碳化硅電機控制器橋臂串擾問題分析目錄TOC\o"1-3"\h\u25467碳化硅電機控制器橋臂串擾問題分析 1127711.1SiC-MOSFET橋臂串擾產(chǎn)生機理分析 1107221.2SiC-MOSFET橋臂串擾抑制方法及原理 5113741.3仿真結果與分析 7由于碳化硅功率器件比傳統(tǒng)硅基功率器件在開關速度、損耗以及耐壓等級上具有明顯優(yōu)勢，因此在新能源電機驅動領域具有廣泛的應用前景。在三相橋式逆變電路中，當橋臂中功率器件的開關動作對同一橋臂的另一功率器件造成干擾，使其無法正常關斷，會發(fā)生橋臂串擾現(xiàn)象，從而嚴重影響驅動電路的正常運行。SiC-MOSFET較高的開關速度會在橋式電路中產(chǎn)生較大的柵源電壓變化率，由于內(nèi)部寄生電容的存在，容易在電路內(nèi)部產(chǎn)生較大的尖峰脈沖，當尖峰脈沖超過閾值電壓時，使得原本關斷的功率器件導通；同時SiC-MOSFET的閾值電壓較低，更加加劇了橋臂串擾現(xiàn)象的發(fā)生。因此對驅動電路進行優(yōu)化，抑制橋臂串擾現(xiàn)象的發(fā)生對碳化硅功率器件在電機驅動控制領域中的應用具有十分重要的意義。本章節(jié)通過對橋臂電路進行分析，提出一種新型有源鉗位抑制電路，在不影響橋臂正常工作的前提下，通過在柵源之間增加輔助支路來達到抑制橋臂串擾的目的。1.1SiC-MOSFET橋臂串擾產(chǎn)生機理分析以三相橋式電路的一個橋臂上管開通與關斷為例，來分析橋臂串擾的產(chǎn)生機理。圖3-1為考慮寄生參數(shù)的橋式電路，其中SH、SL分別表示橋臂的上下SiC-MOSFET，DH、DL分別是上下管的內(nèi)部寄生體二極管；Cgd-H、Cds-H、Cgs-H是上管的內(nèi)部寄生電容，Cgd-L、Cds-L、Cgs-L是下管的內(nèi)部寄生電容，Rg-H、Rg-L分別是上下功率器件的柵極電阻，Ls-H、Ls-L分別表示上下管的內(nèi)部寄生電感，Ld表示橋式電路電感，LR為橋臂電路的負載電阻，Lc為負載濾波電容，VDC為直流側供電電壓。圖3-1考慮寄生參數(shù)的橋式電路Figure3-1Bridgecircuitconsideringparasiticparameters在下管導通之前，上下2個功率管都處在死區(qū)關斷時間，當此時相電流為負，該時間段電流流通如圖3-2（a）所示，電流通過上管內(nèi)部寄生體二極管DH續(xù)流，此時上管SH處于關斷狀態(tài)，電壓為零。在下管導通瞬間，下管溝道會與上管體二極管換流，下管漏源電壓迅速上升，上管漏源電壓迅速下降，在這個過程中，上管柵源電壓Vgd會對柵漏電容Vgd反向充電，但是由于SiC-MOSFET的柵極電阻比較小，會導致Rg-H上的電壓也比較小，使得上管柵源間電壓Vgs上升比較快，也就是dVgs/dt的值會比較大，會在上橋臂形成如圖3-2（b）所示的電流，該電流在為上管Cgs-H充電的同時流經(jīng)上管柵極電阻Rg-H，在Rg-H上形成正的尖峰脈沖，由于SiC-MOSFET的閾值電壓偏低，當產(chǎn)生的尖峰脈沖超過SiC-MOSFET的閾值電壓時，會引起上管部分導通，這樣會使整個橋臂的上下2個功率器件同時導通，形成直通現(xiàn)象。在下管關斷瞬間，上橋臂漏源極兩端電壓突變?yōu)?，上管漏源極間電容Cgs-H使下橋臂產(chǎn)生一個負的尖峰脈沖，如果這一負向電壓尖峰的值超過下管柵源極所能承受的最大負壓，同樣會影響功率器件的正常使用。（a）死區(qū)時間電流續(xù)流通路(a)Deadtimecurrentfreewheelingpath（b）下管開通上管誤導通電流通路(B)Thelowertubeopenstheuppertubeandmisleadsthecurrentpath圖3-2相電流為負時上管誤導通電路圖Figure3-2Theuppertubemis-turnoncircuitdiagramwhenthephasecurrentisnegative同理，當相電流為正時上管導通瞬間，上管漏源電壓上升，下管漏源電壓下降，下管柵漏電容Vgd充電之后形成電流，電流流經(jīng)下管柵極電阻形成柵極電壓，從而對下管產(chǎn)生串擾引發(fā)下管的誤導通，其電流流通圖如圖3-3所示。具體的分析過程與相電流為負時下管導通引起的上管誤導通類似。