摘要由于各種通信系統(tǒng)的迅猛發(fā)展，使得其對(duì)功放線(xiàn)性的要求越來(lái)越苛刻。本文從系統(tǒng)對(duì)功放線(xiàn)性的要求出發(fā)，先討論功放線(xiàn)性化技術(shù)的必要性，再簡(jiǎn)要回顧幾種主要線(xiàn)性化技術(shù)的發(fā)展歷程，之后對(duì)前饋和預(yù)失真技術(shù)做深入探討。在第二章根據(jù)具體的指標(biāo)要求，先對(duì)前饋線(xiàn)性化技術(shù)的整個(gè)環(huán)路進(jìn)行分析，并根據(jù)其環(huán)路平衡的條件，得出了其不包含非線(xiàn)性因素的根由之后再對(duì)各個(gè)部分做了具體分析，主要探詢(xún)各部分和整個(gè)前饋功放的關(guān)系，以及它們對(duì)整個(gè)前饋功放指標(biāo)的影響；在具體的分析過(guò)程中，結(jié)合本章開(kāi)頭提出的指標(biāo)要求，選擇了適當(dāng)?shù)钠骷?，進(jìn)行了相應(yīng)的計(jì)算，設(shè)計(jì)了一款采用簡(jiǎn)單自適應(yīng)加查表控制的前饋型功率放大器；并在最后簡(jiǎn)單介紹了控制算法，給出了仿真和試驗(yàn)結(jié)果。第三章主要介紹模擬預(yù)失真技術(shù)，先在原理性的分析基礎(chǔ)之上，根據(jù)指標(biāo)要求采用傳統(tǒng)的預(yù)失真辦法設(shè)計(jì)了一款預(yù)失真功放，經(jīng)過(guò)仿真得出結(jié)果，發(fā)現(xiàn)該方法雖然較為簡(jiǎn)單，但存在本質(zhì)的問(wèn)題。由此，重新對(duì)預(yù)失真技術(shù)展開(kāi)分析，找到問(wèn)題的癥結(jié)所在，并且對(duì)該問(wèn)題進(jìn)行了優(yōu)化處理；經(jīng)過(guò)重新分析計(jì)算，提出了一種新的預(yù)失真方法，并且仍以本節(jié)開(kāi)始的指標(biāo)為例，設(shè)計(jì)一款采用新預(yù)失真結(jié)構(gòu)的功放，并且進(jìn)行了仿真，得到了較好的結(jié)果。關(guān)鍵詞線(xiàn)性化功率放大器前饋技術(shù)預(yù)失真技術(shù)ABSTRACTASTHEDEVELOPMENTOFAUKINDSOFCOMMUNICATIONSYSTEMSREQUIREMENTABOUTLINEARITYOFPOWERAMPLIFIERONITBECOMEAMOREANDMORESERIOUSPROBLEMTHISTHESISPREVIOUSANALYSISONTHEREQUIREMENTS，ANDTHENREVIEWTHEDEVELOPMENTOFSOMEMAINIINEARIZEDTECHNOLOGY,AFTERIT，ADEEPSTUDYONTECHNICHSOFFEEDFORWARDANDPREDISTORTIONISPRESENTEDWITHAREALTARGET，INTHESECONDCHAPTER,THISTHESISBEGINWITHANALYZATIONOFTHETWOLOOPSOFFEEDFORWARD，BASEDONTHEBALANCEDCONDITIONOFTHETWOLOOPS，AREASONWHYFEEDFORWARDAMPLIFIERBEHAVESASALINEARAMPLIFIERISDERIVED；ANDTHENTHETHESISDISCUSSEVERYPARTOFTHETWOLOOPSINDETAILSWITHTHEREQUIREMENTSABOVEANDRELATIONBETWEENTHEM，ATTHEENDOFDISCUSSIONOFEVERYPART，REALMATERIALISCHOSENFORTHEAMPLIFIERWITHCORRESPONDINGCALCULATION，AFTERTHATAFEEDFORWARDPOWERAMPLIFIERWITHTECHNICHSOFSIMPLEADAPTIVEANDLOOKUPTABLEISDESIGNED，ATTHEENDOFTHISCHAPER,THECONTROLWAYOFTHEAMPLIFIERISSIMPLEMTRNDUCED，ANDTHERESULTOFSIMULATIONANDTESTISPRESENTTHETHIRDCHAPTERTALKABOUTTECHNICHOFPREDISTORTION，ALSOBASEDONTHEANALYZATIONOFITSBASICTHEORYANDAREALTARGET，ACONVENTIONALPREDISTORTIONPOWERAMPLIFIERISDESIGNED,ARESULTISDISCOVEREDAFTERSIMULATIONWITHITINORDERTOFINDTHEESSENTIALREASONOFTHERESULT，ANEWOPTIMUMDISCUSSIONONTHETECHNOLOGYOFPREDISTORTIONISDCPLOYED，ANDTHENAFTERPROPERCOMMUNICATION,THEREASONISFOUNDANDANEWSCHEMEOFPREDISTORTIONPOWERAMPLIFERANDDESIGNWITHTHETARGETOFINITIALOFTHISCHAPTERISPRESENTED，AFTERSIMULATION，APREFERABLERESULTISFOUNDKEYWORDLJARIZATIONPOWERAMDLIFIERFEEDFORWARDPREDISTORTION創(chuàng)新性聲明、695764本人聲明，所呈交的論文是我個(gè)人在導(dǎo)師的指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得的研究成果。盡我所知，除了文中特別加以標(biāo)注和致謝中所羅列的內(nèi)容外，論文中不包含其他人已經(jīng)發(fā)表或者撰寫(xiě)過(guò)的研究成果也不包含為獲得西安電子科技大學(xué)或者其他教育機(jī)構(gòu)的學(xué)位或證書(shū)而使用過(guò)的材料。與我一起工作過(guò)的同志對(duì)本研究所做的任何貢獻(xiàn)均已在論文中作了明確地說(shuō)明并表示了謝意。申請(qǐng)學(xué)位論文與資料若有不實(shí)之處，本人承擔(dān)一切責(zé)任。本人簽名鏖杰日期2四15關(guān)于論文使用授權(quán)的說(shuō)明本人完全了解西安電子科技大學(xué)有關(guān)保留和使用學(xué)位論文的規(guī)定，即研究生在校攻讀學(xué)位期間論文工作的知識(shí)產(chǎn)權(quán)單位屬于西安電子科技大學(xué)。本人保證畢業(yè)離校以后，發(fā)表論文或使用論文工作成果時(shí)署名單位仍然為西安電子科技大學(xué)。學(xué)校有權(quán)保留送交論文的復(fù)印件，允許查閱和借閱論文學(xué)校有權(quán)公布論文的全部或者部分內(nèi)容，可以允許影印、縮印或者其他復(fù)制手段保留全文。保留的論文在解密后遵守此規(guī)定。本學(xué)位論文屬于保密在年解密后適用本授權(quán)書(shū)。本人簽名鏖蹇日期2四515導(dǎo)師簽名；I日期2舾2厶絲O1笫一章緒論第一章緒論系統(tǒng)對(duì)功率放大器線(xiàn)性化程度要求的提高，是導(dǎo)致線(xiàn)性化技術(shù)成為研究熱點(diǎn)的原因所在。