1、通 信 實 驗 指 導 書 電氣信息工程學院目 錄實驗一 AM調制與解調實驗 1實驗二 FM調制與解調實驗5實驗三 ASK調制與解調實驗 8實驗四 FSK調制與解調實驗 11實驗五 時分復用數字基帶傳輸 14實驗六 光纖傳輸實驗 19實驗七 模擬鎖相環(huán)與載波同步 27實驗八 數字鎖相環(huán)與位同步 32實驗一 AM調制與解調實驗一、實驗目的 理解AM調制方法與解調方法。二、實驗原理本實驗中AM調制方法：原始調制信號為1.5V直流1KHZ正弦交流信號，載波為20KHZ正弦交流信號，兩者通過相乘器實現調制過程。本實驗中AM解調方法：非相干解調（包絡檢波法）。三、實驗所需部件調制板、解調板、示波器、計算

2、機（數據采集設備）。四、實驗步驟1. 熟悉實驗所需部件。2. 按下圖接線。3. 用示波器（或計算機）分別測出上圖所示的幾個點的波形，并繪制于下面各圖中。4. 結合上述實驗結果深入理解AM調制方法與解調方法。實驗一參考結果實驗二 FM調制與解調實驗一、實驗目的 理解FM調制方法與解調方法。二、實驗原理本實驗中FM調制方法：原始調制信號為2KHZ正弦交流信號，讓其通過V/F（電壓/頻率轉換，即VCO壓控振蕩器）實現調制過程。本實驗中FM解調方法：鑒頻法（電容鑒頻包絡檢波低通濾波）三、實驗所需部件調制板、解調板、示波器、計算機（數據采集設備）。四、實驗步驟1. 熟悉實驗所需部件。2. 按下圖接線。3

3、. 用示波器（或計算機）分別測出上圖所示的幾個點的波形，并繪制于下面各圖中。4. 結合上述實驗結果深入理解FM調制方法與解調方法。實驗二參考結果實驗三 ASK調制與解調實驗一、實驗目的 理解ASK調制方法與解調方法。二、實驗原理本實驗中ASK調制方法：鍵控法（原始數字信號采用250HZ方波信號代替，載波為2KHZ正弦交流信號，利用方波信號切換開關電路實現調制過程。本實驗中ASK解調方法：非相干解調（包絡檢波法）。三、實驗所需部件調制板、解調板、示波器、計算機（數據采集設備）。四、實驗步驟1. 熟悉實驗所需部件。2. 按下圖接線。3. 用示波器（或計算機）分別測出上圖所示的幾個點的波形，并繪制于

4、下面各圖中。4. 結合上述實驗結果深入理解ASK調制方法與解調方法。實驗三參考結果實驗四 FSK調制與解調實驗一、實驗目的 理解FSK調制方法與解調方法。二、實驗原理本實驗中FSK調制方法：鍵控法（原始數字信號采用250HZ方波信號代替，載波分別為2KHZ和1KHZ正弦交流信號，利用方波信號切換開關電路實現調制過程。本實驗中FSK解調方法：PLL電路+低通濾波抽樣判決器。三、實驗所需部件調制板、解調板、示波器、計算機（數據采集設備）。四、實驗步驟1. 熟悉實驗所需部件。2. 按下圖接線。3. 用示波器（或計算機）分別測出上圖所示的幾個點的波形，并繪制于下面各圖中。4. 結合上述實驗結果深入理解

5、FSK調制方法與解調方法。實驗四參考結果實驗五 時分復用數字基帶傳輸一、實驗目的 掌握時分復用數字基帶通信系統(tǒng)的基本原理及數字信號傳輸過程。 二、實驗原理本實驗用數字信源模塊、數字終端模塊、位同步模塊及幀同步模塊連成一個理想信道時分復用數字基帶通信系統(tǒng)，使系統(tǒng)正常工作。用示波器觀察分接后的數據信號、用于數據分接的幀同步信號、位同步信號。三、實驗所需部件調制板、解調板、示波器、計算機（數據采集設備）。四、實驗步驟1、熟悉實驗所需部件。2、按下圖接線。3、用示波器（或計算機）分別測出上圖所示的幾個點的波形，并繪制于下面各圖中。4、 結合上述實驗結果深入理解PCM調制方法與解調方法。實驗五 參考結果

