差，即功率因數(shù)接近于1。5.2不足本文研究完成了基于三相PFC的數(shù)字高壓直流電源的設計與研究，分析了三相VIENNA數(shù)字整流器的具體設計工作和原理，建立了基于不同坐標系下的數(shù)學模型，研究了控制算法SVPWM，搭建了基于MATLAB/Simulink平臺的仿真實驗，然而本人水平有限，仍有許多需要完善和改進的地方：本文對于基于三相PFC數(shù)字直流電源的研究僅限于仿真階段，對于其在現(xiàn)