本章先討論不同系統(tǒng)對(duì)功放線(xiàn)性化的不同要求，再簡(jiǎn)要回顧線(xiàn)性化技術(shù)的發(fā)展歷程，最后概述本文要詳細(xì)討論的方法。11研究線(xiàn)性功率放大器的目的隨著移動(dòng)通訊事業(yè)的迅猛發(fā)展，特別是CDMA和第三代移動(dòng)通信技術(shù)的發(fā)展，使得系統(tǒng)對(duì)功放線(xiàn)性的要求越來(lái)越高。在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，為了保證一定范圍的信號(hào)覆蓋，我們通常使用功率放大器來(lái)進(jìn)行信號(hào)放大，進(jìn)而通過(guò)射頻前端和天線(xiàn)系統(tǒng)發(fā)射出去。而在CDMA或WCDMA的基站中，如果采用般的高功放F通常工作于A(yíng)B類(lèi)將由于非線(xiàn)性的影響產(chǎn)生頻譜再生效應(yīng)，如21節(jié)所述。為了較好地解決信號(hào)的頻譜再生和EVM誤差矢量幅值問(wèn)題，就必須對(duì)功放采用線(xiàn)性化技術(shù)。不僅如此，功放在基站中的成本比例約占13，如何有效、低成本地解決功放的線(xiàn)性化問(wèn)題就顯得非常重要。線(xiàn)性化技術(shù)在衛(wèi)星通信，數(shù)字化廣播發(fā)射機(jī)，蜂窩基站，直放站，手機(jī)中都需要應(yīng)用，只要單元電路輸入信號(hào)中存在多個(gè)頻率分量，就必須考慮線(xiàn)性化問(wèn)題。只是由于不同的信號(hào)電平和不同的使用場(chǎng)合，使得其難易程度會(huì)有很大的差別。以下給出不同系統(tǒng)對(duì)功放線(xiàn)性的要求F1】111GSM系統(tǒng)對(duì)功放的線(xiàn)性化的要求GSM是一種成熟的TDMA技術(shù)，下行工作頻段為935960MHZ，信道帶寬是200KHZ，采用GMSK調(diào)制。GMSK調(diào)制是衡包絡(luò)調(diào)制，所以系統(tǒng)效率比較高。盡管信道頻帶窄，工作頻率相對(duì)較低，但GSM多載波線(xiàn)性功放的困難是顯而易見(jiàn)的，其三階交調(diào)分量的抑制要求70DBC。目前多數(shù)產(chǎn)品都采用單載頻功率放大，進(jìn)而把功放的輸出合路F合路器一般在射頻前端模塊。其好處是簡(jiǎn)單，但合路損耗大，理論上二路的合路損耗達(dá)3DB。GSMEDGE能利用現(xiàn)有的GSM系統(tǒng)滿(mǎn)足數(shù)據(jù)通信的要求，配備EDGE功能主要的改動(dòng)點(diǎn)在GSM系統(tǒng)中軟件和功放部分。由于它采用了8PSK8移相鍵控調(diào)制，所以有更好的頻譜利用率和更高的數(shù)據(jù)通信速率。但它是非衡包絡(luò)調(diào)制，要求在原來(lái)GSM系統(tǒng)高功放的基礎(chǔ)上回退約34DB。相比原有系統(tǒng)在成本上增加不多，但能很好地滿(mǎn)足數(shù)據(jù)通信的要求。滿(mǎn)足GSMEDGE的功放要求有定的線(xiàn)性指標(biāo)，另外，EVM15DB鄰信道泄漏功率比48DBC5MHZ；53DBC10MHZ頻譜輻射模板見(jiàn)規(guī)范3GPP25104諧波2次80,000小時(shí)WCDMA系統(tǒng)的信道帶寬達(dá)5MHZ，對(duì)于兩載波的線(xiàn)性功放就要求工作帶寬達(dá)10MHZ。而線(xiàn)性化技術(shù)是有帶寬限制的。適用于WCDMA的線(xiàn)性化技術(shù)是前饋FEEDFORWARD和預(yù)失真PREDISTOAION技術(shù)，前饋和數(shù)字預(yù)失真技術(shù)都有良好的效果，這是兩種主流技術(shù)。相對(duì)來(lái)說(shuō)，前饋比較成熟，性能穩(wěn)定可靠，但前饋在成本和效率等方面不如數(shù)字預(yù)失真。預(yù)失真由于功放本身的記憶效應(yīng)使得帶寬和改善量都受到影響。記憶效應(yīng)又可以分成熱記憶效應(yīng)和電記憶效應(yīng)兩種。非線(xiàn)性失真可以分成AMAM和AMPM兩種，在實(shí)際線(xiàn)性化補(bǔ)償時(shí)需要分別加以考慮，包括記憶效應(yīng)。模擬預(yù)失真比較簡(jiǎn)單，但用二極管等制成的預(yù)失真電路往往不能滿(mǎn)足系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍，所以經(jīng)常只是用于前饋放大器的主功放中。另外數(shù)字預(yù)失真為非實(shí)時(shí)系統(tǒng)，有訓(xùn)練過(guò)程，起始線(xiàn)性化的速度較慢。還有數(shù)字預(yù)失真是在射頻電路之前，往往與發(fā)信機(jī)做在一起。應(yīng)該說(shuō)，數(shù)字預(yù)失真更有前景，目前已經(jīng)第一章緒論有商用化的產(chǎn)品。114第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)的線(xiàn)性化如果說(shuō)3G數(shù)據(jù)的最高傳輸速率是2MBPS的話(huà)，而4G可以達(dá)到20MBPS甚至更高。而要實(shí)行此目標(biāo)就有可能采用高速調(diào)制與快速鏈路自適應(yīng)等技術(shù)。采用16QAM和64QAM等高階調(diào)制技術(shù)可以達(dá)到在5MHZ帶寬中提供10MBPS的水平。但高階調(diào)制將明顯降低噪音、干擾和其它信道損傷的抵抗力。對(duì)16QAM調(diào)制來(lái)說(shuō)，ACP會(huì)變得次要，而EVM作為線(xiàn)性化指標(biāo)會(huì)成為主要指標(biāo)。在4G中，接入方式除CDMA或DSCDMA外，更有可能選擇OFDM，它由眾多正交的子載波組成，所以其峰均比更高。但調(diào)整多載波信號(hào)中的各個(gè)構(gòu)成信號(hào)的組合相位，可以降低PAR?？梢灶A(yù)見(jiàn)，在4G中，功放的性能會(huì)越來(lái)越好，但成本會(huì)越來(lái)越低。LJ15手機(jī)的線(xiàn)性化手機(jī)的輸出功率較小，指標(biāo)要求也較基站低，但對(duì)于CDMA和WCDMA手機(jī)來(lái)說(shuō)，線(xiàn)性化的問(wèn)題也是不容忽視的。對(duì)手機(jī)來(lái)說(shuō)，在5MHZ處鄰道抑制的最低要求是33DB，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)考慮在35DB以上。如果功放本身的ACLR是25DBCLW，則需要有10DB以上的抵消要求。由于手機(jī)的體積小，不可能把線(xiàn)性化電路做得太復(fù)雜，所以10DB的指標(biāo)并不是一個(gè)低的要求。一般來(lái)說(shuō)，廠(chǎng)家會(huì)推出一些線(xiàn)性化功放的集成塊，但器件的選擇使用時(shí)必須正視此問(wèn)題。電源效率是WCDMA手機(jī)面臨的一個(gè)難題，而與此有關(guān)的就是其功放的線(xiàn)性化問(wèn)題。