6、實驗六 光纖傳輸實驗一、實驗目的 掌握抽樣定理，了解時分復用原理，了解光纖的基本原理及傳輸過程。二、實驗原理本實驗用PCM調制及解調板、光通信發(fā)射及接收板、光纖通信模塊組成音樂光纖傳輸通信系統(tǒng)，使系統(tǒng)正常工作。用示波器觀察各測試信號。三、實驗所需部件調制板、解調板、發(fā)射板、接收板、光纖通信模塊、示波器、計算機（數據采集設備）。四、實驗步驟1、熟悉實驗所需部件。2、按下圖接線。3、 用示波器（或計算機）分別測出上圖所示的幾個點的波形，并繪制于下面各圖中。4、 結合上述實驗結果深入理解光纖傳輸方法。實驗六 參考結果實驗七 模擬鎖相環(huán)與載波同步一、實驗目的掌握模擬鎖相環(huán)的工作原理，以及環(huán)路的鎖定狀態(tài)

7、、失鎖狀態(tài)、同步帶、捕捉帶等基本概念。掌握用平方環(huán)法從2DPSK信號中提取相干載波的原理及模擬鎖相環(huán)的設計方法。了解相干載波相位模糊現象產生的原因。二、實驗原理通信系統(tǒng)中常用平方環(huán)或同相正交環(huán)（科斯塔斯環(huán)）從2DPSK信號中提取相干載波。本實驗系統(tǒng)的載波同步提取模塊用平方環(huán)，原理方框圖如圖7-1所示。模塊內部使用+5V、+12V、-12V電壓，所需的2DPSK輸入信號已在實驗電路板上與數字調制單元2DPSK輸出信號連在一起。圖7-1 載波同步方框圖 本模塊上有以下測試點及輸入輸出點： MU平方器輸出測試點，VP-P1V VCOVCO輸出信號測試點，VP-P0.2V Ud鑒相器輸出信號測試點 C

8、AR-OUT相干載波信號輸出點/測試點 圖7-1中各單元與電路板上主要元器件的對應關系如下： 平方器U25：模擬乘法器MC1496 鑒相器U23：模擬乘法器MC1496；U24：運放UA741 環(huán)路濾波器電阻R25、R68；電容C11 壓控振蕩器CRY2：晶體；N3、N4：三極管3DG6 放大整形N5、N6：3DG6；U26:A：74HC04 2U27：D觸發(fā)器7474 移相器U28：單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器7474 濾波器電感L2；電容C30 下面介紹模擬鎖相環(huán)原理及平方環(huán)載波同步原理。鎖相環(huán)由鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）及壓控振蕩器（VCO）組成，如圖7-2所示。圖7-2 鎖相環(huán)方框圖 模擬鎖相

9、環(huán)中，PD是一個模擬乘法器，LF是一個有源或無源低通濾波器。鎖相環(huán)路是一個相位負反饋系統(tǒng)，PD檢測ui(t)與uo(t)之間的相位誤差并進行運算形成誤差電壓ud(t)，LF用來濾除乘法器輸出的高頻分量（包括和頻及其他的高頻噪聲）形成控制電壓uc(t)，在uc(t)的作用下、uo(t)的相位向ui(t)的相位靠近。設ui(t)=Uisinit+i(t)，uo(t)=Uocosit+o(t)，則ud(t)=Udsine(t)，e(t)=i(t)-o(t)，故模擬鎖相環(huán)的PD是一個正弦PD。設uc(t)=ud(t)F(P)，F(P)為LF的傳輸算子，VCO的壓控靈敏度為K o，則環(huán)路的數學模型如圖7

