課程設計任務書課程名稱電力電子技術題目正弦波逆變器的設計設計內容與設計要求一設計內容1分析逆正弦波逆變器的結構及功能2介紹正弦波逆變器技術要求和主回路3正弦波逆變器主電路設計主電路的選用依據(jù)和原則,主電路的設計及分析,主開關的選用依據(jù)和原則,元器件定額及選型4正弦波逆變器控制電路設計及選型二、設計要求1、思路清晰，給出整體設計和電路圖；2、給出具體設計思路和電路；3、寫出設計報告；主要設計條件1正弦波逆變器輸入電源是直流電壓DC180285V,輸出電壓是單相交流AC220V,50HZ輸出功率1000W2提供設計要求,提供實驗室說明書格式1課程設計封面；2任務書；3說明書目錄；4正文5總結與體會；6參考文獻7、課程設計成績評分表進度安排1課題內容介紹和查找資料；2總體電路設計和分電路設計；3寫設計報告，打印相關圖紙；4答辯參考文獻1、電力電子技術2現(xiàn)代逆變技術及其應用3交流電機變頻調速技術目錄第一章概述6第二章設計總體思路821總體框架圖822局部電路9221電壓型逆變電路9222電流型逆變電路10223全橋正弦逆變器1123正弦波輸出變壓變頻電源調制方式13231正弦脈寬調制技術13232單極性調制方式14233雙極性調制方式14234單極性倍頻調制方式14243種調制方式下逆變器輸出電壓諧波分析15第三章主電路設計1731有工頻變壓器的逆變電源主電路設計17311電路形式1732參數(shù)設計18322逆變變壓器18323開關管1933無工頻變壓器的逆變器主電路設計19331電路形式19332參數(shù)設計20第四章控制電路設計2141總控制電路2142控制局部電路24421放大電路設計24422驅動電路25第五章總結與心得26附錄（總電路圖）28參考文獻29第一章概述電力系統(tǒng)變電站和調度所的繼電保護和綜合自動化管理設備有的是單相交流供電的，其中有一部分是不能長時間停電的。普通UPS設備因受內置蓄電池容量的限制，供電時間比較有限，而直流操作電源所帶的蓄電池容量一般都比較大，所以需要一套逆變電源將直流電逆變成單相交流電。電力電子器件的發(fā)展經歷了晶閘管（SCR）、可關斷晶閘管（GTO）、晶體管（BJT）、絕緣柵晶體管（IGBT）等階段。目前正向著大容量、高頻率、易驅動、低損耗、模塊化、復合化方向發(fā)展，與其他電力電子器件相比，IGBT具有高可靠性、驅動簡單、保護容易、不用緩沖電路和開關頻率高等特點，為了達到這些高性能，采用了許多用于集成電路的工藝技術，如外延技術、離子注入、精細光刻等。IGBT最大的優(yōu)點是無論在導通狀態(tài)還是短路狀態(tài)都可以承受電流沖擊。它的并聯(lián)不成問題，由于本身的關斷延遲很短，其串聯(lián)也容易。盡管IGBT模塊在大功率應用中非常廣泛，但其有限的負載循環(huán)次數(shù)使其可靠性成了問題，其主要失效機理是陰極引線焊點開路和焊點較低的疲勞強度，另外,絕緣材料的缺陷也是一個問題。隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應用在各個領域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質量也提出了越來越高的要求。對逆變器輸出波形質量的要求主要包括兩個方面一是穩(wěn)態(tài)精度高；二是動態(tài)性能好。因此，研究開發(fā)既簡單又具有優(yōu)良動、靜態(tài)性能的逆變器控制策略，已成為電力電子領域的研究熱點之一。在現(xiàn)有的正弦波輸出變壓變頻電源產品中，為了得到SPWM波，一般都采用雙極性調制技術。該調制方法的最大缺點是它的4個功率管都工作在較高頻率載波頻率，從而產生了較大的開關損耗，開關頻率越高，損耗越大1。本文針對正弦波輸出變壓變頻電源SPWM調制方式及數(shù)字化控制策略進行了研究，以TMS320F240數(shù)字信號處理器為主控芯片，以期得到一種較理想的調制方法，實現(xiàn)逆變電源變壓、變頻輸出。第二章設計總體思路21總體框架圖驅動電路SPWM控制電路濾波電路輸出220V交流電調頻電路輸入180285V直流電逆變電路升壓電路電力系統(tǒng)變電站和調度所的繼電保護和綜合自動化管理設備有的是單相交流供電的，其中有一部分是不能長時間停電的。