116直放站和BOOSTER的線(xiàn)性化直放站和輔助放大器BOOSTER的線(xiàn)性化問(wèn)題就其技術(shù)上來(lái)講與基站相類(lèi)似，如CDMA直放站，其指標(biāo)與基站相近。區(qū)別是通用的直放站還定義了對(duì)三階交調(diào)分量的要求，指標(biāo)不大于14DNM基站也在往這個(gè)方向靠，這提高了對(duì)其線(xiàn)性度的要求。另外，由于直放站的增益高，在系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)需要特別考慮信號(hào)的隔離等問(wèn)題。因?yàn)榉€(wěn)定性是線(xiàn)性化的前提。目前使用的直放站基本上是單載波的，所以相對(duì)比較簡(jiǎn)單。多載波的情況會(huì)困難的多。就BOOSTER而言，由于體積和重量等要求，不可能把線(xiàn)性化電路做的太復(fù)雜，只能選擇一些比較簡(jiǎn)單的電路。117數(shù)字化廣播發(fā)射機(jī)的線(xiàn)性化數(shù)字化電視系統(tǒng)已經(jīng)在國(guó)內(nèi)啟動(dòng)，數(shù)字化電視發(fā)射機(jī)就必須解決線(xiàn)性化問(wèn)題，另外廣播發(fā)射機(jī)較之普通通信基站對(duì)EVM有更高的要求。3GPP25104中規(guī)定，對(duì)僅為QPSK調(diào)制的信號(hào)，基站系統(tǒng)的EVM小于175；而包含16QAM調(diào)制的信號(hào)，基站系統(tǒng)的EVM應(yīng)小于125?？傊?，無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)和廣播電視領(lǐng)域都對(duì)功放線(xiàn)性化提出了越來(lái)越高的要求，而線(xiàn)性化技術(shù)本身又有一定難度針對(duì)不同要求。這正是本文要對(duì)功放線(xiàn)性化技術(shù)進(jìn)行探討的目的所在。4線(xiàn)性功率放人器研究121反饋法工作原理12線(xiàn)性化技術(shù)的回顧NONNEBRF啊B靠DOR圖11反饋原理圖在20實(shí)際20年代末期，名叫HAROLDBLACK的電子工程師提出了反饋的電路形式，并且應(yīng)用于放大器，這種反饋的電路形式在后來(lái)的電路設(shè)計(jì)中成為一種非常基礎(chǔ)實(shí)用的電路。也正是此人后來(lái)在1928年由申請(qǐng)了前饋電路的專(zhuān)利反饋包括正反饋和負(fù)反饋，對(duì)于放大器來(lái)講正反饋有可能引起振蕩，所以，在功放的設(shè)計(jì)過(guò)程中，反饋一般就指的是負(fù)反饋。如下圖11所示，假設(shè)源和負(fù)載端都是理想的匹配電路，對(duì)開(kāi)環(huán)增益A沒(méi)有任何的影響，則開(kāi)環(huán)增益A為一監(jiān)11對(duì)于閉環(huán)的結(jié)構(gòu)，反饋電壓”為一盧。12這樣輸入就變成一K一E聲P13整個(gè)反饋系統(tǒng)的傳輸函數(shù)就變成A，；生。4_1414盧只要保證反饋回來(lái)的量和輸入信號(hào)相減就可以保證整個(gè)反饋結(jié)構(gòu)的增益是正值。否則會(huì)引起振蕩。通常，一盧，1，所以1A，一315。盧這說(shuō)明，反饋型放大器的增益幾乎獨(dú)立于開(kāi)環(huán)增益，及獨(dú)立于放大器本身的增益，而僅由反饋網(wǎng)絡(luò)來(lái)決定，而反饋網(wǎng)絡(luò)又通常是一個(gè)比較精確的工作于線(xiàn)性狀態(tài)下第一章緒論的無(wú)源器件，從而避開(kāi)了功放本身的非線(xiàn)性。而反饋型功放的線(xiàn)性也是以犧牲其增益得到的?？傇鲆鏈p少到原來(lái)的YA彳蘆由于反饋法存在穩(wěn)定性問(wèn)題，且線(xiàn)性改善度有限，現(xiàn)在已經(jīng)基本不用。但是還有一些反饋和別的技術(shù)的組合應(yīng)用方法的出現(xiàn)【21。122模擬預(yù)失真線(xiàn)性化技術(shù)根據(jù)功放的失真情況，一般以AMAM特性和AMPM特性來(lái)描述，在功放前端插入與需要線(xiàn)性化的放大器的特性相反的預(yù)失真器，使得進(jìn)入放大器的信號(hào)提前有一個(gè)失真，從而使放大器的輸出為近似的線(xiàn)性一這種預(yù)失真方法通常是在主放大的前端直接插入二極管或三極管，根據(jù)偏壓或別的手段來(lái)控4極管或三極管的工作狀態(tài)以得到與主放大AMAM和AMPM特性相反的信號(hào)【3】4】【5】。這種技術(shù)方法簡(jiǎn)單，但是要根據(jù)不同的功放找到與其特性相反的二極管或三極管，并不是件容易的事。所以直到目前仍有大量的文章是關(guān)于何種二極管或三極管應(yīng)用于何種功放取得良好線(xiàn)性的。從另一個(gè)角度講，為了分析的方便，就以放大器在輸入為雙音信號(hào)時(shí)，對(duì)消其產(chǎn)生的交調(diào)產(chǎn)物為目標(biāo)來(lái)設(shè)計(jì)。這時(shí)預(yù)失真器實(shí)際上是一個(gè)交調(diào)產(chǎn)生器，其輸出的是一個(gè)幅度、相位可控的交調(diào)產(chǎn)物的以及需要的載波。這種方法在第3章中有詳細(xì)的論述，并且結(jié)合理論分析做出了實(shí)物見(jiàn)附錄3。123前饋線(xiàn)性化技術(shù)前饋法的基本原理是用兩個(gè)環(huán)路分別對(duì)消掉載波信號(hào)和失真信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)線(xiàn)性化。由于在第一個(gè)環(huán)路中提取出來(lái)的失真成分都是需要線(xiàn)性化的放大器自身的產(chǎn)物，所以用這些產(chǎn)物來(lái)和放大器的輸出端的失真成分對(duì)消，效果非常良好。早在20世紀(jì)20年代，貝爾實(shí)驗(yàn)室的HSBLACK就提出了減小放大器失真的兩種方法前饋和負(fù)反饋。在1960年，貝爾實(shí)驗(yàn)室的SEIDEL和他的同事發(fā)現(xiàn)負(fù)反饋會(huì)造成放大器固有的群延遲，它受條件穩(wěn)定和抑止互調(diào)失真有限等限制，他們才開(kāi)始研究前饋在放大器中的用途。前饋有許多潛在的有點(diǎn)，如1可以大大的改善功放的線(xiàn)性度；2在工作頻帶的帶寬內(nèi)，它不損失器件的增益帶寬；3第二個(gè)輔助放大器僅處理誤差信號(hào)，因此，它是低功率和低噪聲的放大器，使系統(tǒng)的總噪聲性能得到改善4它是無(wú)條件穩(wěn)定的電路。但由于前饋法電路的復(fù)雜性，當(dāng)時(shí)前饋技術(shù)并未有太廣泛的應(yīng)用。近年來(lái)隨著移動(dòng)通信事業(yè)的發(fā)展，以及對(duì)器件線(xiàn)性程度的要求的不斷提高，前饋技術(shù)在國(guó)外已經(jīng)廣泛應(yīng)用，關(guān)于前饋控制算法的研究也成了研究的熱點(diǎn)。