10、-3所示。圖7-3 模擬環(huán)數學模型 當時，令Kd=Ud為PD的線性化鑒相靈敏度、單位為V/rad，則環(huán)路線性化數學模型如圖7-4所示。圖7-4 環(huán)路線性化數學模型 由上述數學模型進行數學分析，可得到以下重要結論： 當ui(t)是固定頻率正弦信號(i(t)為常數)時，在環(huán)路的作用下，VCO輸出信號頻率可以由固有振蕩頻率o（即環(huán)路無輸入信號、環(huán)路對VCO無控制作用時VCO的振蕩頻率），變化到輸入信號頻率i，此時o(t)也是一個常數，ud(t)、uc(t)都為直流。我們稱此為環(huán)路的鎖定狀態(tài)。定義o=i-o為環(huán)路固有頻差，p表示環(huán)路的捕捉帶，H表示環(huán)路的同步帶，模擬鎖相環(huán)中pH。當|o|P時，環(huán)路可以

11、進入鎖定狀態(tài)。當|o|P時，環(huán)路不能進入鎖定狀態(tài)，環(huán)路鎖定后若o發(fā)生變化使|o|H，環(huán)路不能保持鎖定狀態(tài)。這兩種情況下，環(huán)路都將處于失鎖狀態(tài)。失鎖狀態(tài)下ud(t)是一個上下不對稱的差拍電壓，當io，ud(t)是上寬下窄的差拍電壓；反之ud(t)是一個下寬上窄的差拍電壓。 環(huán)路對i(t)呈低通特性，即環(huán)路可以將i(t)中的低頻成分傳遞到輸出端，i(t)中的高頻成分被環(huán)路濾除?；蛘哒f，o(t)中只含有i(t)的低頻成分，i(t)中的高頻成分變成了相位誤差e(t)。所以當ui(t)是調角信號時，環(huán)路對ui(t)等效為一個帶通濾波器，離i較遠的頻率成分將被環(huán)路濾掉。 環(huán)路自然諧振頻率n及阻尼系數(具體

12、公式在下文中給出)是兩個重要參數。n越小，環(huán)路的低通特性截止頻率越小、等效帶通濾波器的帶寬越窄；越大，環(huán)路穩(wěn)定性越好。 當環(huán)路輸入端有噪聲時，i(t)將發(fā)生抖動，n越小，環(huán)路濾除噪聲的能力越強。實驗一中的電荷泵鎖相環(huán)4046的性能與模擬環(huán)相似，所以它可以將一個周期不恒定的信號變?yōu)橐粋€等周期信號。對2DPSK信號進行平方處理后得，此信號中只含有直流和2c頻率成分，理論上對此信號再進行隔直流和二分頻處理就可得到相干載波。鎖相環(huán)似乎是多余的，當然并非如此。實際工程中考慮到下述問題必須用鎖相環(huán)： 平方電路不理想，其輸出信號幅度隨數字基帶信號變化，不是一個標準的二倍頻正弦信號。即平方電路輸出信號頻譜中還

13、有其它頻率成分，必須濾除。 接收機收到的2DPSK信號中含有噪聲（本實驗系統(tǒng)為理想信道，無噪聲），因而平方電路輸出信號中也含有噪聲，必須用一個窄帶濾波器濾除噪聲。 鎖相環(huán)對輸入電壓信號和噪聲相當于一個帶通濾波器，我們可以選擇適當的環(huán)路參數使帶通濾波器帶寬足夠小。 對于本模擬環(huán)，n、環(huán)路等效噪聲帶寬BL及等效帶通濾波器的品質因數的計算公式如下： 式中fo=4.433106（HZ），等于載頻的兩倍。 設計環(huán)路時通過測量得到Kd、Ko，一般選值為0.51，根據任務要求選定n后即可求得環(huán)路濾波器的元件值。當固有頻差為0時，模擬環(huán)輸出信號的相位超前輸入相位90，必須對除2電路輸出信號進行移相才能得到相干