普通UPS設備因受內置蓄電池容量的限制，供電時間比較有限，而直流操作電源所帶的蓄電池容量一般都比較大，所以需要一套逆變電源將直流電逆變成單相交流電。逆變電源的工作原理與UPS有以下兩點區(qū)別1）逆變電源不需要與交流電網(wǎng)鎖相同步，因為其負載可以瞬間停電（幾秒以內）。2）逆變電源的輸入直流電壓為180285V，而UPS內置電池電壓為12V或24V。122局部電路221電壓型逆變電路可采用移相方式調節(jié)逆變電路的輸出電壓，稱為移相調壓。各柵極信號為180正偏，180反偏，且V1和V2互補，V3和V4互補關系不變。V3的基極信號只比V1落后Q0Q180，V3、V4的柵極信號分別比V2、V1的前移180Q，UO成為正負各為Q的脈沖，改變Q即可調節(jié)輸出電壓有效值。圖221電壓型逆變電路電壓型逆變電路的特點1直流側為電壓源或并聯(lián)大電容，直流側電壓基本無脈動2輸出電壓為矩形波，輸出電流因負載阻抗不同而不同3阻感負載時需提供無功。為了給交流側向直流側反饋的無功提供通道，逆變橋各臂并聯(lián)反饋二極管。222電流型逆變電路直流電源為電流源的逆變電路電流型逆變電路。一般在直流側串聯(lián)大電感，電流脈動很小，可近似看成直流電流源。交流側電容用于吸收換流時負載電感中存貯的能量。電流型逆變電路主要特點1直流側串大電感，相當于電流源。2交流輸出電流為矩形波，輸出電壓波形和相位因負載不同而不同。3直流側電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關器件反并聯(lián)二極管。電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應用較多。換流方式有負載換流、強迫換流。VT1VT4是橋式電路的4個臂，由電力電子器件及輔助電路組成。VT1、VT4閉合，VT2、VT3斷開時，負載電壓UO為正VT1、VT4斷開，VT2、VT3閉合時，UO為負，把直流電變成了交流電。改變兩組開關切換頻率，可改變輸出交流電頻率。圖222電流型逆變電路及其波形電阻負載時，負載電流IO和UO的波形相同，相位也相同。阻感負載時，IO滯后于UO，波形也不同（圖222B）。T1前S1、S4通，UO和IO均為正。T1時刻斷開S1、S4，合上S2、S3，UO變負，但IO不能立刻反向。IO從電源負極流出，經S2、負載和S3流回正極，負載電感能量向電源反饋，IO逐漸減小，T2時刻降為零，之后IO才反向并增大。223全橋正弦逆變器圖223示出單相全橋逆變器的原理電路及波形。其中H橋和濾波電路完成直流到交流的變換,濾去諧波，獲得交流電；控制電路完成對H橋中開關管的控制，并使輸出交流電的電壓、頻率和波形定。如圖223所示，VD是直流電壓源，S1S4是4個IGBT開關管，L和C是濾波電感和濾波電容，用于濾除逆變系統(tǒng)中的高次諧波。RL和RC是濾波電感和濾波電容的等效串聯(lián)阻抗。Z是負載，負載可以是純阻性也可以是非線性等。圖223全橋逆變主電路圖224對逆變器的控制主要包括對SPWM的控制即H橋開關管開關方式和對SPWM脈寬的控制二部分。SPWM的控制方式可分為單極性和雙極性二種。在傳統(tǒng)的單極性或雙極性控制方式中，開關管均工作在高頻條件下，這樣雖然可以得到較理想的正弦輸出電壓波形，但也產生了較大的開關損耗，且頻率越高，損耗越大。SPWM的生成原理及波形如圖224所示。由于采用正弦波調制波USSINTST與三角波載波幅值為UC的正三角波，頻率為C相交來獲得SPWM波，因此，基波頻率為調制波的頻率，基波幅值與調制比MMUS/UC成正比關系，諧波含量少。正弦逆變器常采用SPWM控制，利用調制波控制輸出波形頻率，調整M來控制輸出電壓幅值。工作時，H橋中SL、S4在前半周期內以圖2中的SPWM信號閉合，S2、S3斷開；在后半周期內S1、S4斷開，S2、S3以SPWM信號閉合。故在整個周期內H橋輸出波形如圖1B所示。這樣，對該波形進行濾波，即可獲得頻率為S。，幅值正比M與調制比M的正弦交流電。23正弦波輸出變壓變頻電源調制方式231正弦脈寬調制技術隨著逆變器控制技水的發(fā)展電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的壓、變頻控制方法。目前采用較多的是正弦脈寬調制技術即SPWM控制技術。