但是，在國(guó)內(nèi)還內(nèi)還沒(méi)有較成熟的產(chǎn)品出現(xiàn)，高校也多停留在理論及仿真的階段。前饋法的優(yōu)點(diǎn)是線(xiàn)性改善度高，但是這也是以犧牲效率為代價(jià)的，由于其在第二個(gè)環(huán)插入了誤差放大器，所以其效率一般都低于模擬預(yù)失真法。前饋法的難點(diǎn)是如何對(duì)其幅度和相位隨溫度和功率的變化做自適應(yīng)的控制，關(guān)于前饋的控制算法向來(lái)是研究的熱點(diǎn)【6】【7】【8】。本文結(jié)合實(shí)際，在第2章前饋的理論基礎(chǔ)上，采用簡(jiǎn)單的自適應(yīng)算法，實(shí)現(xiàn)對(duì)前饋功放的控制。實(shí)物見(jiàn)附錄2線(xiàn)性功率放大器研究13研究方案概述一般說(shuō)來(lái)，線(xiàn)性度要改善15DB以下J用模擬預(yù)失真技術(shù)是可以實(shí)現(xiàn)的，根據(jù)不同情況可以適當(dāng)?shù)倪x擇和主放大AMAM特性和AMPM特性相反的二極管或三級(jí)管來(lái)實(shí)現(xiàn)預(yù)失真器，這種辦法無(wú)疑是最簡(jiǎn)單，效率最高的，但簡(jiǎn)單易行的辦法往往其要求卻是最高的，因?yàn)橐业胶椭鞣糯筇匦酝耆喾吹念A(yù)失真器并不是一件容易的事情；采用單獨(dú)提取交調(diào)的辦法來(lái)產(chǎn)生預(yù)失真的方法雖然也容易理解，線(xiàn)性改善度也可以很高，但是其實(shí)現(xiàn)難度上也是相當(dāng)高的，本文將有詳細(xì)論述，其需要大量的輔助電路調(diào)幅調(diào)相器，ALC，AGC，并且對(duì)信號(hào)控制的要求也是相當(dāng)高的。所以要改善15DB以上最好是采用前饋技術(shù)，在前饋技術(shù)中，根據(jù)適用場(chǎng)合的不同，可以選擇不同的控制辦法以及算法，本文所采用的算法使用于環(huán)境變化溫度，功率范圍不是特別大的情形，如果這些因素變化過(guò)于迅猛，則需要采用更精確的自適應(yīng)控制算法，例如對(duì)第二個(gè)換采用插入導(dǎo)頻信號(hào)的辦法。本文將在第二章對(duì)前饋技術(shù)展開(kāi)詳細(xì)的分析，并且結(jié)合具體的指標(biāo)要求，設(shè)計(jì)了一款用于CDMA系統(tǒng)的30W前饋功率放大器，在設(shè)計(jì)的過(guò)程中，對(duì)主放大和調(diào)幅調(diào)、相器的設(shè)計(jì)過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)的論述包括理論分析、器件選擇、電路設(shè)計(jì)，并且對(duì)各部分及整個(gè)環(huán)路都進(jìn)行了仿真，見(jiàn)附錄1，再根據(jù)實(shí)際情況選擇了適當(dāng)?shù)淖赃m應(yīng)算法，最終完成整個(gè)前饋功率放大器的設(shè)計(jì)，取得不錯(cuò)的效果。實(shí)物見(jiàn)附錄2。鑒于前饋技術(shù)的復(fù)雜性，以及其在效率方面不夠高的特點(diǎn)，在第三章對(duì)預(yù)失真技術(shù)展開(kāi)新的討論，同樣以一個(gè)具體的指標(biāo)為例，先從傳統(tǒng)的預(yù)失真技術(shù)入手，展開(kāi)理論分析，在此基礎(chǔ)之上，設(shè)計(jì)了一款預(yù)失真線(xiàn)性功率放大器，對(duì)其進(jìn)行了仿真，并做出了實(shí)物見(jiàn)附錄3，根據(jù)結(jié)果發(fā)現(xiàn)其預(yù)失真器產(chǎn)生的IMD5對(duì)主放大的IMD5反而產(chǎn)生了不好的影響；因此重新對(duì)預(yù)失真技術(shù)展開(kāi)分析，發(fā)現(xiàn)問(wèn)題所在，在此基礎(chǔ)之上重新設(shè)計(jì)了一款獨(dú)立控制IMD3和IMD5的預(yù)失真功率放大器，經(jīng)過(guò)仿真得到良好的效果。第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)本章先介紹功放的非線(xiàn)性特性及其描述方法，再以實(shí)現(xiàn)如下指標(biāo)的C網(wǎng)功率放大器為例平均輸出功率30W，雙音間隔為123MHZ的IMD3一60DBC，ACPR45DBC_750KHZRBW30KHZ，ACPR60DBC198MHZRBW30KHZ，增益約為50DB選擇前饋技術(shù)，先分析前饋的基本原理，再逐個(gè)討論其各主要組成部分，以及各部分和整個(gè)前饋功放的關(guān)系。在每一部分的理論分析基礎(chǔ)之上，又介紹了各部分的設(shè)計(jì)過(guò)程，最后介紹了我們選用的控制算法，并且最終實(shí)現(xiàn)了整個(gè)前饋功放。21放大器的非線(xiàn)性特性的描述211功率放大器的輸入輸出特性對(duì)于一個(gè)理想的線(xiàn)性化的放大器，其輸出電壓僅是輸入電壓的常數(shù)倍，可以通過(guò)下式表達(dá)【21】K。O一G圪F21所有的輸入信號(hào)幅度都被放大了G倍，在一個(gè)給定的頻率下，輸出信號(hào)同輸入信號(hào)的相位差也是一個(gè)固定的值。一個(gè)理想的放大器，在整個(gè)的通帶內(nèi)具有固定的增益，線(xiàn)性的相移，固定的延遲時(shí)間。一個(gè)理想的放大器也是無(wú)記憶效應(yīng)的，即，放大器在任何時(shí)刻的輸出響應(yīng)是由這一時(shí)刻的輸入決定的，而不受前一時(shí)刻的影響。IM均腦驢抽小瀛歹0D卅左100；1CL。一圖21放大器的2端口表示圖22輸入輸出關(guān)系然而，實(shí)際中放大器中所使用的器件，例如晶體管，都具有非線(xiàn)性，這種非線(xiàn)性使得輸出電壓是輸入電壓更高階的函數(shù)。任何非線(xiàn)性的輸入輸出關(guān)系都可以用泰勒基數(shù)的展開(kāi)來(lái)描述，所不同的僅是展開(kāi)系數(shù)的不同而已，如圖21，圖22V。G1V。十G2VG3口G4V卜GSV卜22線(xiàn)性功率放大器研究這里Q即為描述功放不同非線(xiàn)性的展開(kāi)系數(shù)，是標(biāo)量。212AMAM和AMPM特性由于電壓是具有幅度和相位的矢量，所以如果把輸出電壓的幅度和相位分別對(duì)應(yīng)輸入電壓的大小來(lái)對(duì)待，就是其AMAM和AMPM特性。即AMAM用來(lái)表示輸出電壓幅度隨輸入電壓幅度的變化關(guān)系，AMPM用來(lái)表示輸出電壓相位隨輸入電壓幅度的變化關(guān)系。線(xiàn)性和非線(xiàn)性的AMAM和AMPM特性分別表示如圖23和圖24。213單載波輸出和諧波失真如果以一個(gè)網(wǎng)路的輸入信號(hào)為未調(diào)制的CW信號(hào)，其形式為圪F一口COS2石，LF廬23那么當(dāng)該網(wǎng)絡(luò)是線(xiàn)性的系統(tǒng)時(shí)，則輸出由11決定，輸出形式如圖25所示，經(jīng)過(guò)傅立葉變換由時(shí)域變成頻域則輸出如圖26所示。