14、載波。移相電路由兩個單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器U28:A和U28:B構成。U28:A被設置為上升沿觸發(fā)，U28:B為下降沿觸發(fā)，故改變U28:A輸出信號的寬度即可改變U28:B輸出信號的相位，從而改變相干載波的相位。此移相電路的移相范圍小于90。在鎖定狀態(tài)下微調C34也會改變輸出信號與輸入信號的相位關系（為什么，請思考）。可對相干載波的相位模糊作如下解釋。在數學上對cos2ct進行除2運算的結果是cosct或-cosct。實際電路也決定了相干載波可能有兩個相反的相位，因二分頻器的初始狀態(tài)可以為“0”也可以是“1”。三、實驗所需部件數字信源單元、數字調制單元和載波同步單元。四、實驗步驟 環(huán)路鎖定時ud為直流、

15、環(huán)路輸入信號頻率等于反饋信號頻率（此鎖相環(huán)中即等于VCO信號頻率）。環(huán)路失鎖時ud為差拍電壓，環(huán)路輸入信號頻率與反饋信號頻率不相等。本環(huán)路輸入信號頻率等于2DPSK載頻的兩倍，即等于調制單元CAR信號頻率的兩倍。環(huán)路鎖定時VCO信號頻率等于CAR-OUT信號頻率的兩倍。所以環(huán)路鎖定時調制單元的CAR和載波同步單元的CAR-OUT頻率完全相等。根據上述特點可判斷環(huán)路的工作狀態(tài)，具體實驗步驟如下：（1）觀察鎖定狀態(tài)與失鎖狀態(tài)打開電源后用示波器觀察ud，若ud為直流，則調節(jié)載波同步模塊上的可變電容C34，ud隨C34減小而減小，隨C34增大而增大（為什么？請思考），這說明環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。用示波器同

16、時觀察調制單元的CAR和載波同步單元的CAR-OUT，可以看到兩個信號頻率相等。若有頻率計則可分別測量CAR和CAR-OUT頻率。在鎖定狀態(tài)下，向某一方向變化C34，可使ud由直流變?yōu)榻涣鳎珻AR和CAR-OUT頻率不再相等，環(huán)路由鎖定狀態(tài)變?yōu)槭фi。接通電源后ud也可能是差拍信號，表示環(huán)路已處于失鎖狀態(tài)。失鎖時ud的最大值和最小值就是鎖定狀態(tài)下ud的變化范圍（對應于環(huán)路的同步范圍）。環(huán)路處于失鎖狀態(tài)時，CAR和CAR-OUT頻率不相等。調節(jié)C34使ud的差拍頻率降低，當頻率降低到某一程度時ud會突然變成直流，環(huán)路由失鎖狀態(tài)變?yōu)殒i定狀態(tài)。（2）測量同步帶與捕捉帶環(huán)路處于鎖定狀態(tài)后，慢慢增大C34

17、，使ud增大到鎖定狀態(tài)下的最大值ud1（此值不大于+12V）；繼續(xù)增大C34，ud變?yōu)榻涣鳎ㄉ蠈捪抡闹芷谛盘枺h(huán)路失鎖。再反向調節(jié)減小C34，ud的頻率逐漸變低，不對稱程度越來越大，直至變?yōu)橹绷鳌Ｓ洯h(huán)路剛剛由失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)時鑒相器輸出電壓為ud2；繼續(xù)減小C34，使ud減小到鎖定狀態(tài)下的最小值ud3；再繼續(xù)減小C34，ud變?yōu)榻涣鳎ㄏ聦捝险闹芷谛盘枺h(huán)路再次失鎖。然后反向增大C34，記環(huán)路剛剛由失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)時鑒相器輸出電壓為ud4。令V1=ud1- ud3，V2=ud2- ud4，它們分別為同步范圍內及捕捉范圍內環(huán)路控制電壓的變化范圍，可以發(fā)現V1V2。設VCO的靈敏度為