在正弦波逆變電源數(shù)字化控制方法中，目前國內外研究得比較多的主要有數(shù)字PID控制、無差拍控制、雙環(huán)反饋控制、重復控制、滑模變結構控制、模糊控制以及神經網(wǎng)絡控制等。本文所采用的是外環(huán)為平均值環(huán)、內環(huán)為瞬時值環(huán)的雙環(huán)控制策略。內環(huán)通過瞬時值控制獲得快速的動態(tài)性能，保證變壓變頻電源輸出電壓畸變率較低，外環(huán)使得變壓變頻電源在各個頻率段的輸出電壓具有較高的精度，并使用DSPTMS320F240全數(shù)字的控制實現(xiàn)。單相全橋式電壓型SPWM逆變器電路拓撲結構圖如圖231所示。圖231中S1S4的通斷由正弦脈寬調制產生的信號來控制。SPWM正弦脈寬調制可分為雙極性調制方式、單極性調制方式和單極性倍頻調制方式。圖231232單極性調制方式單極性調制方式的特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗。但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻輸出基頻，另一個橋臂始終為高頻載波頻率，而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態(tài)均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。233雙極性調制方式雙極性調制方式的特點是4個功率管都工作在較高頻率載波頻率，雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗。234單極性倍頻調制方式單極性倍頻調制方式的特點足輸出SPWM波的脈動頻率是單極性的兩倍，4個功率管都工作在較高頻率載波頻率，因此，開關管損耗與雙極性相同。243種調制方式下逆變器輸出電壓諧波分析用MATHCAD可推導出3種不同調制方式下逆變器輸出電壓各次諧波有效值與頻率的關對單極性調制方式如上公式（2）對單極性倍頻調制方式如上公式（3）式中M為調制比；N為載波比；F0為正弦波輸出變頻變壓電源的輸出電壓頻率?？刂齐娐凡捎肦TMS320F240數(shù)寧信號處理器，主要任務是在定時中斷內完成變壓變頻控制?？刂瞥绦蛴芍鞒绦蚝鸵粋€定時中斷程序組成，主程序主要完成讀取給定電壓，過流判斷，平均值外環(huán)計算等功能。定時中斷程序完成采樣輸出電壓，實時計算出下個開關周期輸出的脈寬。3種調制方式下逆變器輸出電壓未經濾波前，單極性調制方式及雙極性調制方式下逆變器輸出電壓諧波分量主要集巾在升關頻率及其倍頻附近，且單極性調制方式下逆變器輸出電壓諧波分量比雙極性要小。單極性倍頻調制方式下輸出電壓的諧波分量主要在2倍升關頻率及4倍開關頻率附近。選擇WPWM逆變器的輸出LC濾波器的轉折頻率為開關頻率的II0，LC濾波器對開關頻率及其倍頻附近的諧波具有明顯的衰減作用。第三章主電路設計31有工頻變壓器的逆變電源主電路設計311電路形式有工頻變壓器的逆變電源主回路基本工作過程可以理解，可以把它設計成以IGBT為開關管的橋式逆變電路形式，如圖31所示。圖31有工頻變壓器的逆變電源主回路電源為180V285VDC，四個開關管分別為TR1,TR3,TR2,TR4圖中，TR1TR4為IGBT開關管，C1為串聯(lián)耦合（去耦）電容，防止變壓器因單相偏磁而飽和，T為隔離升壓變壓器，C2為輸出濾波電容，L為輸出濾波電感。32參數(shù)設計322逆變變壓器變壓器輸出220VAC的峰值為311V，考慮到變壓器副邊繞組電壓峰值設為315V，原邊在考慮去耦電容C1的壓降后，最低電壓時為170V，所以變壓器的匝比N為NN2/N1315V/170V185電源輸出功率也就是變壓器的輸出功率PO1000W。設變壓器的效率R95，則原邊效率P1PO/R1060W。因為變壓器是變換SPWM電壓波形，其基波（50HZ）的成分相當大，所以我們可以選擇400HZ的硅鋼C型鐵芯，其KE09,BM12T,KC可選為03，J3A/MM310A/M，所以鐵芯面積乘積為AEAC12001095/0954445009033101211410M1140CM可以選取CD型400HZ硅鋼鐵芯。