B雖覃置0言1612影一，圖23AMAM特性、1州LL“W啪H刪圖24AMPM特性L(fǎng)1WNOLLHONIJ試ILILIIIIILII，IILILI圖25線(xiàn)性的單載波時(shí)域輸出圖26線(xiàn)性的單載波頻域輸出而對(duì)于非線(xiàn)性的網(wǎng)絡(luò)，則輸出由式22決定，輸出形式如圖27所示，經(jīng)過(guò)傅立葉變換由時(shí)域變成頻域的則輸出如圖28所示。，置一I6GIRD5第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)9I615HIIILI州L1L1L試L，1NUHAI，即蛐“MORTIC圖27非線(xiàn)性的單載波時(shí)域輸出圖28非線(xiàn)性的單載波頻域輸出從頻域分析可以更直觀(guān)的看出，線(xiàn)性系統(tǒng)只輸出需要放大的一個(gè)載波，1，而非線(xiàn)性系統(tǒng)中除了輸出需要的載波外，還出現(xiàn)了直流分量、2次諧波2，13次諧波3。214輸入為雙音信號(hào)時(shí)的諧波和交調(diào)失真如果輸入的雙音信號(hào)形式為PLF口COS2,RG，L。T口COS22Z“，2F24同樣由21式得出其時(shí)域和頻域線(xiàn)性化的輸出如圖29和210。F叫ANT叫佃幡一2L圖29線(xiàn)性的雙載波時(shí)域輸出圖210線(xiàn)性的雙載波頻域輸出同樣對(duì)于非線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)輸出由22式變?yōu)閂。GLACOSWLTCOSF】G2A2COSWLTCOSF】2G2A3【00SWLFCOSW2T13G2口4【COSOV，COSW2T1425G2A5EOSW,TCOSW2T5進(jìn)一步展開(kāi)，得到表21G1UG，VG，VG。VG訂1DC191419|冬254WIM姊要譬_暑EO曩覃弓B，O線(xiàn)性功率放人器研究19|4254W2W,“222W，12213WL2W,W342582W，W342583砒1425163W1425162W,42W，343W,123WW112414,1184M183W,2W,583W,2W,584W,WN5164W,W5165WL1165W1116表1115式展開(kāi)后的各階產(chǎn)物MILI10。如LLRBG晌N夕JIRI唑懋。ILRW唪I怖1ILIIN圖211非線(xiàn)性的雙載波時(shí)域輸出圖212非線(xiàn)性的雙載波頻域輸出同樣對(duì)于線(xiàn)性系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，時(shí)域的情況下未出現(xiàn)包絡(luò)上的失真，頻域下也僅由兩個(gè)輸入信號(hào)的放大。但在非線(xiàn)性系統(tǒng)中，輸出信號(hào)的包絡(luò)出現(xiàn)了失真，如圖211，頻率域中出了放大后的載頻信號(hào)外，還出現(xiàn)了直流分量、二階項(xiàng)在頻率點(diǎn)2WI，呂要PJ拿6蘭三至墮墮堡絲垡墊查12W2，WLW2的二階產(chǎn)物；四階項(xiàng)頻率點(diǎn)在4M，4W2，2H2，3WL的四階產(chǎn)物?？傊茧A失真項(xiàng)的頻率已落在了通帶范圍以外，不予考慮；對(duì)于奇階失真項(xiàng)，其諧波分量也落在了通帶以外，只有奇階交調(diào)分量的頻率最靠近輸入的雙音信號(hào)，其頻率為2W一WL，2MW以及3W22M，3M一2WZ頻譜如圖212所示，幅度如26式F峨GLG萼A5G5IM3。三A3G3警A5“G5旺S，IM5W5ASG52153階截距點(diǎn)B；司一L，卜，R，R一一呻B糾Z護(hù)蔓“R帥曲RIMC吧|，I1叩叩熙式Y(jié)叩1，圖213IP3由26式可以看出，輸入信號(hào)幅度每增加LDB，則2次諧波份量則增加2DB，而3階交調(diào)份量則增加3DB，即如果以輸入信號(hào)幅度為橫坐標(biāo)，則輸出載波與3階交調(diào)隨輸入功率的變化關(guān)系如圖213所示，顯然3階交調(diào)的斜率是輸出載波的3倍，二者的交點(diǎn)即3階交調(diào)和輸出功率相等時(shí)的點(diǎn)，稱(chēng)為3階截距點(diǎn)IP3。3階截距點(diǎn)和3階交調(diào)的關(guān)系如下瑚2憶螄一珊J27E。是輸入功率，B。西，是3階截距點(diǎn)，M是交調(diào)大小A例如，1功放的3階交截點(diǎn)為30DBM，當(dāng)輸入功率為0DBM時(shí)，其交調(diào)相對(duì)值為60DBC。216級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的3階截距點(diǎn)對(duì)于級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來(lái)說(shuō)，其IP3可由下式計(jì)算，P3。上旦盟。盟GI11“31IP32IP33IP3。28線(xiàn)性功率放大器研究其中G。為各級(jí)的實(shí)際放大倍數(shù)G。10K腫，P3。為3階交截點(diǎn)的大小P3。10”M7”，單位為W。217臨道功率比ADJACENTCHANNELPOWERRATIO臨道功率比ACPR是用來(lái)衡量由于功放的非線(xiàn)性導(dǎo)致的需要的信號(hào)功率擴(kuò)散到臨近信道的程度。如果中心頻率為L(zhǎng)，功率為只，需要觀(guān)測(cè)的頻率為，C一，O，功率為。，則用AP,一。再取DB即為臨道功率比。218雙音交調(diào)和ACPR的關(guān)系根據(jù)前面對(duì)IMD和ACPR的分析，對(duì)下列參數(shù)做如下約定刪R。為雙音交調(diào)比DBC；上巴為器件的3階交截點(diǎn)；只。為器件的平均輸出功率；11為載波數(shù)目；R為臨道產(chǎn)物數(shù)目R_1代表第一個(gè)交調(diào)產(chǎn)物則ACPR和交調(diào)的關(guān)系為爿CIMR2_。,6LOLOGF熹1汜9，其中，A233N221里里虹哇BN2ROODN2蜆一。一2她一62484210MODWY定義為X除以Y得的余數(shù)。下面舉例計(jì)算，對(duì)于一個(gè)未線(xiàn)性化的多載波功率放大器，IP3為60DBM，如果用它來(lái)放大一個(gè)具有16載波的輸入信號(hào)，每個(gè)載波的功率為L(zhǎng)W30DBM，則其ACPR計(jì)算過(guò)程如下A16308B1664則由29式和210式得ACPR為ACPRMIMR2一M。一1023IMR2M。2IP3一FKJ62一10LOGOF626010IOG16306419DBC這里N為載波數(shù)，為每一載波的功率，則爿C尸R置4191023皇409第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)22前饋法分析本節(jié)主要介紹整個(gè)前饋環(huán)路，以及對(duì)各部分的指標(biāo)要求，根據(jù)這些理論分析，分別確定了實(shí)現(xiàn)該功放各部分所選擇的器件，以及實(shí)現(xiàn)的過(guò)程。221原理介紹前饋法可由圖214簡(jiǎn)單說(shuō)明之。