18、K0(HZ/V)，則環(huán)路同步帶fH及捕捉帶fP分別為：fH =K0V1/2 ，fP =K0V2/2 。應說明的是，由于VCO是晶體壓控振蕩器，它的頻率變化范圍比較小，調節(jié)C34時環(huán)路可能只能從一個方向由鎖定狀態(tài)變化到失鎖狀態(tài)，此時可用fH =K0(ud1-6）或fH =K0(6-ud3）、fP =K0(ud2-6）或fP =K0(6-ud4）來計算同步帶和捕捉帶，式中6為ud變化范圍的中值（單位：V）。作上述觀察時應注意： ud差拍頻率低但幅度大，而CAR和CAR-OUT的頻率高但幅度很小，用示波器觀察這些信號時應注意幅度旋鈕和頻率旋鈕的調整。 失鎖時，CAR和CAR-OUT頻率不相等，但當頻

19、差較大時，在鑒相器輸出端電容的作用下，ud幅度較小。此時向某一方向改變C34，可使ud幅度逐步變大、頻率逐步減小、最后變?yōu)橹绷?，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)。 環(huán)路鎖定時，ud不是一個純凈的直流信號，在直流電平上疊加有一個很小的交流信號。這種現象是由于環(huán)路輸入信號不是一個純凈的正弦信號所造成的。 4. 觀察環(huán)路的捕捉過程 先使環(huán)路處于失鎖定狀態(tài)，慢慢調節(jié)C34，使環(huán)路剛剛進入鎖定狀態(tài)后，關閉電源開關，然后再打開電源，用示波器觀察ud，可以發(fā)現ud由差拍信號變?yōu)橹绷鞯淖兓矐B(tài)過程。ud的這種變化表示了環(huán)路的捕捉過程。 5. 觀察相干載波相位模糊現象使環(huán)路鎖定，用示波器同時觀察調制單元的CAR和載波同步單元的

20、CAR-OUT信號，調節(jié)電位器P1或微調電容C34使兩者成為反相或同相。反復斷開、接通電源可以發(fā)現這兩個信號有時同相、有時反相。五、實驗報告要求1. 總結鎖相環(huán)鎖定狀態(tài)及失鎖狀態(tài)的特點。2. 設K0=18 HZ/V ，根據實驗結果計算環(huán)路同步帶fH及捕捉帶fP 。3. 由公式及計算環(huán)路參數n和，式中 Kd=6 V/rad，Ko=218 rad/s.v，R25=2104 W，R68=5103 W，C11=2.210-6 F 。（fn=n/2應遠小于碼速率，應大于0.5)。4. 總結用平方環(huán)提取相干載波的原理及相位模糊現象產生的原因。5. 設VCO固有振蕩頻率f0 不變，環(huán)路輸入信號頻率可以改變，

21、試擬訂測量環(huán)路同步帶及捕捉帶的步驟。實驗八 數字鎖相環(huán)與位同步一、實驗目的 掌握數字鎖相環(huán)工作原理以及觸發(fā)式數字鎖相環(huán)的快速捕獲原理。掌握用數字環(huán)提取位同步信號的原理及對信息代碼的要求。掌握位同步器的同步建立時間、同步保持時間、位同步信號同步抖動等概念。二、實驗原理 可用窄帶帶通濾波器，鎖相環(huán)來提取位同步信號。實驗一中用模數混合鎖相環(huán)（電荷泵鎖相環(huán)）提取位同步信號，它要求輸入信號是一個準周期數字信號。實驗三中的模擬環(huán)也可以提取位同步信號，它要求輸入準周期正弦信號。本實驗使用數字鎖相環(huán)提取位同步信號，它不要求輸入信號一定是周期信號或準周期信號，其工作頻率低于模數環(huán)和模擬環(huán)。用于提取位同步信號的數

22、字環(huán)有超前滯后型數字環(huán)和觸發(fā)器型數字環(huán)，此實驗系統(tǒng)中的位同步提取模塊用的是觸發(fā)器型數字環(huán)，它具有捕捉時間短、抗噪能力強等特點。位同步模塊原理框圖如圖8-1所示。其內部僅使用+5V電壓。圖8-1 位同步器方框圖位同步模塊有以下測試點及輸入輸出點： S-IN基帶信號輸入點/測試點（2個） BS-OUT位同步信號輸出點/測試點（3個） 圖8-1中各單元與電路板上元器件的對應關系如下： 晶振CRY3：晶體；U39：7404 控制器U48：或門7432；U41：計數器74190 鑒相器U40：D觸發(fā)器7474 量化器U45：可編程計數器8254 數字環(huán)路濾波器由軟件完成 數控振蕩U46、U45：8254