（a）死區(qū)時間電流續(xù)流通路(a)Deadtimecurrentfreewheelingpath（b）上管開通下管誤導通電流通路(b)Theuppertubeopensandthelowertubemisleadsthecurrentpath圖3-3相電流為正時下管誤導通電路圖Figure3-3Circuitdiagramofthelowertubemis-turnonwhenthephasecurrentispositive表3-1給出幾種Si/SiC功率器件閾值電壓和最大允許負電壓，從中可以看出SiC-MOSFET的閾值電壓和最大允許負電壓都要明顯低于Si-IGBT，所以在開關速度很快的情況下，基于SiC功率器件的電機驅動橋臂串擾現(xiàn)象更嚴重。一方面是由于SiC本身的材料特性，使得SiC-MOSFET的開關頻率本身就比較高，高開關頻率使得SiC-MOSFET內(nèi)部寄生電容2端的電壓變化比較快，從而會在橋臂上形成電流，電流流經(jīng)功率器件的柵極電阻形成串擾電壓。另一方面，低閾值電壓雖然可以使SiC-MOSFET更快導通，但是負的串擾電壓也更容易超過功率器件的最大允許負壓，從而會降低功率器件的可靠性。表3-1幾種Si/SiC功率器件閾值電壓和最大允許負電壓Table3-1ThresholdvoltageandmaximumallowablenegativevoltageofseveralSi/SiCpowerdevices制造商器件類型器件型號VDS/ID(T=100℃)Vgs-max-/V(T=25℃)Vgs-max-/V(T=25℃)CREESiC-MOSFETC2M0045170D1700/482.6-10CREESiC-MOSFETCMF101201200/592.4-10RohmSiC-MOSFETSCH2080KE1200/222.8-6IXYSSi-MOSFETIXFK20N120P1200/205.0-30IXYSSi-IGBTIXYA20N120C3HV1200/205.0-30InfineonSi-IGBTIKW20N60H3600/205.1-20圖3-4下臂串擾導通等效電路圖Figure3-4Theequivalentcircuitdiagramoflowerarmcrosstalkconduction 為了能夠準確分析影響功率器件橋臂串擾的關鍵因素，對原有的橋式電路進行簡化。在原電路中，構建電壓電流關系時同時存在電感和電容的影響，所列寫的方程是一個二階動態(tài)線性電路。然而通過以上分析可知，內(nèi)部寄生電感對于串擾電壓的影響并不大，因此可以忽略電感的影響，將電路的數(shù)學模型轉化為一階函數(shù)，得到如圖3-4所示的等效電路圖，。分別對3個回路列寫電流方程，如式3-1、3-2、3-3所示：Cdsi2Rg通過公式3-1、3-2、3-3求解微分方程組，則串擾發(fā)生時柵源極電壓Vgs如式3-4所示：Vgs從式3-4中可以看出，發(fā)生橋臂串擾時，功率器件兩端的柵源電壓與該功率器件的漏源電壓變化率成正比，即功率器件的開關頻率越大，產(chǎn)生的串擾電壓幅值越大。如果我們從減小串擾電壓幅值的角度來減小功率管的開關頻率，實際上這種選擇不僅會增加功率器件的導通損耗，同時也未能發(fā)揮SiC功率器件的高頻特性優(yōu)勢。假設當漏源極電壓達到最大值，則柵源串擾電壓也達到最大值。最大串擾電壓表達式如式4-5所示：Vgs為了能夠體現(xiàn)SiC功率器件高速開關的特性，假設漏源級間電壓變化率為定值，且為接近無窮大時，柵源極串擾電壓的極大值如式4-6所示：limdV/dt→∞1.2SiC-MOSFET橋臂串擾抑制方法及原理根據(jù)上述對SiC-MOSFET橋臂串擾產(chǎn)生機理以及關鍵參數(shù)的分析，目前國內(nèi)外研究學者已經(jīng)對如何抑制SiC-MOSFET橋臂串擾現(xiàn)象展開了研究?，F(xiàn)在普遍的抑制方法分為無源抑制和有源抑制。文獻[50-51]分別對開關管采用負壓關斷和負壓驅動的抑制方法，該方法可以柵源串擾電壓降低在一個相對安全范圍，得到抑制串擾現(xiàn)象的目的。但是由于SiC-MOSFET自身的閾值電壓和負壓安全電壓本身就小，導致該方法應用局限性較大，同時該方法需要添加單獨電源為功率器件供電，會增加電路的復雜程度。文獻[52-53]根據(jù)公式3-6的思路，在功率管的柵源極間添加電容，通過增加的電容使整個功率管柵源電容增大，同時能在發(fā)生串擾時為感應電流分流，從而可以避免串擾現(xiàn)象的發(fā)生，但是柵源電容的增大會影響到功率管的開關速度，同時使開關和導通損耗增加。