信號(hào)經(jīng)過(guò)功分器分成兩路，一路經(jīng)主放大器到耦合器再經(jīng)過(guò)固定的衰減器到達(dá)載波對(duì)消處，由于主放大的非線(xiàn)性導(dǎo)致這里不但有主頻信號(hào)還有交調(diào)產(chǎn)物；另一路經(jīng)延遲線(xiàn)1到達(dá)載波對(duì)消處；這兩路信號(hào)在載波對(duì)消處對(duì)消掉載波。剩余的交調(diào)產(chǎn)物經(jīng)過(guò)誤差放大器到達(dá)失真對(duì)消處，前面經(jīng)過(guò)耦合器的信號(hào)除了參與信號(hào)對(duì)消的部分外還有一部分通過(guò)延遲線(xiàn)2到達(dá)失真對(duì)消處，這兩路信號(hào)在失真對(duì)消處對(duì)消掉各種失真產(chǎn)物，最終僅輸出主載頻信號(hào)。圖1所示，口為插損量、C為耦合量、G為各放大器增益。環(huán)路的平衡是對(duì)消的保證【9】。對(duì)于第一個(gè)環(huán)有圖214前饋法原理圖A3。，L口C3。G，C1，C4211代入輸入輸出關(guān)系圪，C3G，ALF2A2圪C2G。A3。FLC一C3G，C1C。屹212可得總增益為驢昔業(yè)囂等絲旺可見(jiàn)，前饋功放的增益僅是一些無(wú)源器件的函數(shù)，與主放大器無(wú)關(guān)。同樣，對(duì)于第二個(gè)環(huán)路，當(dāng)其平衡時(shí)有ALF2A2CL。F3。C4C2214線(xiàn)性功率放大器研究P竺12蘭2一215CI。C4。C2帶入輸入輸出關(guān)系式212，同樣得總增益為213式曠等一坐繁舞盟CZ可見(jiàn)，當(dāng)兩個(gè)環(huán)路都達(dá)到平衡的時(shí)候，總增益是獨(dú)立于任何非線(xiàn)性量的，即主放大與輔放大的失真成分均未體現(xiàn)在輸出端。如果以DB表示，則216式變?yōu)镚一蘭A1A2爿3爿4十工1工2一CLC一工3217對(duì)于固定的耦合器和延遲線(xiàn)，前饋的增益可以通過(guò)改變衰減器L3的衰減量來(lái)調(diào)整。增加衰減值會(huì)提高整個(gè)前饋的增益；但同時(shí)必須提高主放大的增益，以確保整個(gè)前饋的輸出功率。根據(jù)上面的分析，結(jié)合具體的指標(biāo)要求，對(duì)各部分增益及插損和耦合做如圖215的分配圖215各級(jí)增益分配圖216各級(jí)延遲分配G。是包含了主放大器及其推動(dòng)級(jí)和此處相位、幅度調(diào)整網(wǎng)絡(luò)的總增益，約為52DB；G。包含了誤差放大器及其推動(dòng)級(jí)和該處相位、幅度調(diào)整網(wǎng)絡(luò)的總增益，約為61DB。加上輸入端的衰減和小信號(hào)放大，整個(gè)前饋的增益約為52DB。222幅度和相位不平衡度對(duì)信號(hào)對(duì)消的影響然而，輸入功率、環(huán)境溫度等因素的變化，都會(huì)引起整個(gè)環(huán)路相位和幅度的變化，這些變化會(huì)對(duì)環(huán)路的平衡帶來(lái)嚴(yán)重的影響，導(dǎo)致失真對(duì)消不徹底。幅度和相位的不平衡對(duì)交調(diào)改善度的影響可由下式來(lái)計(jì)算【10】I笪絲LZDMD一10LOGH101021020COSA妒L218一LJ式中，AG為幅度不平衡度DB，妒為相位不平衡度。AIMD為交條改善度DB。AIMD要改善25DB以上，AG和妒要分別小于05DB和2度。所以，第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)對(duì)環(huán)路的控制以保證良好的對(duì)消才是前饋技術(shù)的難點(diǎn)和關(guān)鍵所在。223前饋的輸入匹配如圖217所示，輸入信號(hào)被分為兩路一路到延遲線(xiàn)1，另一路到主放大器。當(dāng)環(huán)路1平衡的時(shí)候，沒(méi)有載波出現(xiàn)在耦合器4的輸出端；為了整個(gè)功放的噪聲特性，輸入耦合器3在延遲線(xiàn)方向通常都選擇最小的損耗量。到達(dá)主放大方向的信號(hào)通常衰減的多一些，這樣輸入反射系數(shù)R用。就可以忽略了。例如，C3一LODB，主放大的回?fù)p是15DB，那么在前饋的輸入端反射信號(hào)就被衰減了35DB，是可以忽略的了。理論上不應(yīng)該有通過(guò)主放大的信號(hào)返回到前饋的輸入端；然而，耦合器的方向性都是有限的。經(jīng)過(guò)主放大的信號(hào)會(huì)有少量出現(xiàn)在耦合器4的輸入端，并且經(jīng)由延遲線(xiàn)返回到耦合器3的輸入端。整個(gè)前饋功放輸入端的回波損耗為舭H，一242厶以D4219如果延遲線(xiàn)的損耗增加LDB，那么整個(gè)功放的回波損耗就增加2DB；然而，前饋的噪聲特性也會(huì)隨之下降，噪聲系數(shù)會(huì)增加LDB。所以為了增加前饋的回波損耗，就應(yīng)該盡可能的增加耦合器的回波損耗而不是增加延遲線(xiàn)的損耗。改善耦合器的方向性的另一個(gè)好處是，可以降低幅度和頻率的抖動(dòng)，這個(gè)抖動(dòng)會(huì)對(duì)寬帶信號(hào)的對(duì)消有負(fù)面的影響。圖217前饋輸入匹配圖圖218前饋輸出匹配圖根據(jù)圖215的指標(biāo)分配，由219式得殿71DB。224前饋的輸出匹配如圖218，在實(shí)際工作中，耦合器1的方向性也是有限的，一些信號(hào)會(huì)返回到耦合器1的耦合端，并且再次經(jīng)過(guò)誤差放大到達(dá)耦合器2，再到輸出端。輸出回波損耗為RK。；A2F2F3C4G。C2220當(dāng)環(huán)路2平衡時(shí)，把G。；至代入上式，并且F。D，C1，則C1C。CF，毗。MF口1口22譬D1221線(xiàn)性功率放大器研究如果以DB的形式表達(dá)，則TL。，D日；2。A22L24D12。22如果增加延遲線(xiàn)2的損耗，同樣會(huì)增加輸出端的回波損耗；然而，這樣就降低了功放的輸出功率，同時(shí)效率也會(huì)下降。所以，同輸入匹配一樣，只有增加耦合器的方向性同時(shí)降低幅度、頻率紋波才能更好的保證信號(hào)在寬頻帶范圍內(nèi)的對(duì)消。同樣根據(jù)圖215的指標(biāo)分配及222式，得本方案前饋輸出端的回波損耗約為32DB。實(shí)際工作中，還要加隔離器，這樣回波損耗就更大。225前饋法噪聲低的原因前饋功放輸入端的信噪比定義如下51限一二223刀JS是輸入信號(hào)功率W珥是輸入噪聲功率W對(duì)于共軛匹配電路來(lái)說(shuō)，輸入噪聲功率就代表最大可能噪聲功率玎，KTB224K是波茲漫常數(shù)，為13810Z3；T是絕對(duì)溫度值；B等效噪聲帶寬。產(chǎn)生于主放大器的附加噪聲噪聲FACTOR為厶，當(dāng)環(huán)路2達(dá)到平衡時(shí)，就完全對(duì)消掉了一G。厶A112口2一吩G。，C1F3。CG。C20225產(chǎn)生于誤差放大路徑的附加噪聲則無(wú)法對(duì)消了，因?yàn)樵谡`差放大器之后沒(méi)有別的環(huán)路來(lái)產(chǎn)生和其對(duì)消用的噪聲，所以由誤差放大器產(chǎn)生體現(xiàn)在前饋輸出端的噪聲為，L。；NIG。