23、 脈沖展寬器U47：單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器74123 位同步器由控制器、數字鎖相環(huán)及脈沖展寬器組成，數字鎖相環(huán)包括數字鑒相器、量化器、數字環(huán)路濾波器、數控振蕩器等單元。 下面介紹位同步器的工作原理。 數字鎖相環(huán)是一個單片機系統(tǒng)，主要器件是單片機89C51及可編程計數器8254。環(huán)路中使用了兩片8254，共六個計數器，分別表示為8254A0、8254A1、8254A2、8254B0、8254B1、8254B2。它們分別工作在M0、M1、M2三種工作模式。M0為計數中斷方式，M1為單穩(wěn)方式，M2為分頻方式。除地址線、數據線外，每個8254芯片還有時鐘輸入端C、門控信號輸入端G和輸出端O。數字鑒相器電原理圖及

24、波形圖如圖8-2（a）、圖8-2（b）所示。輸出信號寬度正比于信號ui及uo上升沿之間的相位差，最大值為ui的碼元寬度。稱此鑒相器為觸發(fā)器型鑒相器，稱包含有觸發(fā)器型鑒相器的數字環(huán)路為觸發(fā)器型數字鎖相環(huán)。圖8-2 數字鑒相器量化器把相位誤差變?yōu)槎噙M制數字信號，它由工作于M0方式、計數常數為N0的8254 B2完成（N0為量化級數，此處N0=52）。ud作為8254B2的門控信號，ud為高電平時8254B2進行減計數，ud為低電平時禁止計數，計數結束后從8254B2讀得的數字為 Nd= N0-Nd （8-1）式中Nd為ud脈沖寬度的量化值（下面用量化值表示脈沖寬度和時間間隔），N0Nd，讀數結束后

25、再給8254B2寫入計數常數N0。讀數時刻由8254A2控制，它工作在M1模式，計數常數為N0，ui作為門控信號。一個ui脈沖使8254A2產生一個寬度為N0的負脈沖，倒相后變?yōu)檎}沖送到89C51的端，而89C51的外中斷1被設置為負跳變中斷申請方式。由于8254A2產生的脈沖寬度不小于ud脈沖寬度且它們的前沿處于同一時刻，所以可以確保中斷申請后對8254B2讀數時它已停止計數。 數字環(huán)路濾波器由軟件完成。可采用許多種軟件算法，一種簡單有效的方法是對一組N0作平均處理。設無噪聲時環(huán)路鎖定后ui與uo的相位差為N0/2，則在噪聲的作用下，鎖定時的相位誤差可能大于N0/2也可能小于N0/2。這兩

26、種情況出現的概率相同，所以平均處理可以減小噪聲的影響，m個Nd值的平均值為（8-2）數字濾波器的輸出為 Nc = No / 2 + Nd(8-3）數控振蕩器由四個8254計數器及一些門電路構成，其原理框圖如圖8-3所示，圖中已注明了各個計數器的工作方式和計數常數。 以下分析環(huán)路的鎖定狀態(tài)及捕捉過程，此時不考慮噪聲的影響。圖8-3 數控振蕩器 環(huán)路開始工作時，軟件使8254B0和8254B1輸出高電平，從而使8254A1處于計數工作狀態(tài)、8254B1處于停止計數狀態(tài)，G6處于開啟狀態(tài)，8254A1輸出一個周期為N0的周期信號。若環(huán)路處于鎖定狀態(tài)，則Nd=N0/2，由式（8-1）及式（8-2）得N