文獻[54-55]提出通過在功率器件柵極處增加柵極驅動電路的方法來降低漏源電壓的變化率，從而達到抑制串擾的目的，該方法增大了柵極電阻從而進一步增加器件的開關損耗，同時由于漏源電壓變化率很難觀測，同時增加電路復雜度。文獻[56-59]通過在柵源之間添加功率開關，在串擾產(chǎn)生過程中，通過控制其開通與關斷，消除電位上升，較小驅動回路阻抗，達到抑制串擾的目的。但是該方案會添加額外功率開關器件，增加電路的復雜程度。圖3-5改進型有源抑制電路Figure3-5Improvedactivesuppressioncircuit通過對上述文獻的分析與研究，本文提出改進型有源鉗位電路抑制橋臂串擾的方法，添加輔助三極管和輔助電容結合的新型驅動電路來抑制橋臂串擾問題的出現(xiàn)。如圖3-5所示為改進型有源抑制單一橋臂電路圖，相對于傳統(tǒng)SiC-MOSFET驅動電路，在柵源極間并聯(lián)輔助支路，三極管VT的作用是判斷流經(jīng)驅動電阻的大小，同時附加的輔助電容可以在橋臂串擾發(fā)生時替代原來的柵源電容，使得該支路導通，達到抑制串擾的目的。假設當橋臂中的上管處于導通瞬間，下管輔助功率管VT會同時導通。輔助功率管的寄生電容通常要比功率器件的寄生電容小一個數(shù)量級，因此該輔助電路對上管功率器件的開關過程的影響可以忽略不計，輔助電容會直接與下管功率器件的柵源端子連接，且較大的電容可以在上管導通瞬間為下橋臂感應的電流提供一個低阻抗回路，此時下管的柵源電壓將被最小化，從而可以達到抑制串擾現(xiàn)象的目的。等到上管導通狀態(tài)結束，關斷瞬間，由于上管的輔助功率管是關斷狀態(tài)的，因此上管關斷時不會產(chǎn)生任何影響。電流將從下管輔助支路流過，下管柵源極產(chǎn)生的負壓會變小，從而可以減小上管關斷產(chǎn)生的負壓對整個橋臂的影響。采用該方法后，發(fā)生串擾現(xiàn)象時柵源電壓的表達式為：Vgs當漏源電壓變化率最大時，串擾電壓為最大值，即：Vgs?max為了體現(xiàn)碳化硅功率器件的高速開關特性，設定dVlimdV為了進一步證明該方法的可行性，在直流母線為500V，串擾電阻為30Ω的情況下，對串擾問題進行定性分析，利用CREE公司的C2M0025120D型號的SiC-MOSFET主要電氣參數(shù)以及上述分析可知，對于傳統(tǒng)柵極驅動電路來說，串擾電壓的理論值為2.5V(由式3-6可得)，由于C2M0025120D的閾值電壓為1.9V，柵源最大負壓為-5V，則最大串擾電壓之和應該小于6.9V，根據(jù)式3-9可得，輔助電容的最小值應大于80pF，同時由輔助電容也不能過大，會影響到功率器件的正常運用，因此由上式分析可知，當輔助電容的容值超過15nF的時候，輔助電路的抑制效果將會減弱。因此輔助電容取80pF-15nF之間可以有效幫助輔助電路抑制串擾。1.3仿真結果與分析為了進一步驗證該方法的可行性，在電路仿真軟件LTspice中搭建雙脈沖測試電路，對比所提方法的準確性。由于本論文采用的SKM500MB120SC是一款半橋功率模塊，SEMIKRON公司未提供該模塊的內(nèi)部型號LTspice仿真模型，本章節(jié)采用CREE公司的C2M0025120D型號的SiC-MOSFET，采用CREE公司提供的LTspice仿真模型，在LTspice搭建雙脈沖測試電路，同樣能夠測試本章節(jié)所研究的新型有源鉗位抑制電路的有效性以及SiC-MOSFET的器件特性。LTspice是由凌力爾特公司(LinearTechnologyCorporation)推出的電路仿真軟件，可以設計從簡單到復雜的各種功率器件，然后通過內(nèi)置的編譯器和模擬器的幫助進行電路模擬，以評估其有效性。由于內(nèi)部集成SPARSE矩陣求解器，因此仿真速度相較于普通Spice有很大的提高，在同樣精度下，對大中型電路的仿真速度提高了3倍。目前新能源汽車母線電壓等級一般為400V及以上，為了更貼近現(xiàn)實工況，這里設定仿真電路的輸入母線電壓為500V。通過在LTspice搭建2種電路，一種是沒有采用抑制方法的電路，一種是采用新型有源鉗位抑制電路的電路，如圖3-6、3-7所示，通過對比驗證抑制電路的準確性，輔助電容選擇為2.5nF，負載電流為3A，第一個脈沖的持續(xù)時間為10us，第二個脈沖的時間為0.5us，2個脈沖之間的延遲時間為0.5us。圖3-6未采用抑制方法的電路Figure3-6Circuitwithoutsuppressionmethod圖3-7串擾抑制電路LTspice電路圖Figure3-7Crosstalksuppre