丘226上式可以寫(xiě)為下面的形式N。抨IG?！厩鹨?如LG。227上式中的第一項(xiàng)峨G。是由于前饋輸入端的噪聲引起的，在給定的環(huán)境溫度和帶寬下是無(wú)法降低的，因?yàn)槔簿痛淼氖钦媸堑臒嵩肼暋５诙?xiàng)代表附加噪聲可以通過(guò)降低噪聲系數(shù)使得正一1來(lái)得到。前饋輸出端的信噪比為SNR。魚(yú)羔2O2828。一里2訂F。C2把213和226帶入228式得到姍。唧。掣S229NIJE所以，整個(gè)前饋功放的噪聲因數(shù)為厶老點(diǎn)CZS。，寫(xiě)成噪聲系數(shù)DB的形式為第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)17DBTA，一A一一上1231由此可見(jiàn)，前饋功放的噪聲系數(shù)等于誤差放大的噪聲加上由輸入端到誤差放大前的損耗。如前兩節(jié)所屬，為了增加輸入端的回波損耗，是不能采用增加延遲線(xiàn)損耗的辦法的，這樣會(huì)造成前饋噪聲系數(shù)的增加。本文所設(shè)計(jì)的前饋功放中，誤差放大采用MHL9838，其噪聲系數(shù)約為41DB，A，3DB，A4O035DB，L，25DB，所以由231得本方案整個(gè)前饋的噪聲系數(shù)約為96DB。226延遲線(xiàn)信號(hào)通過(guò)一個(gè)網(wǎng)絡(luò)的延遲等于信號(hào)相位的變化率同信號(hào)角頻率變化率的比值F；鯉232A對(duì)于頻率為，0的點(diǎn)頻信號(hào)，其延遲時(shí)間FO為；F竺1233”甜TO對(duì)于多載波信號(hào)或者已調(diào)信號(hào)，則包含一組頻率，232式就指的是群延遲?？傊?，當(dāng)兩個(gè)信號(hào)的相位變化率同角頻率的變化率的比值相等時(shí)，它們就具有相等的延遲一個(gè)放大器的延遲包含兩個(gè)部分1。實(shí)際的傳輸延遲，2。傳輸函數(shù)中的極點(diǎn)和零點(diǎn)造成的信號(hào)相位的變化。一個(gè)網(wǎng)絡(luò)延遲的增加要么是極點(diǎn)、零點(diǎn)的增加造成的，要么是傳輸時(shí)間的加長(zhǎng)造成的。在前饋放大器中，延遲線(xiàn)在參考路徑中用于補(bǔ)償通過(guò)有源路徑幅度、相位調(diào)整網(wǎng)絡(luò)和功放的群延遲。只有當(dāng)延遲時(shí)間完全相等的時(shí)候，信號(hào)對(duì)消才是獨(dú)立于頻率的量，如圖219所示。、形，嘈移。L要M一一M；M一柏K一一一K、1,7T|1一5_321012345NU刪IQLRD岫,EER,CH,TNSM嘲H圖219信號(hào)對(duì)消在不同頻率下隨延遲失配的變化圖220帶邊抑制隨延遲失配波長(zhǎng)數(shù)得變化如果通過(guò)兩個(gè)路徑的延遲不匹配，則對(duì)消就會(huì)變成窄帶的，圖220示出了帶邊抑制特性隨延遲失配情況的變化曲線(xiàn)。然而對(duì)于一個(gè)延遲失配來(lái)講，在窄帶范圍內(nèi)仍然可以取得相當(dāng)程度的信號(hào)對(duì)消。在某些特定的情況下，需要人為的制造一些延遲失配，例如通過(guò)降低延遲線(xiàn)的損耗以提高整個(gè)前饋功放的效率。各級(jí)延遲時(shí)間如圖216所示。一號(hào)一CJ線(xiàn)性功率放大器研究227對(duì)誤差放大器平均輸出功率的要求在前饋系統(tǒng)中，誤差放大器的輸入信號(hào)包括交調(diào)份量，噪聲，還有第一個(gè)環(huán)路未對(duì)消干凈的載波；如果采用導(dǎo)頻法控制的話(huà)，還有導(dǎo)頻信號(hào)。如圖221，如果個(gè)AB類(lèi)的放大器平均輸出功率為，失真的相對(duì)值為K，那么該放大器輸出的失真信號(hào)的功率近似為墮昂；昂310”234卜|F，圖221失真信號(hào)功率得頻域估計(jì)圖222失真功率隨主放大交調(diào)的變化即，放大器輸出端的失真信號(hào)大約是放大器最大交調(diào)分量的3倍。從主放大的輸出端到前饋的輸出端的信號(hào)要經(jīng)過(guò)耦合器1，延遲線(xiàn)2，耦合器2，其功率增益為AJTJAI當(dāng)?shù)诙€(gè)環(huán)平衡的時(shí)候，通過(guò)延遲線(xiàn)支路的增益跟通過(guò)誤差放大之路的增益是相等的。誤差放大的平均輸出功率由下式給出，足F310等10嗇1A嚼口；孝Z筠足L”L。A；乒口；專(zhuān)235上式中代表第一個(gè)環(huán)路中剩余的載波功率；載波抑制一般達(dá)到30DBC就足夠了。由于主放大自身的交調(diào)情況，以及第一個(gè)環(huán)路的載波抑制情況的不同，進(jìn)入誤差放大器的信號(hào)有可能是誤差信號(hào)占優(yōu)勢(shì)，也有可能是剩余載波占大多數(shù)。例如，一個(gè)前饋功放的參數(shù)如表22所示，并非本文所設(shè)計(jì)的功放。主放大主放大載波抑耦合器1耦合器1耦合器2耦合器2延遲線(xiàn)平均輸?shù)氖д嬷魄闆r的耦合插損的耦合插損2的損出功率DMS因數(shù)C14因數(shù)C爿耗兄10W一30DBC30DBC20DB005DB10DB05DB3DB表22對(duì)誤差放大平均輸出功率需要的例子由235式及表22可知，該功放的誤差放大器的平均輸出功率為180MW44ROW的剩余載波和134MW的交調(diào)功率。如果環(huán)路抑制下降到25DBC，則誤差放大的功率上升到275MW，其中231MW為剩余載波。根據(jù)以上分析，本方案所要實(shí)現(xiàn)的是30W的功放，且主放大的失真是小于30DBC的，只要保證載波抑制能達(dá)到30DBC，則誤差放大器的平均輸出功率約為T(mén)口舌N喜日疊石第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)500MW即可，對(duì)MHL9838來(lái)說(shuō)器線(xiàn)性是足夠的。228對(duì)誤差放大器峰均比的需要前饋系統(tǒng)對(duì)誤差放大器峰均比的要求略高于對(duì)主放大峰均比的要求，多出來(lái)的這部分余量吃是為了保證誤差放大器不再產(chǎn)生新的交調(diào)份量；尼BE峨2_36回退的量丑。一般選擇6DB就足夠了，任何由誤差放大器產(chǎn)生的交調(diào)或噪聲份量都將因?yàn)闆](méi)有別的信號(hào)和其對(duì)消而將直接出現(xiàn)在前饋的輸出端。實(shí)際工作中，誤差放大器的交調(diào)大約有60DBC就基本夠用了。主放大的峰均比被設(shè)計(jì)成等于前饋輸入信號(hào)的蜂均比，B。為峨2巹5蛆237這樣誤差放大的峰值功率可以寫(xiě)為主放大峰值功率的形式，乓、1如I310”10”卜；爭(zhēng)吐；砉238，。2上式表明，誤差放大的峰值功率是主放大峰值功率和交調(diào)特性，以及載波抑制程度，耦合器和延遲線(xiàn)的函數(shù)。圖223示出了主放大的交調(diào)特性在不同的環(huán)路抑制情況下對(duì)誤差放大峰值的要求。隨著主放大交調(diào)特性的改善，前饋功放對(duì)誤差放大器峰值功率的需要也隨之降低，環(huán)路抑制也對(duì)誤差放大的峰值功率有相同的影響。