27、d=N0/2。此時89c51的P1.4口不輸出觸發(fā)脈沖，8254A0輸出端仍保持初始化時的高電平，從而使8254B0的門控端G保持低電平、輸出端O保持高電平。這樣可保持8254A1、8254B1的工作狀態(tài)不變、環(huán)路仍處于鎖定狀態(tài)。若環(huán)路失鎖，則NdN0/2，NdN0/2，P1.4口輸出一個正脈沖u2，在u2作用下，8254A0輸出一個寬度為N0的負脈沖，倒相后變?yōu)檎}沖u3送給與門G2。G2的另一個輸入信號u1來自8254A1。在G1輸出的寬度為N 0的正脈沖持續(xù)時間內，8254A1一定有（也只有）一個負脈沖信號輸入，此負脈沖經G4倒相后與G1輸出的正脈沖相與后給8254B0的G端送一個觸發(fā)信

28、號u4。在u4的作用下，8254B0輸出一個寬度為N0-2的負脈沖。在這段時間內，8254A1停止計數工作，8254B1進行減計數且在此時間內的最后一個時鐘周期輸出一個負脈沖。8254B0輸出的負脈沖的后沿重新啟動8254A1，使它重新作N0分頻。設m=1，上述過程的有關波形如圖8-4所示，圖中uO為環(huán)路鎖定狀態(tài)下數控振蕩器的輸出信號。由圖8-4可見，不管失鎖時相位誤差多少（不會大于N0），只要對數控振蕩器作一次調整，就可使環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，從而實現快速捕捉。 程序流程如圖8-5所示，輸入信號ui使IE1置“1”，且使8254B2計數，對IE1進行位操作時又使之置“0”。由于量化誤差，故當Nd

29、為N02，N0/21或N0/21時，環(huán)路皆處于鎖定狀態(tài)，不對數控振蕩器進行調整。程序中令m=16，進行16次鑒相后做一次平均運算，若發(fā)現環(huán)路失鎖，則對數控振蕩器進行一次調整。 控制器的作用是保證每次對8254B2進行讀操作之前鑒相器只輸出一個正脈沖，它由或門7432（U5:B）及16分頻器74190（U13）組成。圖8-4 捕獲過程波形 當數字環(huán)輸入信號的碼速率與數控振蕩器的固有頻率完全相同時，環(huán)路鎖定后輸入信號與反饋信號（即位同步信號）的相位關系是固定的且符合抽樣判決器的要求（當然開環(huán)時它們的相位誤差也是固定的，但不符合抽樣判決器的要求）。輸入信號碼速率決定于發(fā)送端的時鐘頻率，數控振蕩器固有

30、頻率決定于位同步器的時鐘頻率和數控振蕩器固有分頻比。由于時鐘信號頻率穩(wěn)定度是有限的，故這兩個時鐘信號的頻率不可能完全相同，因此鎖相環(huán)輸入信號碼速率與數控振蕩器固有頻率不可能完全相等（即環(huán)路固有頻差不為0）。數字環(huán)位同步器是一個離散同步器，只有當輸入信號的電平發(fā)生跳變時才可能對輸入信號的相位和反饋信號的相位進行比較從而調整反饋信號的相位，在兩次相位調整的時間間隔內，反饋信號的相位相對于輸入信號的相位是變化的，即數字環(huán)位同步器提取的位同步信號的相位是抖動的，即使輸入信號無噪聲也是如此。圖8-5 鎖相環(huán)程序流程 顯然，收發(fā)時鐘頻率穩(wěn)定度越高，數字環(huán)的固有頻差就越小，提取的位同步信號的相位抖動范圍越小。反之，對同步信號的相位抖動要求越嚴格，則收發(fā)時鐘的頻率穩(wěn)定度也應越高。 位同步信號抖動范圍還與數字位同步器輸入信號的連“1”或“0”個數有關，連“1”或“0”個數越多，兩次相位調整之間的時間間隔越長，位同步信號的相位抖動越大。 對于NRZ碼來說，允許其連“1”、連“0”的個數決定于數字環(huán)的同步保持時間tc。tc與收發(fā)時鐘頻率穩(wěn)定度e、碼速率RB、允許的同步誤差最大值的關系為：tC =/（2RB）tC的定義是：位同步器輸入信號斷開后，收發(fā)位同步信號相位誤差不超過的時間。用模擬環(huán)位同步器或模數環(huán)位同步器提取的位同步信號的相位抖動與固有頻