查出截面積AE，求出有效面積SEAEKE，然后就可以由下面的兩個公式先求出原邊匝數(shù)，再求出副邊匝數(shù)。N1V1MAX/KFSEBMN2N1/N導線截面副邊S2I2/J55/318MM,選12MM漆包線兩股并繞；原邊S1I1/JNI2/J18755/3343MM,12MM漆包線三股并繞。323開關管最高電壓為285V，所以開關管的耐壓可選為600V。開關管的峰值電流IM3I1M35518731A選IGBT的電流定額為40A。33無工頻變壓器的逆變器主電路設計331電路形式我們知道，無工頻變壓器的逆變電源實際上包含兩部分一套DC/DC和一套SPWM逆變器。DC/DC的設計這里我們不討論。所以，這里只討論SJPWM逆變主電路，其電路形式如圖33所示。圖33電源350V，各個管子分別為TR1,TR3,TR2,TR4332參數(shù)設計3321開關管逆變器允許輸出峰值電流為IM3IOM355A165A所以開關管的電流定額可以選為600V。我們可以選30A，600V，TO247封裝的IGBT管。3322LC濾波L為工頻電感，電感量可選為12MH。為減小噪聲，選閉合鐵芯，C為工頻電容，可以選CBB6110F250VAC。第四章控制電路設計41總控制電路主電路在上面已經介紹過了。這里主要介紹逆變控制電路。逆變電源控制電路的核心是SPWM發(fā)生器。SPWM的實現(xiàn)包括分立電路、集成芯片和單片機實現(xiàn)。它們的電氣性能和成本有所不同，各有自己的優(yōu)勢和不足之處。逆變電源SPWM電路的調制頻率固定為50HZ不變，為了降低成本，我們這里用分立電路組成，如圖41所示圖41正弦波發(fā)生器和三角波發(fā)生器分別見下兩圖411、412。RC橋式正弦波振蕩電路原理如圖82所示，圖中集成運放A作為放大器，RC串并聯(lián)網(wǎng)絡組成選頻網(wǎng)絡，同時也作為振蕩器的正反饋網(wǎng)絡，R1、RF組成電壓負反饋以起到穩(wěn)定和改善輸出波形的作用。R1R2R3C1C2RFUFUIDUOA圖411圖中R1R2,C1C2。其中和R2為同軸雙聯(lián)電位器的阻值，C2和為波段開關電容的數(shù)值。通過改變R2和C2的值就可以改變輸出正弦波的頻率。RC串并聯(lián)選頻網(wǎng)絡R1R2C1C2UU12震蕩頻率F01/2RC三角波產生電路圖412C101,C201,R1100K,R310K,R42K,RF1M,R100K以標準的正弦波信號為參考，將輸出電壓的反饋信號與之相比較，經由IC1及其外圍電路組成的PI型誤差放大器調節(jié)后得到一個控制信號，送到IC2去調制三角波，既可得到SPWM波形。IC3和IC4分別為正負值比較器，它們的輸出信號分別IC5和IC6，從而將SPWM交替地分成兩路，各自放大后驅動相應的開關管對，控制主回路完成SPWM逆變。需要注意的是，驅動電路要將每一路信號分成相互隔離的兩路，分別驅動處于對角位置上的兩只開關管。以上控制電路的特點是不僅能控制正弦波輸出的有效值，還能調節(jié)輸出電壓的瞬時值，優(yōu)化波形，減小諧波失真，提高帶負載能力。42控制局部電路421放大電路設計差分驅動放大電路放大電路說明因為所設計的控制電路輸出的波形信號是比較微弱的。完全不能直接的驅動IGBT的導通。所以我們必須要設計一個放大器來對PWM信號進行放大在輸出的。其實放大器的選擇又很多種選法，具體是選擇什么樣的型號是根據(jù)自己所設計的系統(tǒng)的質量和精度的要求來選用的。在這里我采用的是FET差分式放大電路。如下圖的所示的為恒流源的JFET差分放大電路。漆黑中JFETT1、T2是差分對管，BJTT3、T4及R1、R2、R3組成恒流源電路，用于抑制共模信號，該電路是單入單出查封放大電路，其差模電壓增益為AVD2式中為T1、DMRGVIO21D422驅動電路IGBT驅動器接線圖IGBT驅動說明采用三菱公司的專用混合集成驅動器。這種驅動器同一系列的不同型號其引腳和接線基本相同，只是適用被驅動器件的容量和開關頻率以及輸入電流幅度值等參數(shù)有所不同?；旌霞沈寗悠鲀炔烤哂型孙柡秃蜋z測和保護環(huán)節(jié)。當發(fā)生過電流時能快速響應但慢速關斷IGBT，并向外部電路給出故障信號。第五章總結與心得這次實習我學到了很多。在摸索該如何設計電路使之實現(xiàn)所需功能的過程中，培