力L25DB士一SVPPM。PDBINIERW目MNL5。7。，。陬H帥口D山軸CD艮M枷帥腫怕刪刪E州QI踟圖223主放大交調(diào)特性對(duì)誤差放大峰值功率的要求圖224前饋效率和主放大效率的關(guān)系需要注意的是，它們之間的關(guān)系并不是線(xiàn)性的，交調(diào)特性低于30DBC時(shí)，前饋系統(tǒng)對(duì)誤差放大峰值功率的需要成指數(shù)形式的；低于35DBC時(shí)，前饋系統(tǒng)對(duì)誤差放大的要求就主要由剩余載波來(lái)決定了。仍然假設(shè)本方案的所設(shè)計(jì)的功放載波抑制能達(dá)到30DBC，且主放大的交調(diào)為40DBC，則對(duì)誤差放大器的峰值功率的需求約是線(xiàn)性功率放人器研究120X6X3X10。4597W而MHL9838的峰值功率可達(dá)39DBM，可見(jiàn)峰值功率的余量也基本夠用。229前饋功放的效率計(jì)算如前所述，功放的效率可由下式計(jì)算叩魯，。，在前饋系統(tǒng)中，功率主要消耗在主放大和誤差放大器中所以，整個(gè)的直流功率包含尸DC一一“巴C一240主放大工作狀態(tài)是AB類(lèi)的效率是其平均功率的函數(shù)己CM一生241如果把峰均比乓置。乓?guī)肷鲜剑瑒t主放大的功耗可以寫(xiě)為匕CM5RU量“LJPM242誤差放大器的效率為昂C絲243如果把誤差放大器和主放大器的功率容量比定義為A兄E。，那么一S2I忑“IM244再考慮到耦合器，延遲線(xiàn)等的損耗，前饋的輸出功率略低于主放大的輸出功率的氣，A；乒口；245這樣前饋的效率則為2蕊222246L蠅J由上式可以看出前饋的效率主要受下列因素的影響1。耦合器損耗2。延遲線(xiàn)損耗3。主放大的效率在最大平均輸出功率時(shí)4。誤差放大器的效率在峰值功率時(shí)；5。信號(hào)的峰均比；6。主放大和誤差放大的峰值功率比主放大的交調(diào)特性和載波抑制的情況事實(shí)上，前饋的效率還跟一些附加的因素有關(guān)。例如，AD，DA，調(diào)幅調(diào)相器，推動(dòng)級(jí)的功放，檢波管，環(huán)路控制電路等消耗的功率有關(guān)。圖224示出了一些典型的前饋效率作為主放大效率的函數(shù)。根據(jù)圖215的指標(biāo)分配及246式，結(jié)合本節(jié)的分析，估計(jì)本方案的功放效率約為8。第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)23移相器、衰減器先介紹移相器和衰減器的工作原理，再結(jié)合所選器件，對(duì)移相器和衰減器做具體的設(shè)計(jì)，最后給出了實(shí)物和仿真結(jié)果。231移相器設(shè)計(jì)本部分利用變?nèi)荻O反偏時(shí)可等效為一可變電容的特性來(lái)實(shí)現(xiàn)【11】。主要器件有90度正交耦合器和變?nèi)荻O管VARACTOR。2311工作原理ALPHA公司的正交偶合器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖225所示；偶合端和直通端的損耗均為3DB左右，如圖226；偶合端相對(duì)直通端的相移約為90度如圖227；而隔離端的損耗也約在。36DB以下，如圖228所示。反射型壓控移相器的原理如圖229所示，輸入信號(hào)由足輸入后假設(shè)相位為O，經(jīng)3DB正交偶合器被平均分配到變?nèi)莨蹹1，D2處，由該偶合器的特性可知，到達(dá)DL處的信號(hào)PINC2相位為吼，到達(dá)D2處的信號(hào)PINC2相位為妒，仍90，由于變?nèi)荻O管反向偏壓時(shí)等效為一個(gè)可變電容，又由于R1R2相等，所以?xún)晒艿钠珘合嗤瓷湎嘁频南嘁屏恳蚕嗤?，記做AQO。所以，D1的反射相移為吼妒，返回到輸入端PIN的為礬妒，引瑚姐言9020AHE。匠OA0圖225正交偶合器、廠(chǎng)夕、，C“DFRO馴帥吖EGF圖226偶合和直接端的幅度響應(yīng)、，一一082N000,900鏜0劇086O舶0圖227偶合相對(duì)直接端的相移圖228隔離端的損耗到達(dá)輸出端的為90他妒D2的反射相移為妒妒，返回到輸入端PIN的為妒A妒90，到達(dá)輸出端的為甲，妒。所以在輸入端兩反射信號(hào)相位相差180度而相互抵消，在輸出端因?yàn)橄辔幌嗤印Ｒ虼?，這種反射型壓控移相器的相移量和一條支路的相移量是相等的，使用正交偶合器可以起到提高承受功率容量的效果。分析時(shí)我們僅需考慮一條支路即可。刪姍岳2R重要S一線(xiàn)性功率放火器研究圖229移相器工作原理圖2312變?nèi)莨艿南嘁茍D230反射相移隨電容變化對(duì)于一個(gè)可變電容，其反射系數(shù)和相移可分別由247式248式表示R；絲1ZOJ02CV247ZTZO1ZOJ蕊，療2ARCTANAJLL“。ZO248由此，可得反射相移隨電容變化的關(guān)系如圖230所示。實(shí)際應(yīng)用中的變?nèi)荻?jí)管一般不會(huì)有這么大的電容變化范圍，可變電容的最大相移變化范圍同電容變化率的關(guān)系可由下式表示【12】妒2【ARCTANRC一ARCTAN芋；】其中，RC；產(chǎn)苧。；、LM如249在ZMZ。1時(shí)Z。，電容變化率RC達(dá)到4的情況下，其反射相移七LP0也僅有74度A變?nèi)荻?jí)管的可變電容為C，L器C，QO為零偏時(shí)的結(jié)電容，妒為擊穿電壓，N為表征結(jié)電容隨電壓變化的非線(xiàn)性程度的量，攻為偏壓，C。管殼電容。我們采用的超突變結(jié)變?nèi)莨艿膮?shù)為，C，器32，電容的大約變化范圍為，442483PF，根據(jù)249式得其可提供的相位變化范圍約為63度。顯然，僅用一個(gè)變?nèi)荻O管，不能滿(mǎn)足我們對(duì)移相器相移量的要求。為了增加相移的范圍，我們采用如圖231所示的電路。用對(duì)管可以增加電容的變化范圍，增加電感亦可顯著提高相位的變化范圍。2213等效支路相移基于前面的分析，我們得知整個(gè)移相器的相移量和一條支路的相移量是相同的。所以，此處我們僅以耦合端支路為例進(jìn)行分析，該端口的等效電路如圖232所示，反射系數(shù)為C；所以，150GJB150G歸偶合端的相移為其中G0，B；一土墮250毗2口。一TAN一黑TANIJ旦筆一2TAN1508；251150、一50G71G7第二章前饋線(xiàn)性化技術(shù)圖23L移相器實(shí)際電路圖232偶合端等效電路，VR0874M慨R圖233相位隨電壓的變化情況圖234不同偏壓下相位隨頻率的變化關(guān)系由此，可得其相移變化的范圍如圖233所示。電壓從0到8伏變化時(shí)，該移相器可提供約186度的相移變化范圍。圖234給出了不同電壓下，相移隨頻率的變化情況，在10MHZ的帶寬內(nèi)，相移隨頻率并沒(méi)有很顯著的變化。在實(shí)際的應(yīng)用中，常常需要較大的相移量，而對(duì)相位變化范圍的需要卻不是很大，所以，可以將兩個(gè)這樣的網(wǎng)絡(luò)級(jí)連起來(lái)使用，一個(gè)可以用電位器先調(diào)到固定的值，另一個(gè)則用單片機(jī)輸出的控制電壓根據(jù)需要在一定范圍內(nèi)進(jìn)行自動(dòng)控